JP2735879B2 - 受信機 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、ラジオ放送の受信機などで好適に実施され
る受信機に関し、さらに詳しくは、ダイレクト検波方式
によつて受信信号の検波処理を行う受信機に関する。

従来の技術 第４図は、振幅変調放送のダイレクト検波を行う基本
的なラジオ受信機１の電気的構成を示すブロツク図であ
る。この受信機１は、大略的に、アンテナ２と、高周波
増幅回路３と、直交交換回路４と、ローパスフイルタ
（以下、LPFと略称する）9,10と、乗算器11,12と、加算
器13と、演算回路14と、増幅器17と、電力増幅器18と、
スピーカ19と、同調制御回路20とを含んで構成される。

アンテナ２で受信された受信信号は、高周波増幅回路
３を介して直交変換回路４に与えられる。直交変換回路
４は、同調制御回路20からの出力電圧に対応した周波数
で発振を行う電圧制御発振回路５と、この電圧制御発振
回路５からの基準信号と前記受信信号とを乗算する乗算
器７と、電圧制御発振回路５からの基準信号の位相を90
度ずらして導出する位相器６と、位相器６からの信号と
前記受信信号とを乗算する乗算器８と、乗算器7,8の入
力側に介在される結合コンデンサ31〜34とを含んで構成
される。

乗算器７からの出力は、LPF9を介して乗算器11に与え
られて、２乗に乗算されて加算器13に与えられる。乗算
器８からの出力は、LPF10を介して乗算器12で２乗に乗
算されて、加算器13に与えられる。加算器13の出力は演
算回路14に与えられる。

演算回路14は、演算増幅器15と乗算器16とを含んで構
成されており、加算器13からの出力は演算増幅器15の非
反転端子に与えられており、この演算増幅器15の反転入
力端子には該演算増幅器15の出力が乗算器16によつて２
乗に乗算された後、負帰還される。これによつてこの演
算回路14からは入力信号の平方根を表わす信号が導出さ
れ、増幅器17から電力増幅器18を介してスピーカ19に与
えられる。

同調制御回路20は、従来から用いられている電子同調
式チユーナのフエイズロツクループ回路とほぼ同様に構
成され、電圧制御発振回路５の発振信号を分周するプロ
グラマブルカウンタ21と、このプログラマブルカウンタ
21の分周比を制御する制御回路22と、基準となる周波数
で振動を行う水晶発振子23と、水晶発振子23の発振信号
を分周する分周回路24と、前記プログラマブルカウンタ
21からの出力と分周回路24からの出力との位相を比較す
る位相比較器25と、位相比較器25の比較結果に対応する
直流電圧レベルを電圧制御発振回路５に与えるLPF26と
を含んで構成される。

上述のように構成された受信機１において、高周波増
幅回路３からの受信信号S1と、電圧制御発振回路５から
の基準信号S2とをそれぞれ、 S1＝E₁sin（ω₁t＋θ） ……（１） S2＝E₀sin（ω₀t） ……（２） とする。ここで、E₁は変調波、ω_１は搬送波角周波数、
E₀は定数、ω_０は電圧制御発振回路５によつて発生され
る基準信号の角周波数である。θは電圧制御発振回路５
からの基準信号と受信信号との間の位相差であり、両者
間に同期が取られていない状態では時事刻々と変化す
る。

前記第１式および第２式に基づいて、乗算器７の出力
S3を求めると、 となる。この乗算器７の出力S3は、LPF9によつて変調波
帯域、たとえば10kHz程度以下の帯域が波され、した
がつて前記第３式において前項部分が阻止され、LPF9の
出力S4は、 で表わされる。

一方、乗算器８へは移相器６によつて電圧制御発振回
路５からの基準信号が90度だけ位相がずれて与えられて
おり、したがつて乗算器８の出力S5は、 で表わされ、LPF10によつて前項部分が阻止されて、し
たがつてLPF10からの出力S6は、 となる。

したがつて演算回路14からの出力S7は、加算器13によ
つて求められるLPF9の出力S4が乗算器11で２乗されたも
のと、LPF10の出力S6が乗算器12で２乗されたものとの
和の平方根であり、すなわち、 となる。したがつてこの第７式から明らかなように、受
信信号と電圧制御発振回路５からの基準信号との位相の
ずれθが変化しても、演算回路14からの出力S7は変化す
ることなく、こうして受信信号に非同期でダイレクト検
波することが可能であることが理解できる。

