JPH0520023Y2

JPH0520023Y2 -

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Publication number: JPH0520023Y2
Application number: JP7743788U
Authority: JP
Priority date: 1988-06-11
Filing date: 1988-06-11
Publication date: 1993-05-26
Anticipated expiration: 2003-05-26
Also published as: JPH02842U

Description

【考案の詳細な説明】産業上の利用分野本考案は、振幅変調放送のラジオ受信機などで
好適に実施される受信装置に関し、さらに詳しく
は、ダイレクト検波方式によつて受信信号の検波
処理を行う受信装置に関する。

従来の技術第５図は、振幅変調放送のダイレクト検波を行
う基本的なラジオ受信機１の電気的構成を示すブ
ロツク図である。この受信機１は、大略的に、ア
ンテナ２と、高周波増幅回路３と、直交交換回路
４と、ローパスフイルタ（以下、LPFと略称す
る）９，１０と、乗算器１１，１２と、加算器１
３と、演算回路１４と、増幅器１７と、電力増幅
器１８と、スピーカ１９と、同調制御回路２０と
を含んで構成される。

アンテナ２で受信された受信信号は、高周波増
幅回路３を介して直交変換回路４に与えられる。
直交変換回路４は、同調制御回路２０からの出力
電圧に対応した周波数で発振を行う電圧制御発振
回路５と、この電圧制御発振回路５からの発振信
号と前記受信信号とを乗算する乗算器７と、電圧
制御発振回路５からの発振信号の位相を90度ずら
して導出する移相器と、移相器６からの信号と前
記受信信号とを乗算する乗算器８とを含んで構成
される。

乗算器７からの出力は、LPF９を介して乗算
器１１に与えられて、２乗に乗算されて加算器１
３に与えられる。乗算器８からの出力は、LPF
１０を介して乗算器１２で２乗で乗算されて、加
算器１３に与えられる。加算器１３の出力は演算
回路１４に与えられる。

演算回路１４は、演算増幅器１５と乗算器１６
とを含んで構成されており、加算器１３からの出
力は演算増幅器１５の非反転入力端子に与えられ
ており、この演算増幅器１５の反転入力端子には
該演算増幅器１５の出力が乗算器１６によつて２
乗に演算されて負帰還される。これによつてこの
演算回路１４からは入力信号の平方根を表わす信
号が導出され、増幅器１７から電力増幅器１８を
介してスピーカ１９に与えられる。

同調制御回路２０は、従来から用いられている
電子同調式チユーナのフエイズロツクループ回路
とほぼ同様に構成され、電圧制御発振回路５の発
振信号を分周するプログラマブルカウンタ２１
と、このプログラマブルカウンタ２１の分周比を
制御する制御回路２２と、基準となる周波数で振
動を行う水晶発振子２３と、この水晶発振子２３
の発振信号を分周する分周回路２４と、前記プロ
グラマブルカウンタ２１からの出力と分周回路２
４からの出力との位相を比較する位相比較器２５
と、位相比較器２５の比較結果を前述のように電
圧レベルとして電圧制御発振回路５に与える
LPF２６とを含んで構成される。

上述のように構成された受信機１において、高
周波増幅回路３からの受信信号S1と、電圧制御
発振回路５からの発振信号S2とをそれぞれ、 S1＝E₁sin（ω₁ｔ＋θ） ……(1) S2＝E₀sin（ω₀ｔ） ……(2) とする。ここで、E₁は変調波、ω₁は搬送波角周
波数、E₀は定数、ω₀は電圧制御発振回路５の発
振信号の角周波数である。θは電圧制御発振回路
５の発振信号と受信信号との間の位相差であり、
両者間に同期が取られていない状態では時事刻々
と変化する。

前記第１式および第２式に基づいて、乗算器７
の出力S3を求めると、 S3＝E₁sin（ω₁ｔ＋θ）×E₀sin（ω₀ｔ）＝−１／２
E₁E₀｛cos（ω₁ｔ＋ω₀ｔ＋θ）−cos（ω₁ｔ−ω₀ｔ＋
θ）｝
……(3) となる。この乗算器７の出力S3は、LPF９によ
つて変調波帯域、たとえば10kHz程度以下の帯域
が波され、したがつて前記第３式において前項
部分が阻止され、したがつてLPF９の出力S4は、 S4＝１／２E₁E₀cos（ω₁ｔ−ω₀ｔ＋θ） ……(4) で表わされる。

