DE4340012A1 - Demodulator - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen Demodulator für ein durch Amplituden- und Phasenmodulation eines Trägers übertragenes Stereosignal.

Zur Übertragung von Stereosignalen über Mittelwellensender ist der sogenannte C-Quam-Standard bekannt, bei welchem der Betrag des modulierten Signals vom Summensignal (L+R) abhängt, während das Differenzsignal und der Pilotton als Phasenmodulation übertragen werden.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen Demodulator für derart modulierte Signale anzugeben, der in vorteilhafter Weise mit digitalen Schaltungen realisiert werden kann.

Der erfindungsgemäße Demodulator ist dadurch gekennzeichnet, daß ein Phasen- und Betragssignal gebildet werden, daß durch Multiplikation des Betragssignals mit dem Tangens des um einen vorzugebenden Wert verringerten Phasensignals ein Differenzsignal geformt wird und daß zur Gewinnung des vorzugebenden Wertes der Gleichanteil des Differenzsignals minimiert wird.

Vorzugsweise ist dabei vorgesehen, daß durch Mischung mit einem Oszillatorsignal und Analog/Digital-Wandlung des empfangenen amplitudenmodulierten Signals im Basisband liegende Quadraturkomponenten gebildet werden und daß aus den Quadraturkomponenten unter Nutzung des Cordic-Algorithmus das Betragssignal und das Phasensignal gebildet werden.

Dabei ist es vorteilhaft, wenn das Betragssignal als Summensignal und das Differenzsignal über je einen Hochpaß einer Matrixschaltung zugeführt werden.

Eine Weiterbildung der Erfindung besteht darin, daß zur Bildung eines den Gleichanteil kennzeichnenden Fehlersignals das Differenzsignal mit dem Summensignal multipliziert und über einen Tiefpaß und über eine Schaltung zur Betragsbildung geleitet wird.

Eine vorteilhafte Ausführungsform dieser Weiterbildung besteht darin, daß das Fehlersignal mit einem Schwellwert verglichen wird und daß der vorzugebende Wert schrittweise verändert wird, wenn das Fehlersignal größer als der Schwellwert ist, wobei die Richtung der Veränderung durch Vergleich des Fehlersignals mit einem vorangegangenen Fehlersignal ermittelt wird. Dabei kann eine Optimierung besonders schnell dadurch erreicht werden, daß die Schrittweite bei der Veränderung des vorzugebenden Wertes von der Größe des Fehlersignals abhängig ist.

Bei einem anhaltenden Unterschied zwischen der Trägerfrequenz und der Frequenz des Oszillatorsignals würde der vorzugebende Wert mit der Zeit sehr groß werden und eine durch die Auslegung der Schaltung gegebene Grenze erreichen. Um dieses zu verhindern, kann gemäß einer anderen Weiterbildung des erfindungsgemäßen Demodulators vorgesehen sein, daß der vorzugebende Wert bei Erreichen eines vorgegebenen Grenzwertes um einen Winkel π zurückgesetzt wird.

Da zur Erzeugung des Trägers senderseitig ein hochgenauer Quarzoszillator verwendet wird und auch der empfangsseitig zum Mischen verwendete Oszillator nur geringe und langsame Frequenzabweichungen aufweist, sind schnelle Änderungen des Fehlersignals durch kurzzeitige Störungen bedingt und sollten nicht zur Kompensation des Gleichanteils herangezogen werden. Deshalb ist gemäß einer anderen Weiterbildung des erfindungsgemäßen Oszillators vorgesehen, daß zwischen der Betragsbildung und dem Vergleich des Fehlersignals mit einem Schwellwert eine weitere Tiefpaßfilterung erfolgt.

Da zur Kompensation des Gleichanteils durch ein die Phasendifferenz zwischen dem Träger und dem Oszillatorsignal kennzeichnendes Signal nur einen Wertebereich zwischen -π/2 und +π/2 benötigt, kann bei einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung vorgesehen sein, daß zur Tangensbildung aus dem kompensierten Phasensignal ein Polynom fünften Grades berechnet wird.