上述のようなダイレクト検波による受信機１では、ア
ンテナ２から電力増幅器18における構成段のいずれかに
おいて、大きな増幅度が必要である。一方、乗算器11,1
2、加算器13および演算回路14などによる信号処理をデ
ジタルによつて行う場合、乗算器11,12よりも前段側で
の増幅が必要となる。しかしながら高周波増幅回路３の
増幅度を高めることは混変調特性の観点から好ましくな
く、したがつて典型的な従来技術の受信機1aでは、第５
図で示されるように、LPF9,10の後段側、すなわち乗算
器11,12の前段側において、それぞれ増幅回路27,28を設
けて増幅動作が行われている。

増幅回路27,28のゲインは、受信信号レベルの変動に
対して出力信号レベルを一定に保つために、演算回路14
からの出力S7に基づいて、ゲイン調整回路29によつて自
動的に調整制御される。

発明が解決しようとする課題 上述のような従来技術の受信機1aでは、増幅回路27,2
8の増幅度が同一でないと、原理的に、復調された出力
波形に歪みを生じることとなる。すなわち、増幅回路27
のゲインをG_Aとし、増幅回路28のゲインをG_Bとすると
き、前記第７式においてω_１＝ω_０とすると、演算回路
14の出力S7aは、 となり、G_A＝G_Bのときには出力S7aは、前記位相のずれ
θに依存することなく、したがつて位相歪みが生じるこ
とはない。これに対してG_A≠G_Bのときには位相のずれθ
に依存して位相歪みが生じることが理解される。

したがつて前述のように増幅回路27,28のゲインG_A,G_B
を同一にする必要がある。しかしながら前述のように増
幅回路27,28のゲインG_A,G_Bは、演算回路14の出力S7に基
づいて変化する必要があり、またこのゲインG_A,G_Bはた
とえば80dB程度のかなり高い値とする必要があり、した
がつて構成が複雑化してしまうとともに、実際にゲイン
G_A,G_Bを等しくすることは困難である。

また、マルチプライヤーなどによつて実現される乗算
器7,8の出力S3,S5に、該乗算器7,8の経年変化や、温度
変化によつて発生する直流電圧成分が含まれてしまうこ
とがある。したがつて、乗算器7,8でそれぞれ発生する
直流電圧をV_D1,V_D2とするとき、LPF9,10からの出力S4,S
6は、前記第４式および第６式から、 となり、したがつて演算回路14からの出力S7は、前記第
７式から、 となる。ここでV_D1＝0,V_D2＝０であれば前記第７式で示
される理想的な出力を得ることができる。これに対し
て、V_D1≠０またはV_D2≠０ときには位相差θの変化に対
して、すなわち非同期状態において前記出力S7に歪みが
発生してしまう。

このような直流電圧は、第６図で示されるような、演
算増幅器35と、抵抗36,37と、可変抵抗38とによつて構
成されるキヤンセル回路39で除去することも可能である
が、このような構成では調整が必要であるとともに、不
安定である。

また第７図で示されるように、LPF9,10と、増幅回路2
7,28との間に、結合コンデンサ40を介在する方法も考え
られるが、直流信号まで再生する必要のあるダイレクト
検波方式では使用することができない。

本発明の目的では、位相歪みなどを生じることはな
く、高い増幅度を得ることができる受信機を提供するこ
とである。

課題を解決するための手段 本発明は、第１基準信号と、該第１基準信号とは位相
の異なる第２基準信号とを順次的に切換えて導出する基
準信号発生手段と、 受信信号と、前記基準信号発生手段からの出力とを乗
算する乗算器と、 前記第１または第２基準信号と受信信号との乗算出力
の低域成分を波して波出力を得るとともに、基準信
号発生手段が無出力状態での乗算器の出力を保持して出
力し、前記波出力と保持出力とを、前記基準信号発生
手段の切換動作に応答して順次的に切換えて導出する信
号処理手段と、 前記信号処理手段からの出力を増幅する増幅手段と、 前記基準信号発生手段および信号処理手段に対応して
設けられる複数の記憶領域を有し、前記増幅手段からの
出力を各記憶領域に順次的に記憶してゆく記憶手段と、 記憶手段の各記憶領域の記憶内容を演算して検波出力
を発生する演算手段とを含むことを特徴とする受信機で
ある。