一方、乗算器８へは移相器６によつて電圧制御
発振回路５からの発振信号が90度だけ位相がずれ
て与えられており、したがつて乗算器８の出力
S5は、 S5＝E₁sin（ω₁ｔ＋θ）×E₀cos（ω₀ｔ）＝１／２E₁E₀｛sin（ω₁ｔ＋ω₀ｔ＋θ）＋sin（ω₁ｔ−ω₀ｔ＋θ
）｝
……(5) で表わされ、LPF１０によつて前項部分が阻止
されて、したがつてLPF１０からの出力S6は、 S6＝１／２E₁E₀sin（ω₁ｔ−ω₀ｔ＋θ） ……(6) となる。

したがつて演算回路１４からの出力S7は、加
算器１３によつて求められるLPF９の出力S4が
乗算器１１で２乗されたものと、LPF１０の出
力S6が乗算器１２で２乗されたものとの和の平
方根であり、すなわち、 S7＝√4²＋6²＝１／２E₁E₀√²（₁−₀
＋）＋²（₁−₀＋）＝１／２E₁E₀
……(7) となる。したがつてこの第７式から明らかなよう
に、受信信号と電圧制御発振回路５からの発振信
号との位相のずれθが変化しても、演算回路１４
からの出力S7は変化することなく、こうして受
信信号に非同期でダイレクト検波することが可能
であることが理解できる。

上述のようなダイレクト検波による受信機１で
は、アンテナ２から電力増幅器１８における構成
段のいずれかにおいて、大きな増幅度が必要であ
る。一方、乗算器１１，１２、加算器１３および
演算回路１４などによる信号処理をデジタルによ
つて行う場合、乗算器１１，１２よりも前段側で
の増幅が必要となる。しかしながら高周波増幅回
路３の増幅度を高めることは混変調特性の観点か
ら好ましくなく、したがつて典型的な従来技術の
受信機１ａでは、第６図で示されるように、
LPF９，１０の後段側、すなわち乗算器１１，
１２の前段側において、それぞれ増幅回路２７，
２８を設けて増幅動作が行われている。増幅回路
２７，２８のゲインは、受信信号レベルの変動に
対して出力信号レベルを一定に保つために、演算
回路１４からの出力S7に基づいて、ゲイン調整
回路２９によつて自動的に調整制御される。

考案が解決しようとする課題上述のような従来技術の受信機１ａでは、増幅
回路２７，２８の増幅度が同一でないと、原理的
に、検波・復調された出力波形に歪みを生じるこ
ととなる。すなわち増幅回路２７のゲインをG_A
とし、増幅回路２８のゲインをG_Bとするとき、
前記第７式においてω₁＝ω₀とすると、演算回路
１４の出力S7aは、となり、G_A＝G_Bのときには出力S7aは、前記位
相のずれθに依存することなく、したがつて位相
歪みが生じることはない。これに対してG_A≠G_B
のときには位相のずれθに依存して位相歪みが生
じることが理解される。

したがつて前述のように増幅回路２７，２８の
ゲインG_A，G_Bを同一にする必要がある。しかし
ながら前述のように増幅回路２７，２８のゲイン
G_A，G_Bは、演算回路１４の出力S7に基づいて変
化する必要があり、またこのゲインG_A，G_Bはた
とえば80dB程度のかなり高い値とする必要があ
り、したがつて構成が複雑化してしまうととも
に、実際にゲインG_A，G_Bを等しくすることは困
難である。またこのように２つの増幅回路２７，
２８を必要とするため構成が複雑化する。

本考案の目的は、簡便な構成で、位相歪みなど
を生じることなく、高い増幅度を得ることができ
るようにした受信装置を提供することである。

課題を解決するための手段本考案は、所定周波数の第１基準クロツク信号
と該第１基準クロツク信号に対して位相の異なる
第２基準クロツク信号とを用い、変調された前記
所定周波数の入力信号を受信する受信装置であつ
て、前記第１基準クロツク信号と前記入力信号とを
乗算する第１乗算器と、前記第２基準クロツク信号と前記入力信号とを
乗算する第２乗算器と、前記第１および第２乗算器の後段にそれぞれ設
けられる第１および第２低域波手段と、前記第１および第２低域波手段の後段に設け
られる単の増幅手段と、前記増幅手段を前記第１および第２低域波手
段に選択的に接続する選択手段と、前記増幅手段の後段に設けられ、前記第１低域
波手段側からの出力と前記第２低域波手段側
からの出力の値をそれぞれ保持する手段を有し、
前記変調された前記所定周波数の入力信号を復調
する処理手段とを含むことを特徴とする受信装置
である。