Besonders vorteilhaft ist, wenn eine Taktfrequenz verwendet wird, die ein Vielfaches der Frequenz des Pilotsignals ist.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung anhand mehrerer Figuren dargestellt und in der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert. Es zeigt:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Demodulators,

Fig. 2 eine bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 anwendbare Schaltung zur Bildung des Tangens eines Signals und

Fig. 3 eine für die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 vorgesehene Schaltung zur Bildung des vorzugebenden Wertes.

Gleiche Teile sind in den Figuren mit gleichen Bezugszeichen versehen.

Das Ausführungsbeispiel sowie Teile davon sind zwar als Blockschaltbilder dargestellt. Dieses bedeutet jedoch nicht, daß die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung auf eine Realisierung mit Hilfe von einzelnen den Blöcken entsprechenden Schaltungen beschränkt ist. Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung ist vielmehr in besonders vorteilhafter Weise mit Hilfe von hochintegrierten Schaltungen realisierbar. Dabei kann beispielsweise ein digitaler Signalprozessor eingesetzt werden, welcher bei geeigneter Programmierung die im Blockschaltbild dargestellten Verarbeitungsschritte durchführt. Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung kann zusammen mit weiteren Schaltungsanordnungen innerhalb einer integrierten Schaltung wesentliche Teile eines Rundfunkempfängers bilden.

Bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 wird ein Hochfrequenzsignal von einer Antenne 1 empfangen und einem Empfangsteil 2 zugeführt, das aus an sich bekannten Elementen, wie Vorstufen, Mischer und Selektionsmitteln, besteht, so daß am Ausgang ein ZF-Signal ansteht, das mit Hilfe eines Analog/Digital-Wandlers 3 in ein digitales Signal umgewandelt wird. Dieses wird mit Hilfe von zwei Multiplizierern 4, 5 in das Basisband herabgesetzt, wozu den Multiplizierern 4, 5 um 90° versetzt ein Mischsignal von einem Oszillator 6 zugeführt wird. Dadurch entstehen im Basisband die Quadraturkomponenten I und Q.

In einem Cordic-Demodulator 7 werden die Quadraturkomponenten I und Q in ein Betragssignal U_B und ein Phasensignal U_Φ umgewandelt. Das AM-Stereosignal nach dem C-Quam-Standard, wie es vom Radio empfangen wird, hat die Form U = U₀[1+L+R]cos{2πft+arctan[(L-R+P)/(1+L+R)]}. Dabei ist U₀ die feldstärkeproportionale Spannung, L das Signal des linken Kanals, R das Signal des rechten Kanals, wobei beide Signale kleiner als 1 sind, f die Trägerfrequenz und P der Pilotton bei 25 Hz.

Wird dieses Signal mit Hilfe der Multiplizierer 4, 5 und des Oszillators 6 in das Basisband gemischt und digitalisiert - die Reihenfolge kann auch entsprechend Fig. 1 vertauscht sein -, so liegen die beiden Signale

I = U₀[1+L+R]cos{Φ+arctan[(L-R+P)/(1+L+R)]}

Q = U₀[1+L+R]sin{Φ+arctan[(L-R+P)/(1+L+R)]}

in digitaler Form vor. Φ ist dabei die Phasenabweichung zwischen dem Träger und dem Oszillator. Mit Hilfe einer an sich bekannten Amplitudenregelung läßt sich U₀ auf einen konstanten Wert, beispielsweise 1, einstellen.

Die durch den Cordic-Demodulator 7 erzeugten Signale U_B und U_Φ lauten dann:

U_B = 1+L+R

U_Φ = Φ+arctan[(L-R+P)/(1+L+R)].

Um das Differenzsignal zu gewinnen, wird folgendes Signal gebildet:

U_T = U_B · tan(U_Φ-Φ_k) = (1+L+R)tan{Φ-Φ_k+arctan[(L-R+P)/(1+L+R)]
= (1+L+R) · {[tan(Φ-Φ_k)+(L-R+P)/(1+L+P)]/[1-tan(Φ-Φ_k) · (L-R+P)/(1+L+P)]}.

