JPH07202574A - 復調器 - Google Patents
復調器Info
- Publication number
- JPH07202574A JPH07202574A JP6282275A JP28227594A JPH07202574A JP H07202574 A JPH07202574 A JP H07202574A JP 6282275 A JP6282275 A JP 6282275A JP 28227594 A JP28227594 A JP 28227594A JP H07202574 A JPH07202574 A JP H07202574A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- value
- amplitude
- demodulator
- absolute value
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04S—STEREOPHONIC SYSTEMS
- H04S1/00—Two-channel systems
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
- H03D1/22—Homodyne or synchrodyne circuits
- H03D1/2209—Decoders for simultaneous demodulation and decoding of signals composed of a sum-signal and a suppressed carrier, amplitude modulated by a difference signal, e.g. stereocoders
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Acoustics & Sound (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 デジタル構成の、搬送波の振幅および位相変
調によって伝送されるステレオ信号用復調器を提供する
ことである。 【構成】 位相および絶対値ないし振幅信号が形成さ
れ、前記絶対値ないし振幅信号の、前以て決めることが
できる値だけ低減された前記位相信号の正接との乗算に
よって差信号が形成され、前記前以て決めることができ
る値を得るために、前記差信号の直流成分が最小化され
る。
調によって伝送されるステレオ信号用復調器を提供する
ことである。 【構成】 位相および絶対値ないし振幅信号が形成さ
れ、前記絶対値ないし振幅信号の、前以て決めることが
できる値だけ低減された前記位相信号の正接との乗算に
よって差信号が形成され、前記前以て決めることができ
る値を得るために、前記差信号の直流成分が最小化され
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、搬送波の振幅および位
相変調によって伝送されるステレオ信号用復調器に関す
る。
相変調によって伝送されるステレオ信号用復調器に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】ステレオ信号を中間波送信機を介して伝
送するために、変調される信号の振幅が和信号（Ｌ＋
Ｒ）に依存しており、一方差信号およびパイロットトー
ンは位相変調として伝送される、所謂Ｃ−Ｑｕａｍ標準
が公知である。
送するために、変調される信号の振幅が和信号（Ｌ＋
Ｒ）に依存しており、一方差信号およびパイロットトー
ンは位相変調として伝送される、所謂Ｃ−Ｑｕａｍ標準
が公知である。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】本発明の課題は、この
ように変調された信号に対する、有利にはデジタル回路
によって実現することができる復調器を提供することで
ある。
ように変調された信号に対する、有利にはデジタル回路
によって実現することができる復調器を提供することで
ある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】本発明の復調器は、位相
および絶対値ないし振幅信号が形成され、かつ前記絶対
値ないし振幅信号の、前以て決めることができる値だけ
低減された前記位相信号の正接との乗算によって差信号
が形成され、かつ前記前以て決めることができる値を得
るために、前記差信号の直流成分が最小化されることを
特徴としている。
および絶対値ないし振幅信号が形成され、かつ前記絶対
値ないし振幅信号の、前以て決めることができる値だけ
低減された前記位相信号の正接との乗算によって差信号