また本考案は、前記増幅手段の後段にアナロ
グ／デジタル変換手段を設け、その出力をデジタ
ル信号処理手段に入力して検波処理を行うように
したことを特徴とする受信装置である。

作用本考案に従えば、受信信号は第１乗算器と第２
乗算器とに共通に与えられており、この受信信号
は、第１乗算器では第１基準クロツク信号と乗算
され、また第２乗算器では前記第１基準クロツク
信号に対して位相の異なる第２基準クロツク信号
と乗算され、こうして受信信号は第１および第２
乗算器によつて直交変換される。第１乗算器の乗
算結果は第１低域波手段に与えられており、ま
た第２乗算器の乗算結果は第２低域波手段に与
えられる。

これら第１および第２低域波手段の出力は、
選択手段によつて選択的に単一の増幅手段に与え
られる。増幅手段によつて増幅された前記第１お
よび第２低域波手段の出力は、処理手段に与え
られる。処理手段は、たとえば前記選択手段の選
択動作に連動して、第１低域波手段の出力と第
２低域波手段の出力とを分離し、こうして得ら
れた増幅された第１低域波手段の出力と第２低
域波手段の出力の値をそれぞれ保持し、こうし
て前記変調された入力信号を復調、検波し、その
検波出力を発生する。こうして前記直交変換され
た受信信号は、単一の増幅手段を介して、処理手
段によつて検波・復調される。

したがつて第１および第２低域波手段からの
出力は同一のゲインで増幅され、これによつて処
理手段からの検波出力に位相歪みなどを生じるこ
となく、高い増幅度を得ることができる。また単
一の増幅手段を用いているため、その増幅度の調
整などを比較的簡単に行うことができるととも
に、構成を簡略化することができる。

また本考案に従えば、増幅手段の出力は、アナ
ログ／デジタル変換手段を介してデジタル信号処
理手段に与えられる。

したがつてデジタル信号処理手段によつて、前
記増幅手段の出力を第１低域波手段の出力と第
２低域波手段の出力とに分離して検波処理を行
うことができ、構成をさらに簡略化することがで
きる。

実施例第１図は、本考案の一実施例の受信機３１の電
気的構成を示すブロツク図である。この受信機３
１は、アンテナ３２で受信される振幅変調信号を
搬送波に非同期でダイレクト検波を行うことがで
きる。この受信機３１は、大略的に、アンテナ３
２と、高周波増幅回路３３と、直交変換回路３４
と、第１低域波手段であるLPF３９と、第２
低域波手段であるLPF４０と、乗算器４１，
４２と、加算器４３と、演算回路４４と、増幅器
４７と、電力増幅器４８と、スピーカ４９と、同
調制御回路５０と、増幅手段である増幅回路６５
と、選択手段である切換スイツチ６１，７１とを
含んで構成される。乗算器４１，４２と、加算器
４３と、演算回路４４とは、処理手段を構成す
る。

アンテナ３２で受信された受信信号は、高周波
増幅回路３３を介して直交変換回路３４に与えら
れる。直交変換回路３４は、同調制御回路５０か
らの出力電圧に対応した周波数で発振を行い、そ
の発振信号を第１基準クロツク信号として導出す
る電圧制御発振回路３５と、この電圧制御発振回
路３５からの発振信号と前記受信信号とを乗算
し、第１乗算器である乗算器３７と、電圧制御発
振回路３５からの発振信号の位相を90度ずらし
て、第２基準クロツク信号として導出する移相器
３６と、移相器３６からの信号と前記受信信号と
を乗算し、第２乗算器である乗算器３８とを含ん
で構成される。乗算器３７からの出力はLPF３
９に与えられており、また乗算器３８からの出力
はLPF４０に与えられる。

LPF３９の出力は切換スイツチ６１の個別接
点６２に与えられており、またLPF４０の出力
は個別接点６３に与えられる。切換スイツチ６１
の共通接点６４は増幅回路６５に接続されてお
り、この増幅回路６５の出力は切換スイツチ７１
の共通接点７４に導出される。切換スイツチ７１
の個別接点７２は、コンデンサ６６を介して乗算
器４１に接続される。また切換スイツチ７１の個
別接点７３は、コンデンサ６７を介して乗算器４
２に接続される。

切換スイツチ６１，７１のスイツチング態様
は、クロツク発生回路６８からのクロツク信号に
よつて連動して制御され、たとえばクロツク信号
がハイレベルであるときは、切換スイツチ６１の
共通接点６４は個別接点６２に導通し、また切換
スイツチ７１の共通接点７４は個別接点７２に導
通する。これに対してクロツク信号がローレベル
であるときには、切換スイツチ６１の共通接点６
４は個別接点６３に導通し、また切換スイツチ７
１の共通接点７４は個別接点７３に導通する。