Dieses Signal hat einen Gleichanteil, der etwa proportional zu tan(Φ₀-Φ_k) ist. Durch Tiefpaßfilterung des Signals U_T und Variation von Φ_k läßt sich dieser Gleichanteil zu 0 machen und man erhält U_T = L-R+P.

Zur Durchführung dieser Operationen sind bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 1 ein Subtrahierer 8, ein Tangensbildner 9 und ein Rechenwerk 10 vorgesehen, wobei das Rechenwerk 10 den vorzugebenden Wert Φ_k derart variiert, daß der Gleichanteil von U_T kompensiert wird.

U_B und U_T werden dann über je einen Hochpaß 11, 12 in an sich bekannter Weise einer Matrix 3 zur Bildung der Signale L und R zugeführt, die an Ausgängen 14, 15 entnommen werden können.

U_T wird ferner über einen Bandpaß 16 mit einer Mittenfrequenz von 25 Hz geleitet, wodurch der Pilotton P selektiert wird, der an einem Ausgang 17 abnehmbar ist.

Fig. 2 erläutert eine vorteilhafte Ausführungsform des Tangensbildners 9. Da der maximale Phasenwinkel arctan (L-R+P)/(1+L+R) π/4 ist, genügt die Berechnung eines Polynoms fünfter Ordnung mit Gliedern der ersten, dritten und fünften Potenz des bei 21 vom Subtrahierer 8 (Fig. 1) zugeführten Eingangssignals x. Dieses wird bei 22 quadriert. Das Ergebnis x² wird bei 23 ebenfalls quadriert, so daß x⁴ entsteht. x² und x⁴ werden mit Koeffizienten a₂ und a₄ bewertet und einem Addierer 26 zugeführt, der zusätzlich noch eine 1 als Konstante erhält. Das Ergebnis der Addition wird bei 27 mit dem Eingangssignal x multipliziert, so daß am Ausgang 28 L-R+P ansteht.

Dem in Fig. 3 dargestellten Rechenwerk wird über einen Eingang 31 das Phasensignal U_Φ zugeführt. Bei 32 werden N+1 Abtastwerte des Signals U_Φ zwischengespeichert. Auch von dem bei 33 zugeführten Betragssignal U_B werden bei 34 N+1 Abtastwerte zwischengespeichert. Bei 35 wird von dem jeweiligen Abtastwert des Phasensignals U_Φ der vorzugebende Wert Φ_k subtrahiert. Das Ergebnis wird einem in Fig. 2 näher beschriebenen Tangensbildner 36 zugeleitet.

Die einzelnen Abtastwerte des damit entstandenen Signals U_T werden mit den korrespondierenden Abtastwerten des Signals U_B bei 37 multipliziert. Dadurch entsteht ein Signal L-R+P mit einer überlagerten Störung, die jedoch durch die im folgenden beschriebene Ermittlung von Φ_k minimiert wird. Dieses Signal wird über einen Tiefpaß 38 geleitet, der in an sich bekannter Weise aufgebaut sein kann und vorzugsweise mit einer Taktfrequenz betrieben ist, die einem Vielfachen der Pilotfrequenz entspricht. An den Tiefpaß 38 schließt sich ein Betragsbildner 39 an. Zur Befreiung des Fehlersignals von kurzzeitigen Störungen ist ein weiteres Tiefpaßfilter 40 vorgesehen. Die Abtastwerte des Ausgangssignals des Tiefpaßfilters 40 sind mit F_p bezeichnet, wobei p eine Zählvariable ist, welche die Anzahl der Durchläufe jeweils eines Minimierungsvorganges beschreibt.