が形成され、かつ前記前以て決めることができる値を得
るために、前記差信号の直流成分が最小化されることを
特徴としている。
【０００５】その際有利には、発振器信号との混合およ
び受信された振幅変調された信号のＡＤ変換によって、
ベースバンド内にある直交成分が形成されかつ該直交成
分からＣｏｒｄｉｃアルゴリズムを利用して振幅信号お
よび位相信号が形成される。
び受信された振幅変調された信号のＡＤ変換によって、
ベースバンド内にある直交成分が形成されかつ該直交成
分からＣｏｒｄｉｃアルゴリズムを利用して振幅信号お
よび位相信号が形成される。
【０００６】その際、振幅信号を和信号および差信号と
してそれぞれ１つの高域フィルタを介してマトリクス回
路に供給するようにすれば有利である。
してそれぞれ１つの高域フィルタを介してマトリクス回
路に供給するようにすれば有利である。
【０００７】本発明の実施例によれば、直流成分を表す
誤差信号を形成するために、差信号が和信号と乗算され
かつ低域フィルタおよび絶対値形成回路を介して導かれ
る。
誤差信号を形成するために、差信号が和信号と乗算され
かつ低域フィルタおよび絶対値形成回路を介して導かれ
る。
【０００８】この実施例の有利な構成では、誤差信号が
しきい値と比較されかつ誤差信号がしきい値より大きい
とき、前以て決めることができる値がステップ毎に変化
され、ここにおいて前記の方向は、誤差信号の、先行の
誤差信号との比較によって求められる。その際前以て決
めることができる値の変化の際のステップ幅を、誤差信
号の大きさに依存するようにすれば、特別高速に最適化
を実施することができる。
しきい値と比較されかつ誤差信号がしきい値より大きい
とき、前以て決めることができる値がステップ毎に変化
され、ここにおいて前記の方向は、誤差信号の、先行の
誤差信号との比較によって求められる。その際前以て決
めることができる値の変化の際のステップ幅を、誤差信
号の大きさに依存するようにすれば、特別高速に最適化
を実施することができる。
【０００９】搬送周波数と発振器信号の周波数との差異
が継続している場合、前以て決めることができる値は時
間とともに非常に大きくなりかつ回路の構成によって決
められる限界値に達することがある。このことを妨げる
ために、本発明の復調器の別の実施例によれば、前以て
決めることができる値は、前以て決めることができる限
界値に達した際に角度πだけ元に戻される。
が継続している場合、前以て決めることができる値は時
間とともに非常に大きくなりかつ回路の構成によって決
められる限界値に達することがある。このことを妨げる
ために、本発明の復調器の別の実施例によれば、前以て
決めることができる値は、前以て決めることができる限
界値に達した際に角度πだけ元に戻される。
【００１０】搬送波の発生のために送信機側において高
精度の水晶発振器が使用されかつ受信側において混合の
ために使用される発振器もほんの僅かでかつ緩慢な周波
数偏差しか有していないので、誤差信号の迅速な変化は
短時間の障害によって生じかつそれは直流成分の補償の
ために用いるべきではない。それ故に、本発明の発振器
の別の実施例によれば、絶対値形成部と前記誤差信号
の、しきい値との比較部との間で、さらなる低域フィル
タリングが行われる。
精度の水晶発振器が使用されかつ受信側において混合の
ために使用される発振器もほんの僅かでかつ緩慢な周波
数偏差しか有していないので、誤差信号の迅速な変化は
短時間の障害によって生じかつそれは直流成分の補償の
ために用いるべきではない。それ故に、本発明の発振器
の別の実施例によれば、絶対値形成部と前記誤差信号
の、しきい値との比較部との間で、さらなる低域フィル
タリングが行われる。
【００１１】搬送波と発振器信号との間の位相差を表す
信号により直流成分を補償するために、−π／２および
＋π／２の間の値領域しか必要としないので、本発明の
有利な構成では、補償された位相信号から正接を形成す
るために、５次の多項式が計算される。
信号により直流成分を補償するために、−π／２および
＋π／２の間の値領域しか必要としないので、本発明の
有利な構成では、補償された位相信号から正接を形成す
るために、５次の多項式が計算される。
【００１２】パイロット信号の周波数の倍数であるクロ
ック周波数を使用すれば、特別有利である。
ック周波数を使用すれば、特別有利である。
【００１３】
【実施例】次に本発明を図示の実施例につき図面を用い
て詳細に説明する。
て詳細に説明する。
【００１４】図１ないし図３において同じ素子には同じ
参照番号が付されている。
参照番号が付されている。
【００１５】実施例並びにその構成素子は確かにブロッ
ク図として示されている。しかしこのことは、本発明の