作 用 本発明に従えば、基準信号発生手段からは、第１基準
信号と、この第１基準信号とは位相の異なる第２基準信
号とが順次的に切換えて導出される。受信信号は、乗算
器において、前記基準信号発生手段からの出力と乗算さ
れて直交変換される。

乗算器からの出力は、信号処理手段および増幅手段を
介して記憶手段に与えられる。信号処理手段は、前記第
１または第２基準信号と受信信号との乗算出力の低域成
分を波して導出するとともに、基準信号発生手段が無
出力状態での乗算器の出力を保持して導出する。記憶手
段は、基準信号発生手段から発生され、信号処理手段を
介して導出される信号毎に対応する複数の記憶領域を有
しており、増幅手段から入力される信号処理手段からの
出力を、その出力に対応して予め定められる記憶領域に
順次的に記憶してゆく。この各記憶領域内の記憶内容が
読出され、演算手段によつて演算されて、検波出力が発
生される。

したがつて、基準信号発生手段から第１基準信号また
は第２基準信号が導出されているときには、乗算器から
は、受信信号と、該第１または第２基準信号との直交変
換出力が導出され、記憶手段の対応する記憶領域に記憶
される。また基準信号発生手段が無出力状態であるとき
には、乗算器からは、該乗算器に固有の直流電圧出力が
導出され、対応する記憶領域に記憶される。

演算手段は、記憶手段の記憶内容に基づいて、たとえ
ば受信信号を第１または第２基準信号で直交変換した出
力から直流電圧成分を減算する。これによつて、乗算器
で発生する固有の直流電圧出力を除去した直交変換出力
を得ることができ、該直交変換出力に基づいて検波出力
を演算することによつて、位相歪みのない検波出力を得
ることができる。また、受信信号と第１基準信号との乗
算出力と、受信信号と第２基準信号との乗算出力とは、
共通の増幅手段において同一のゲインで増幅される。こ
れによつてもまた、検波出力への位相歪みの発生を抑え
ることができる。

実施例 第１図は、本発明の一実施例の受信機41の電気的構成
を示すブロツク図である。この受信機41は、アンテナ42
で受信された受信信号を、搬送波に非同期でダイレクト
検波を行うことができる。この受信機41は、大略的に、
アンテナ42と高周波増幅回路43と、乗算機44と、基準信
号発生回路45と、同調制御回路46と、信号処理回路47
と、増幅回路48と、記憶回路49と、演算手段である復調
処理回路50と、スピーカ51とを含んで構成される。

アンテナ42で受信された受信信号は、高周波増幅回路
43から結合コンデンサ53を介して、乗算機44の一方の入
力に与えられる。この乗算器44の他方の入力には、基準
信号発生回路45からの出力が、結合コンデンサ55を介し
て与えられる。基準信号発生回路45は、同調制御回路46
からの出力電圧に対応した周波数で発振を行い、その発
振信号を第１基準信号として切換スイツチSW1の個別接
点a1に導出する電圧制御発振回路61と、この第１基準信
号の位相を90度ずらして、第２基準信号として前記切換
スイツチSW1の個別接点c1に導出する移相器62とを含ん
で構成される。前記切換スイツチSW1のもう１つの個別
接点b1は接地されており、また共通接点d1は前記乗算器
44の他方の入力に接続される。したがつて、切換スイツ
チSW1の切換動作に対応して、第１または第２基準信
号、もしくは接地レベルの信号が乗算器44に入力され
る。

電圧制御発振回路61に関連して設けられる同調制御回
路46は、電圧制御発振回路61の発振信号を分周するプロ
グラマブルカウンタ63と、このプログラマブルカウンタ
63の分周比を制御する制御回路64と、基準となる周波数
で振動を行う水晶発振子65と、水晶発振子65の発振信号
を分周する分周回路66と、前記プログラマブルカウンタ
63からの出力と分周回路66からの出力との位相を比較す
る位相比較器67と、位相比較器67の比較結果を前述のよ
うに直流電圧レベルとして電圧制御発振回路61に与える
LPF68とを含んで構成される。