Bei 41 wird geprüft, ob F_p kleiner als ein Schwellwert S ist. Ist dieses der Fall, ist die Minimierung abgeschlossen, da der verbleibende Gleichanteil kleiner als ein zulässiger Wert ist. Dann wird bei 42 das Ausgangssignal des Multiplizierers L-R+P ausgegeben, das heißt, an den Hochpaß 12 (Fig. 1) weitergeleitet. Danach wird bei 43 jeweils ein neuer Satz von Werten von U_Φ und U_B eingelesen.

Ist jedoch F_p nicht kleiner als S, erfolgt bei 43 eine Änderung des vorzugebenden Wertes Φ_k. Zuvor wird bei 45 geprüft, ob F_p kleiner als der vorangegangene Abtastwert F_p-1 des Fehlersignals ist. Ist dieses der Fall, wird das Vorzeichen der bei 44 vorzunehmenden Änderung beibehalten (Block 46). Anderenfalls wird bei 47 das Vorzeichen geändert. Zur Erzielung eines schnelleren Einschwingens wird die Schrittweite bei einer Änderung des vorzugebenden Wertes Φ_k in Abhängigkeit vom Fehlersignal F_p gesteuert.

Der somit geänderte vorzugebende Wert Φ_k kann an sich beliebig groß werden. Da jedoch eine Korrektur des Phasensignals um mehr als eine Periode nicht sinnvoll ist, wird bei 48 Φ_k um π zurückgesetzt, wenn Φ_k den Betrag π/2 überschreitet, das heißt,
wenn Φ_k < -π/2, dann Φ_k = Φ_k+π,
wenn Φ_k < π/2, dann Φ_k = Φ_k-π.

Claims (10)

1. Demodulator für ein durch Amplituden- und Phasenmodulation eines Trägers übertragenes Stereosignal, dadurch gekennzeichnet, daß ein Phasen- und Betragssignal gebildet werden, daß durch Multiplikation des Betragssignals mit dem Tangens des um einen vorzugebenden Wert verringerten Phasensignals ein Differenzsignal geformt wird und daß zur Gewinnung des vorzugebenden Wertes der Gleichanteil des Differenzsignals minimiert wird.

2. Demodulator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß durch Mischung mit einem Oszillatorsignal und Analog/Digital-Wandlung des empfangenen amplitudenmodulierten Signals im Basisband liegende Quadraturkomponenten gebildet werden und daß aus den Quadraturkomponenten unter Nutzung des Cordic-Algorithmus das Betragssignal und das Phasensignal gebildet werden.

3. Demodulator nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Betragssignal als Summensignal und das Differenzsignal über je einen Hochpaß (11, 12) einer Matrixschaltung (13) zugeführt werden.

4. Demodulator nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß zur Bildung eines den Gleichanteil kennzeichnenden Fehlersignals das Differenzsignal mit dem Summensignal multipliziert und über einen Tiefpaß (38) und über eine Schaltung (39) zur Betragsbildung geleitet wird.

5. Demodulator nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Fehlersignal mit einem Schwellwert verglichen wird und daß der vorzugebende Wert schrittweise verändert wird, wenn das Fehlersignal größer als der Schwellwert ist, wobei die Richtung der Veränderung durch Vergleich des Fehlersignals mit einem vorangegangenen Fehlersignal ermittelt wird.

6. Demodulator nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Schrittweite bei der Veränderung des vorzugebenden Wertes von der Größe des Fehlersignals abhängig ist.

7. Demodulator nach einem der Ansprüche 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß der vorzugebende Wert bei Erreichen eines vorgegebenen Grenzwertes um einen Winkel π zurückgesetzt wird.

8. Demodulator nach einem der Ansprüche 5 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen der Betragsbildung und dem Vergleich des Fehlersignals mit einem Schwellwert eine weitere Tiefpaßfilterung (40) erfolgt.

9. Demodulator nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zur Tangensbildung aus dem kompensierten Phasensignal ein Polynom fünften Grades berechnet wird.

10. Demodulator nach einem der Ansprüche 2 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß eine Taktfrequenz verwendet wird, die ein Vielfaches der Frequenz des Pilotsignals ist.