こうして増幅回路６５で増幅されたLPF３９，
４０の出力は、切換スイツチ６１，７１のマルチ
プレツクス動作によつて、それぞれコンデンサ６
６，６７を介して乗算器４１，４２に与えられ
る。コンデンサ６６，６７は、前記マルチプレツ
クス動作に伴う前値ホールドのために用いられ
る。

前記クロツク発生回路６８から導出されるクロ
ツク信号の周波数と、LPF３９，４０の遮断周
波数とは、変調信号の周波数帯域に基づいて決定
され、たとえば振幅変調放送の場合、変調信号の
最大周波数をmaxとすると、LPF３９，４０の
遮断周波数は、この最大周波数maxよりもわず
かに高く設定され、またクロツク発生回路６８の
クロツク周波数は、標本化定理から、2max以
上となるように選ばれる。

前記増幅回路６５は、たとえば差動増幅器によ
つて実現され、切換スイツチ６１の共通接点６４
はこの増幅回路６５の非反転入力端子に接続さ
れ、またこの増幅回路６５の反転入力端子には、
該増幅回路６５の出力が、カドニウムセル（以
下、CdSと略称する）７５と、抵抗７６とで分圧
されて負帰還される。CdS７５の抵抗値は、発光
ダイオード（以下LEDと略称する）７８の発光
量に対応して変化し、このLED７８の発光量は、
演算回路４４からの出力に基づいて、ゲイン調整
回路５９によつて抵抗７７を介して制御され、こ
うして増幅回路６５のゲインが調整制御される。

乗算器４１，４２は、入力信号を２乗に乗算し
て加算器４３に与える。加算器４３の出力は、演
算回路４４に与えられる。演算回路４４は、演算
増幅器４５と乗算器４６とを含んで構成されてお
り、加算器４３からの出力は演算増幅器４５の非
反転入力端子に与えられており、この演算増幅器
４５の反転入力端子には該演算増幅器４５の出力
が乗算器４６によつて２乗に乗算されて負帰還さ
れる。これによつてこの演算回路４４からは入力
信号の平方根を表わす信号が導出され、増幅器４
７から電力増幅器４８を介してスピーカ４９に与
えられる。

同調制御回路５０は、電圧制御発振回路３５の
発振信号を分周するプログラマブルカウンタ５１
と、このプログラマブルカウンタ５１の分周比を
制御する制御回路５２と、基準となる周波数で振
動を行う水晶発振子５３と、この水晶発振子５３
の発振信号を分周する分周回路５４と、前記プロ
グラマブルカウンタ５１からの出力と分周回路５
４からの出力との位相を比較する位相比較器５５
と、位相比較器５５の比較結果を前述のように電
圧レベルとして電圧制御発振回路３５に与える
LPF５６とを含んで構成される。

上述のように構成された受信機３１において、
増幅回路６５には、LPF３９，４０の出力がそ
れぞれ第２図２において仮想線ｌ１，ｌ２で示さ
れるとき、第２図１で示されるクロツク発生回路
６８からのクロツク信号によつて、第２図２にお
いて実線ｌ３で示される信号が入力される。

これによつて乗算器４１，４２にはそれぞれ第
３図２および第３図３で示されるように、第３図
１で示される前記クロツク信号に同期して、増幅
回路６５で増幅された前記LPF３９，４０から
の出力がそれぞれ与えられる。

このようにして本件受信機３１では、クロツク
発生回路６８からのクロツク信号に同期して、切
換スイツチ６１，７１がマルチプレツクス動作を
行い、これによつてLPF３９，４０からの出力
は時分割されて単一の増幅回路６５によつて増幅
された後、乗算器４１，４２に与えられる。

したがつてLPF３９，４０の出力は同一のゲ
インで増幅が行われるため、演算回路４４から導
出される出力に位相歪みなどを生じることなく、
受信信号を搬送波に非同期でダイレクト検波する
ことができる。

また単一の増幅回路６５で増幅動作を行うよう
にしたので、構成を簡略化することができ、さら
にまたゲイン調整回路５９によるゲインの調整を
それほど高精度に行う必要はなく、これによつて
もまた構成を簡略化することができるとともに、
増幅回路６５のゲインを調整するための構成の無
調整化が可能となり、集積回路化を促進すること
ができる。