乗算器44からの乗算出力は信号処理回路47に入力さ
れ、切換スイツチSW2の共通接点d2に与えられる。この
信号処理回路47には、基準信号発生回路45から導出され
る第１または第２基準信号に対応する２つのLPF71,72
と、接地レベルの信号に対応して設けられる電圧保持回
路73と、これらLPF71,72および電圧保持回路73への入出
力を選択的に行う切換スイツチSW2,SW3とから構成され
る。

LPF71の入力側は前記切換スイツチSW2の個別接点a2に
接続されており、出力側は切換スイツチSW3の個別接点a
3に接続される。同様に、LPF72の入力側は切換スイツチ
SW2の個別接点c2に接続され、出力側は切換スイツチSW3
の個別接点c3に接続され、電圧保持回路73の入力側は切
換スイツチSW2の個別接点b2に接続され、出力側は切換
スイツチSW3の個別接点b3に接続される。

LPF71,72は、前記第３式〜第６式で示されるように、
たとえば10kHz程度以下の信号を波する。電圧保持回
路73は、たとえば抵抗74と、コンデンサ75とから構成さ
れる積分回路などによつて実現され、切換スイツチSW2
の個別接点b2への入力電圧を保持して、切換スイツチSW
3の個別接点b3に導出する。

信号処理回路47からの出力は、前記切換スイツチSW3
の共通接点d3から導出され、増幅回路48の差動増幅器76
の非反転入力端子に入力される。この差動増幅器76の反
転入力端子には、抵抗77を介して、前記電圧保持回路73
からの出力が与えられるとともに、ホトカプラ78を構成
するカドニウムセル（略称CdS）79を介して、該差動増
幅器76の出力が負帰還される。

増幅回路48からの出力は、アナログ／デジタル変換器
81でデジタル変換された後、記憶回路49に入力され、切
換スイツチSW4の共通接点d4に与えられる。この記憶回
路49は、スイツチSW4と、前記基準信号発生回路45およ
び信号処理回路47に対応して設けられる３つのメモリM1
〜M3とを含んで構成される。

メモリM1の入力側は切換スイツチSW4の個別接点a4に
接続され、出力側は減算器82の一方の入力側に接続され
る。同様に、メモリM3の入力側は切換スイツチSW4の個
別接点c4に接続され、出力側は減算器83の一方の入力に
接続される。また、メモリM2の入力側は切換スイツチSW
4の個別接点b4に接続され、出力側は前記減算器82,83の
他方の入力に共通に接続される。

減算器82からはメモリM1の記憶内容からメモリM2の記
憶内容が減算された出力が導出され、また減算器83から
はメモリM3の記憶内容からメモリM2の記憶内容が減算さ
れた出力が導出され、これらの出力は復調処理回路50に
入力される。復調処理回路50は、たとえばデジタル信号
処理装置によつて実現され、振幅変調検波部88と、周波
数変調検波部89と、切換制御回路90とを含んで構成され
る。

振幅変調検波部88は、乗算器91,92で減算器82,83から
の出力をそれぞれ２乗に乗算し、その乗算結果を加算器
93で加算した後、演算器94で平方根の演算を行い、こう
して前記第７式に基づいて受信信号をダイレクト検波し
て復調することができる。この復調出力は、デジタル／
アナログ変換器95でアナログ音響信号に変換されて導出
される。

前記減算器82からの出力はまた、乗算器101に直接与
えられるとともに、遅延回路102において予め定める時
間Δｔだけ遅延されて、該乗算器101に与えられる。同
様に、前記減算器83からの出力は、直接、乗算器103に
与えられるとともに、遅延回路104を介して該乗算器103
に与えられる。これら乗算器101,103からの出力は、加
算器105で加算されて、除算器106に与えられる。

前記減算器82からの出力はまた、直接、乗算器107に
与えられており、この乗算器107には、前記減算器83か
らの出力が遅延回路104によつて遅延されて与えられ
る。また、遅延回路102を介する減算器82からの出力は
乗算器108に与えられており、この乗算器108にはまた減
算器83からの出力が直接与えられる。乗算器108からの
出力は、減算器109において前記乗算器107からの出力が
減算されて、除算器106に与えられる。

除算器106は、加算器105からの出力と、減算器109か
らの出力との除算を行い、その除算結果は位相検出回路
110に与えられる。この位相検出回路110は、前記時間Δ
ｔ当たりの加算器105の出力と減算器109の出力との位相
のずれを演算し、その演算結果、すなわち位相変化分を
表す出力Δθはバンドパスフイルタ（略称、BPF）111に
与えられ、このようにして検波された信号は、デジタル
／アナログ変換器112でアナログ音響信号に変換されて
導出される。