回路装置がブロックに相応する個々の回路を用いた実現
に制限されることを意味するものではない。むしろ本発
明の回路装置は、特に有利には、高集積回路を用いて実
現可能である。その際例えば、適当なプログラミングに
おいてブロック回路において示されている処理ステップ
を実施するデジタル信号プロセッサを使用することがで
きる。本発明の回路装置は、集積回路内の別の回路装置
とともに、放送受信機の重要な部分を形成することがで
きる。
ク図として示されている。しかしこのことは、本発明の
回路装置がブロックに相応する個々の回路を用いた実現
に制限されることを意味するものではない。むしろ本発
明の回路装置は、特に有利には、高集積回路を用いて実
現可能である。その際例えば、適当なプログラミングに
おいてブロック回路において示されている処理ステップ
を実施するデジタル信号プロセッサを使用することがで
きる。本発明の回路装置は、集積回路内の別の回路装置
とともに、放送受信機の重要な部分を形成することがで
きる。
【００１６】図１の実施例において、高周波信号がアン
テナ１によって受信されかつ受信部２に供給される。受
信部２は、前置段、混合器および選択手段のようなそれ
自体公知の素子から成っており、出力側に中間周波信号
が現れ、それはＡＤ変換器３を用いてデジタル信号に変
換される。この信号は２つの乗算器４，５を用いてベー
スバンドに低域変換され、このために乗算器４，５には
９０゜だけずらされて発振器６から混合信号が供給され
る。これにより、ベースバンドに直交成分ＩおよびＱが
生じる。
テナ１によって受信されかつ受信部２に供給される。受
信部２は、前置段、混合器および選択手段のようなそれ
自体公知の素子から成っており、出力側に中間周波信号
が現れ、それはＡＤ変換器３を用いてデジタル信号に変
換される。この信号は２つの乗算器４，５を用いてベー
スバンドに低域変換され、このために乗算器４，５には
９０゜だけずらされて発振器６から混合信号が供給され
る。これにより、ベースバンドに直交成分ＩおよびＱが
生じる。
【００１７】
【外１】
【００１８】ただしＵ0は電界強度に比例した電圧であ
り、Ｌは左チャネルの信号であり、Ｒは右チャネルの信
号であり、その際両信号は１より小さく、ｆは搬送周波
数であり、Ｐは２５Hzにおけるパイロットトーンであ
る。
り、Ｌは左チャネルの信号であり、Ｒは右チャネルの信
号であり、その際両信号は１より小さく、ｆは搬送周波
数であり、Ｐは２５Hzにおけるパイロットトーンであ
る。
【００１９】この信号は乗算器４，５および発振器６を
用いてベースバンドにおいて混合されかつデジタル化さ
れると−順序は図１に示されているように入れ換えるこ
ともできる−、次の２つの信号がデジタル形において生
じる： Ｉ＝Ｕ0[１＋Ｌ＋Ｒ]cos{Ф＋arctan[(Ｌ−Ｒ＋Ｐ)/(１＋Ｌ＋Ｒ)]} Ｑ＝Ｕ0[１＋Ｌ＋Ｒ]sin{Ф＋arctan[(Ｌ−Ｒ＋Ｐ)/(１＋Ｌ＋Ｒ)]} ただしФは、搬送波と発振器との間の位相偏差である。
それ自体公知の振幅調整を用いて、Ｕ0は一定の値、例
えば１に調整される。
用いてベースバンドにおいて混合されかつデジタル化さ
れると−順序は図１に示されているように入れ換えるこ
ともできる−、次の２つの信号がデジタル形において生
じる： Ｉ＝Ｕ0[１＋Ｌ＋Ｒ]cos{Ф＋arctan[(Ｌ−Ｒ＋Ｐ)/(１＋Ｌ＋Ｒ)]} Ｑ＝Ｕ0[１＋Ｌ＋Ｒ]sin{Ф＋arctan[(Ｌ−Ｒ＋Ｐ)/(１＋Ｌ＋Ｒ)]} ただしФは、搬送波と発振器との間の位相偏差である。
それ自体公知の振幅調整を用いて、Ｕ0は一定の値、例
えば１に調整される。
【００２０】
【外２】
【００２１】この信号は、tan(Ф0−Фk)にほぼ比例し
ている直流成分を有している。信号ＵTの低域フィルタ
リングおよびФkの変化によって、この直流成分は０に
されかつＵT＝Ｌ−Ｒ＋Ｐが得られる。
ている直流成分を有している。信号ＵTの低域フィルタ
リングおよびФkの変化によって、この直流成分は０に
されかつＵT＝Ｌ−Ｒ＋Ｐが得られる。
【００２２】この演算を実施するために、図１の実施例
では、減算器８、正接形成器９および計算ユニット１０
が設けられており、その際計算ユニット１０は前以て決
めることができる値Фkを、ＵTの直流成分が補償される
ように、変化する。
では、減算器８、正接形成器９および計算ユニット１０
が設けられており、その際計算ユニット１０は前以て決
めることができる値Фkを、ＵTの直流成分が補償される
ように、変化する。
【００２３】それからＵBおよびＵTはそれぞれ、高域フ
ィルタ１１，１２を介してそれ自体公知の方法で、信号
ＬおよびＲを形成するためのマトリクス１３に供給さ
れ、これら信号は出力側１４，１５において取り出すこ