さらにまた増幅回路６５のゲイン調整は、CdS
７５を用いた負帰還によつて行われるため、これ
によつてもまた位相歪みを低減することができ
る。

第４図は本考案の他の実施例の受信機８１の電
気的構成を示すブロツク図であり、この受信機８
１は前述の受信機３１に類似し、対応する部分に
は同一の参照符を付す。注目すべきはこの実施例
では、増幅回路６５からの出力は、アナログ／デ
ジタル変換器８２を介してデジタル信号処理回路
８３に与えられ、このデジタル信号処理回路８３
内で、前記切換スイツチ７１に対応する切換スイ
ツチ８４，８５によつてメモリ８６，８７にそれ
ぞれ書込まれ、こうして前記乗算器４１，４２や
加算器４３および演算回路４４での動作が行わ
れ、検波・復調動作を行うことができる。デジタ
ル信号処理回路８３からの出力は、デジタル／ア
ナログ変換器８９でアナログ変換されて、増幅器
４７に与えられる。

この場合、切換スイツチ６１は、デジタル信号
処理回路８３内のクロツク発生回路８８からのク
ロツク信号によつて、前記切換スイツチ８４，８
５とともに切換制御が行われる。またデジタル信
号処理回路８３によるデジタル信号処理を行うに
当つてのアナログ／デジタル変換処理は、単一の
アナログ／デジタル変換器８２を用いて行われ、
こうしてデジタル信号処理回路８３を用いる場合
には、構成をさらに簡略化することができる。

考案の効果以上のように本考案によれば、第１および第２
低域波手段の出力を選択手段によつて選択的に
単一の増幅手段に与え、増幅手段によつて増幅さ
れた前記第１および第２低域波手段の出力は処
理手段においてたとえば前記選択手段の選択動作
に連動して第１低域波手段の出力と第２低域
波手段の出力とに分離し、こうして得られた増幅
された第１低域波手段の出力と第２低域波手
段の出力の値をそれぞれ保持し、前記変調された
入力信号を復調、検波し、その検波出力を発生す
るようにしたので、直交変換された第１および第
２低域波手段からの出力は単一の増幅手段を介
して処理手段によつて検波・復調される。

また本考案によれば、増幅手段の出力は、アナ
ログ／デジタル変換手段を介してデジタル信号処
理手段に与えるようにしたので、デジタル信号処
理手段によつて、前記増幅手段の出力を第１低域
波手段の出力と第２低域波手段の出力とに分
離して検波処理を行うことができ、構成をさらに
簡略化することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案の一実施例の受信機３１の電気
的構成を示すブロツク図、第２図および第３図は
動作を説明するための波形図、第４図は本考案の
他の実施例の受信機８１の電気的構成を示すブロ
ツク図、第５図は振幅変調信号をダイレクト検波
するための基本的な受信機１の電気的構成を示す
ブロツク図、第６図は従来技術の受信機１ａの電
気的構成を示すブロツク図である。３１，８１……受信機、３２……アンテナ、３
３……高周波増幅回路、３４……直交変換回路、
３７，３８，４１，４２，４６……乗算器、３
９，４０，５６……LPF、４３……加算器、４
４……演算回路、４７……増幅器、４８……電力
増幅器、４９……スピーカ、５０……同調制御回
路、５９……ゲイン調整回路、６１，７１，８
４，８５……切換スイツチ、６５……増幅回路、
６８，８８……クロツク発生回路、８２……アナ
ログ／デジタル変換器、８３……デジタル信号処
理回路、８９……デジタル／アナログ変換器。

Claims

【実用新案登録請求の範囲】 (1) 所定周波数の第１基準クロツク信号と該第１
基準クロツク信号に対して位相の異なる第２基
準クロツク信号とを用い、変調された前記所定
周波数の入力信号を受信する受信装置であつ
て、前記第１基準クロツク信号と前記入力信号と
を乗算する第１乗算器と、前記第２基準クロツク信号と前記入力信号と
を乗算する第２乗算器と、前記第１および第２乗算器の後段にそれぞれ
設けられる第１および第２低域波手段と、前記第１および第２低域波手段の後段に設
けられる単の増幅手段と、前記増幅手段を前記第１および第２低域波
手段に選択的に接続する選択手段と、前記増幅手段の後段に設けられ、前記第１低
域波手段側からの出力と前記第２低域波手
段側からの出力の値をそれぞれ保持する手段を
有し、前記変調された前記所定周波数の入力信
号を復調する処理手段とを含むことを特徴とす
る受信装置。 (2) 前記増幅手段の後段にアナログ／デジタル変
換手段を設け、その出力をデジタル信号処理手
段に入力して検波処理を行うようにしたことを
特徴とする実用新案登録請求の範囲第１項記載
の受信装置。