上述の周波数変調検波部89において、位相変化分を表
す出力Δθは以下のようにして求められる。アンテナ42
から入力された周波数変調信号は、乗算器44において、
その搬送波に近傍で、かつ非同期な信号を発生する基準
信号発生回路45からの第１または第２基準信号によつて
直交変換され、LPF71,72によつて不要帯域が除去され、
後述するようにして乗算器44で発生する直流電圧成分が
除去された後、該周波数変調検波部89に与えられてい
る。

該周波数変調検波部89は、その入力信号をベクトル的
に演算を行い、単位時間Δｔ当りの位相変化分を表す出
力Δθが以下のようにして算出される。すなわち、ある
時刻における入力信号の値をＡ＝R₁＋jX₁とし、その入
力信号の単位時間Δｔ秒後の値をＢ＝R₂＋jX₂とすると
き、 となり、 こうして位相変化分を表す出力Δθを求めることができ
る。

デジタル／アナログ変換器95,112からのアナログ音響
信号は、電力増幅回路113を介して、スピーカ51に与え
られて音響化される。デジタル／アナログ変換器95,112
からの出力はまた、ゲイン調整回路85に与えられてお
り、このゲイン調整回路85は、デジタル／アナログ変換
器95,112からの出力音響信号レベルに対応した出力を、
抵抗86を介して、前記ホトカプラ78の発光ダイオード87
に与える。これによつて前記増幅回路48の増幅率は調整
制御される。さらにまたこのゲイン調整回路85によつ
て、高周波増幅回路43の増幅率も調整制御される。

切換制御回路90は、前記切換スイツチSW1〜SW4を連動
して制御する。すなわち第２図（１）で示されるよう
に、切換スイツチSW1が個別接点a1に導通しているとき
には、残余の切換スイツチSW2〜SW4も同様に個別接点a2
〜a4に導通している。このように個別接点a1〜a4に導通
した状態が、時刻t1〜t2間の予め定める時間T1だけ継続
されると、次に第２図（２）で示されるように、前記時
刻t2から時刻t3までの時間T1だけ個別接点b1〜b4が導通
され、さらにその後、第２図（３）で示されるように、
時刻t3から時刻t4までの時間T1だけ個別接点c1〜c4に導
通された後、再び時刻t4から個別接点a1〜a4に導通され
る。

上述のように構成された受信機41において、切換スイ
ツチSW1〜SW4が個別接点b1〜b4に導通されると、乗算器
44には基準信号発生回路45から接地レベルの信号が入力
される。これによつて乗算器44からは、該乗算器44によ
つて発生する直流電圧レベルの出力が信号処理回路47内
の電圧保持回路73に与えられるとともに、増幅回路48の
差動増幅器76の反転入力端子に与えられる。このとき差
動増幅器76からは、該差動増幅器76のオフセツト電圧に
対応する出力が導出され、メモリM2に記憶される。

切換スイツチSW1〜SW4が個別接点a1〜a4に導通される
と、乗算器44には基準信号発生回路45の電圧制御発振回
路61から、第１基準信号が入力される。これによつて該
乗算器44からは、前記直流電圧成分を含む第１基準信号
と受信信号との乗算結果が出力され、LPF71に与えられ
る。LPF71の出力は差動増幅器76の非反転入力端子に入
力され、該差動増幅器76からは、LPF71からの出力と電
圧保持回路73の出力との差に対応した、すなわち前記直
流電圧成分が除去された出力が導出され、メモリM1に記
憶される。

同様に、切換スイツチSW1〜SW4が個別接点c1〜c4に導
通されると、乗算器44には基準信号発生回路45の移相器
62から、前記第１基準信号とは90度位相のずれた第２基
準信号が入力される。これによつて該乗算器４からは、
前記直流電圧成分を含む第２基準信号と受信信号との乗
算結果が出力され、LPF72に与えられる。LPF72からの出
力は差動増幅器76の非反転入力端子に与えられており、
こうして差動増幅器76からは、LPF72の出力と電圧保持
回路73の出力との差に対応した、すなわち前記直流電圧
成分が除去された出力が導出され、メモリM3に記憶され
る。