とができる。
ィルタ１１，１２を介してそれ自体公知の方法で、信号
ＬおよびＲを形成するためのマトリクス１３に供給さ
れ、これら信号は出力側１４，１５において取り出すこ
とができる。
【００２４】ＵTはさらに、２５Ｈｚの中心周波数を有
する帯域フィルタ１６を介して供給され、これにより出
力側１７において取り出し可能であるパイロットトーン
Ｐが選択される。
する帯域フィルタ１６を介して供給され、これにより出
力側１７において取り出し可能であるパイロットトーン
Ｐが選択される。
【００２５】図２には、正接形成器９の有利な実施例が
示されている。最大の位相角ａｒｃｔａｎ（Ｌ−Ｒ＋
Ｐ）／（１＋Ｌ＋Ｒ）はπ／４より小さいので、減算器
８（図１）から２１に供給される入力信号ｘの第１（１
乗）、第３（３乗）および第５（５乗）のべき数の項を
有する５次の多項式の計算で十分である。これは２２に
おいて自乗される。この結果ｘ2は２３において同様に
自乗され、その結果ｘ4が生じる。ｘ2およびｘ4は係数
ａ2およびａ4によって重み付けられかつ加算器２６に供
給され、加算器には付加的にさらに定数として１が供給
される。加算結果は２７において入力信号ｘと乗算さ
れ、その結果出力側８に、Ｌ−Ｒ＋Ｐが現れる。
示されている。最大の位相角ａｒｃｔａｎ（Ｌ−Ｒ＋
Ｐ）／（１＋Ｌ＋Ｒ）はπ／４より小さいので、減算器
８（図１）から２１に供給される入力信号ｘの第１（１
乗）、第３（３乗）および第５（５乗）のべき数の項を
有する５次の多項式の計算で十分である。これは２２に
おいて自乗される。この結果ｘ2は２３において同様に
自乗され、その結果ｘ4が生じる。ｘ2およびｘ4は係数
ａ2およびａ4によって重み付けられかつ加算器２６に供
給され、加算器には付加的にさらに定数として１が供給
される。加算結果は２７において入力信号ｘと乗算さ
れ、その結果出力側８に、Ｌ−Ｒ＋Ｐが現れる。
【００２６】
【外３】
【００２７】これにより生じた信号ＵTの個々の標本値
は、３７において信号ＵBの対応する標本値と乗算され
る。これによりノイズが重畳されている信号Ｌ−Ｒ＋Ｐ
が生じるが、このノイズは以下に説明するように、Фk
を求めることによって最小化される。この信号は、それ
自体公知のように構成することができかつ有利にはパイ
ロット周波数の倍数に相応するクロック周波数によって
作動される低域フィルタ３８を介して導かれる。低域フ
ィルタ３８に、絶対値形成器３９が接続されている。誤
差信号から短時間のノイズを取り除くために別の低域フ
ィルタ４０が設けられている。低域フィルタ４０の出力
信号の標本値はＦpで示されており、その際ｐは、その
都度の最小化過程のサイクル数を表す計数変数である。
は、３７において信号ＵBの対応する標本値と乗算され
る。これによりノイズが重畳されている信号Ｌ−Ｒ＋Ｐ
が生じるが、このノイズは以下に説明するように、Фk
を求めることによって最小化される。この信号は、それ
自体公知のように構成することができかつ有利にはパイ
ロット周波数の倍数に相応するクロック周波数によって
作動される低域フィルタ３８を介して導かれる。低域フ
ィルタ３８に、絶対値形成器３９が接続されている。誤
差信号から短時間のノイズを取り除くために別の低域フ
ィルタ４０が設けられている。低域フィルタ４０の出力
信号の標本値はＦpで示されており、その際ｐは、その
都度の最小化過程のサイクル数を表す計数変数である。
【００２８】
【外４】
【００２９】しかしＦpがＳより小さくなければ、４４
において前以て決めることができる値Фkの変化が行わ
れる。その前に４５において、Ｆpが誤差信号の先行す
る標本値Ｆp-1より小さいかどうかが検査される。そう
であれば、４４で行うことができる変化の極性は維持さ
れる（ブロック４６）。そうでなければ、４７において
極性は変化される。一層迅速な立ち上がり振動を実現す
るために、前以て決めることができる値Фkの変化の際
のステップ幅が誤差信号Ｆbに依存して制御される。
において前以て決めることができる値Фkの変化が行わ
れる。その前に４５において、Ｆpが誤差信号の先行す
る標本値Ｆp-1より小さいかどうかが検査される。そう
であれば、４４で行うことができる変化の極性は維持さ
れる（ブロック４６）。そうでなければ、４７において
極性は変化される。一層迅速な立ち上がり振動を実現す
るために、前以て決めることができる値Фkの変化の際
のステップ幅が誤差信号Ｆbに依存して制御される。
【００３０】このようにして変化された前以て決めるこ
とができる値Фkはそれ自体任意の大きさとすることが
できる。しかし位相信号の、１周期より多く補正は意味
がないので、Фkが絶対値π／２を上回るとき、４８に