したがつて、減算器82でメモリM1の記憶内容からメモ
リM2の記憶内容を減算することによつて、差動増幅器76
がオフセツトされた第１基準信号と受信信号との乗算出
力のみを抽出することができ、また減算器83でメモリM3
の記憶内容からメモリM2の記憶内容を減算することによ
つて、第２基準信号と受信信号との乗算出力のみを抽出
することができる。

このように本発明に従う受信機41では、第１基準信号
と受信信号との乗算出力と、第２基準信号と受信信号と
の乗算出力とを共通の増幅回路48で増幅するようにした
ので、従来技術の項で述べたような増幅率の差による復
調信号への位相歪みの発生を抑えて、高い増幅度を得る
ことができる。また乗算機44で発生する直流電圧成分を
除去することができ、これによつてもまた該直流電圧成
分に起因する位相歪みの発生を防止することができる。

第３図は本発明の他の実施例の受信機41aの電気的構
成を示すブロツク図であり、この実施例は前述の実施例
に類似し、対応する部分には同一の参照符を付す。この
実施例では、増幅回路48aの増幅率は比較的大きく、し
たがつて前記ホトカプラ78に代えて、固定抵抗121によ
つて差動増幅器76の負帰還が行われるとともに、減算器
82,83からの出力は、復調処理回路50内のバツフア122,1
23によつてそれぞれゲイン調整される。これによつて、
差動増幅器76のゲイン調整のための構成を省略すること
ができる。

発明の効果 以上のように本発明によれば、基準信号発生手段から
は、第１基準信号と、この第１基準信号とは位相の異な
る第２基準信号とを順次的に切換えて導出し、これらの
信号と受信信号とを乗算器で乗算し、こうして受信信号
を第１または第２基準信号で直交変換した出力から、基
準信号発生手段が無出力状態での乗算器の出力から減算
するようにしたので、乗算器で発生する固有の直流電圧
出力を除去した直交変換出力を得ることができる。した
がつて、該直交変換出力に基づいて検波出力を演算する
ことによつて、位相歪みのない検波出力を得ることがで
きる。

また、受信信号と第１基準信号との乗算出力と、受信
信号と第２基準信号との乗算出力は、共通の増幅手段に
おいて同一のゲインで増幅される。これによつて、増幅
度を高く設定した場合であつても、検波出力への位相歪
みの発生を抑えることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の受信機41の電気的構成を示
すブロツク図、第２図は切換スイツチSW1〜SW4の切換動
作を説明するためのタイミングチヤート、第３図は本発
明の他の実施例の受信機41aの電気的構成を示すブロツ
ク図、第４図は振幅変調信号をダイレクト検波するため
の基本的な受信機１の電気的構成を示すブロツク図、第
５図は従来技術の受信機1aの電気的構成を示すブロツク
図、第６図および第７図は乗算器7,8で発生する直流電
圧成分を除去するための構成を示すブロツク図である。 41,41a……受信機、42……アンテナ、43……高周波増幅
回路、44……乗算器、45……基準信号発生回路、46……
同調制御回路、47……信号処理回路、48,48a……増幅回
路、49……記憶回路、50……復調処理回路、51……スピ
ーカ、68,71,72……LPF、73……電圧保持回路、81……
アナログ／デジタル変換器、82,83……減算器、90……
切換制御回路、95,112……デジタル／アナログ変換器、
M1〜M3……メモリ、SW1〜SW4……切換スイツチ

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】第１基準信号と、該第１基準信号とは位相
   の異なる第２基準信号とを順次的に切換えて導出する基
   準信号発生手段と、 受信信号と、前記基準信号発生手段からの出力とを乗算
   する乗算器と、 前記第１または第２基準信号と受信信号との乗算出力の
   低域成分を波して波出力を得るとともに、基準信号
   発生手段が無出力状態での乗算器の出力を保持して出力
   し、前記波出力と保持出力とを、前記基準信号発生手
   段の切換動作に応答して順次的に切換えて導出する信号
   処理手段と、 前記信号処理手段からの出力を増幅する増幅手段と、 前記基準信号発生手段および信号処理手段に対応して設
   けられる複数の記憶領域を有し、前記増幅手段からの出
   力を各記憶領域に順次的に記憶してゆく記憶手段と、 記憶手段の各記憶領域の記憶内容を演算して検波出力を
   発生する演算手段とを含むことを特徴とする受信機。