おいて、Фkはπだけ元に戻され、すなわち Фk＜−π／２のとき、Фk＝Фk＋π、 Фk＞ π／２のとき、Фk＝Фk−π。
とができる値Фkはそれ自体任意の大きさとすることが
できる。しかし位相信号の、１周期より多く補正は意味
がないので、Фkが絶対値π／２を上回るとき、４８に
おいて、Фkはπだけ元に戻され、すなわち Фk＜−π／２のとき、Фk＝Фk＋π、 Фk＞ π／２のとき、Фk＝Фk−π。
【図１】本発明の復調器のブロック回路略図である。
【図２】図１の実施例において使用可能な、信号の正接
を形成するための回路略図である。
を形成するための回路略図である。
【図３】図１の回路装置に対して設けられている、前以
て決めることができる値を形成するための回路の線図で
ある。
て決めることができる値を形成するための回路の線図で
ある。
６ 発振器、 ７ 復調器、 １０ 計算ユニット、
１１，１２ 高域フィルタ、 １３ マトリクス回路
１１，１２ 高域フィルタ、 １３ マトリクス回路
Claims (10)
- 【請求項１】 搬送波の振幅および位相変調によって伝
送されるステレオ信号用復調器において、位相および絶
対値ないし振幅信号が形成され、前記絶対値ないし振幅
信号の、前以て決めることができる値だけ低減された前
記位相信号の正接との乗算によって差信号が形成され、
前記前以て決めることができる値を得るために、前記差
信号の直流成分が最小化されることを特徴とする復調
器。 - 【請求項２】 発振器信号との混合および前記受信され
た振幅変調された信号のＡＤ変換によって、ベースバン
ド内にある直交成分が形成されかつ該直交成分からＣｏ
ｒｄｉｃアルゴリズムを利用して前記絶対値ないし振幅
信号および前記位相信号が形成されることを特徴とする
請求項１記載の復調器。 - 【請求項３】 前記絶対値ないし振幅信号は和信号およ
び差信号としてそれぞれ１つの高域フィルタ（１１，１
２）を介してマトリクス回路（１３）に供給されること
を特徴とする請求項１または２記載の復調器。 - 【請求項４】 前記直流成分を表す誤差信号を形成する
ために、前記差信号が前記和信号と乗算されかつ低域フ
ィルタ（３８）および絶対値形成回路（３９）を介して
導かれることを特徴とする請求項１から３までのいずれ
か１項記載の復調器。 - 【請求項５】 前記誤差信号はしきい値と比較されかつ
前記誤差信号が前記しきい値より大きいとき、前記前以
て決めることができる値は歩進的に変化され、ここにお
いて前記変化の方向は、前記誤差信号の、先行の誤差信
号との比較によって求められることを特徴とする請求項
４記載の復調器。 - 【請求項６】 前記前以て決めることができる値の変化
の際のステップ幅は、前記誤差信号の大きさに依存して
いることを特徴とする請求項５記載の復調器。 - 【請求項７】 前記前以て決めることができる値は、前
以て決めることができる限界値に達した際に角度πだけ
元に戻されることを特徴とする請求項５または６記載の
復調器。 - 【請求項８】 前記絶対値形成と前記誤差信号の、しき
い値との比較との間に、別の低域フィルタリング（４
０）が行われることを特徴とする請求項５から７までの
いずれか１項記載の復調器。 - 【請求項９】 前記補償された位相信号から正接を形成
するために、５次の多項式が計算されることを特徴とす
る請求項１から８までのいずれか１項記載の復調器。 - 【請求項１０】 前記パイロット信号の周波数の倍数で
あるクロック周波数が使用されることを特徴とする請求
項２から９までのいずれか１項記載の復調器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE4340012.4 | 1993-11-24 | ||
| DE4340012A DE4340012B4 (de) | 1993-11-24 | 1993-11-24 | Demodulator |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07202574A true JPH07202574A (ja) | 1995-08-04 |
Family
ID=6503309
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6282275A Pending JPH07202574A (ja) | 1993-11-24 | 1994-11-16 | 復調器 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5561716A (ja) |
| JP (1) | JPH07202574A (ja) |
| DE (1) | DE4340012B4 (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE4434451A1 (de) * | 1994-09-27 | 1996-03-28 | Blaupunkt Werke Gmbh | Amplitudendemodulator |
| DE59609450D1 (de) | 1996-01-26 | 2002-08-22 | Micronas Gmbh | Digitaler Demodulator |
| DE19720766C2 (de) * | 1997-05-17 | 1999-10-28 | Micronas Semiconductor Holding | Digitaler Amplitudendemodulator |
| DE19920362A1 (de) * | 1999-05-04 | 2000-11-09 | Philips Corp Intellectual Pty | Digitaler AM-Demodulator |
| DE10305972A1 (de) * | 2003-02-13 | 2004-09-02 | Micronas Gmbh | Kompensationsschaltungsanordnung und Kompensationsverfahren zum Kompensieren von nicht-linearen Verzerrungen eines AD-Wandlers |
| US7639821B2 (en) * | 2005-01-06 | 2009-12-29 | Lockheed Martin Corporation | System and method for improved detection of AM signals |
| US7436252B2 (en) * | 2006-09-28 | 2008-10-14 | Silicon Laboratories Inc. | Performing a coordinate rotation digital computer (CORDIC) operation for amplitude modulation (AM) demodulation |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4090145A (en) * | 1969-03-24 | 1978-05-16 | Webb Joseph A | Digital quadrature demodulator |
| US4172966A (en) * | 1978-02-23 | 1979-10-30 | Motorola, Inc. | AM stereophonic receiver |
| US4184046A (en) * | 1978-04-06 | 1980-01-15 | Motorola, Inc. | Compatible single sideband system for AM stereo |
| US4185171A (en) * | 1978-04-20 | 1980-01-22 | Motorola, Inc. | Compatible single sideband system for AM stereo broadcasting |
| US4278839A (en) * | 1979-08-02 | 1981-07-14 | Motorola, Inc. | Tangent function generator for AM stereo |
| US4426728A (en) * | 1981-08-31 | 1984-01-17 | Kahn Leonard R | Multiple system AM stereo receiver and pilot signal detector |
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| US5239699A (en) * | 1991-02-06 | 1993-08-24 | Motorola, Inc. | Am-fm combined stereo receiver |
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-
1993
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1994
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| A02 | Decision of refusal |
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