JPH05227068A - 同相合成回路 - Google Patents
同相合成回路Info
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- JPH05227068A JPH05227068A JP4059338A JP5933892A JPH05227068A JP H05227068 A JPH05227068 A JP H05227068A JP 4059338 A JP4059338 A JP 4059338A JP 5933892 A JP5933892 A JP 5933892A JP H05227068 A JPH05227068 A JP H05227068A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 同相合成回路において、局部発振器の独立化
を図って伝送線路での減衰を少なくすると共に独立化に
より生ずるビート信号の発生を低減させることである。 【構成】 アンテナ１，２に対応して、周波数変換器
４，５，７，８に結合された局部発振器３ａ，３ｂ，Ｖ
ＣＯ６ａ，６ｂが夫々独立に設けられている。増幅器１
１の出力｛cos（ω2−ω1）ｔ＋φ｝が周波数−電圧変
換器２０によって電圧Ｖ1に変換され、スイッチ２３と
電圧比較器２１に入力される。Ｖ1は電圧比較器２１
で、基準電圧Ｖ2と比較され、Ｖ1＞Ｖ2であるとスイッ
チ１７はＡに、Ｖ1＜Ｖ2であると、Ｂに接続する。Ａに
接続された場合、増減判別器１８はＶ1の増減を判別
し、その判別結果に応じてアップダウンカウンタ２６は
カウントを増減させてそのカウント値を、またＢに接続
された場合は、所定値を、夫々加算器２８によって電圧
値Ｖ0と加算し、その加算出力でＶＣＯ６ｂを制御し周
波数ω2とω1とを一致させる。
を図って伝送線路での減衰を少なくすると共に独立化に
より生ずるビート信号の発生を低減させることである。 【構成】 アンテナ１，２に対応して、周波数変換器
４，５，７，８に結合された局部発振器３ａ，３ｂ，Ｖ
ＣＯ６ａ，６ｂが夫々独立に設けられている。増幅器１
１の出力｛cos（ω2−ω1）ｔ＋φ｝が周波数−電圧変
換器２０によって電圧Ｖ1に変換され、スイッチ２３と
電圧比較器２１に入力される。Ｖ1は電圧比較器２１
で、基準電圧Ｖ2と比較され、Ｖ1＞Ｖ2であるとスイッ
チ１７はＡに、Ｖ1＜Ｖ2であると、Ｂに接続する。Ａに
接続された場合、増減判別器１８はＶ1の増減を判別
し、その判別結果に応じてアップダウンカウンタ２６は
カウントを増減させてそのカウント値を、またＢに接続
された場合は、所定値を、夫々加算器２８によって電圧
値Ｖ0と加算し、その加算出力でＶＣＯ６ｂを制御し周
波数ω2とω1とを一致させる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はダイバーシティ受信機に
好適な同相合成回路の改良に関する。
好適な同相合成回路の改良に関する。
【０００２】
【従来の技術】図３にダイバーシティ受信機に用いられ
る従来方式の同相合成回路のブロック図を示す。いま、
アンテナ１およびアンテナ２でθなる位相差の生じた信
号cos（ω0t）およびcos（ω0t＋θ）を受信したとす
る。局部発振器３および電圧制御発振器（ＶＣＯ）６が
各アンテナに対して共通化されているため、周波数変換
器７および周波数変換器８の出力は夫々cos（ω1t）お
よびcos（ω1t＋θ）となる。この２つの信号を乗算器
９に入力すると、cos（２ω1t＋θ）なる高周波信号とc
osθなる直流成分が出力されるが、ローパスフィルタ
（ＬＰＦ）１０で直流成分cosθのみを取り出す。この
直流成分は増幅器Ａを経て、乗算器１２で周波数変換器
８の出力cos（ω1t＋θ）とミキシングして、cosθ・co
s（ω1t＋θ）なる信号を得る。
る従来方式の同相合成回路のブロック図を示す。いま、
アンテナ１およびアンテナ２でθなる位相差の生じた信
号cos（ω0t）およびcos（ω0t＋θ）を受信したとす
る。局部発振器３および電圧制御発振器（ＶＣＯ）６が
各アンテナに対して共通化されているため、周波数変換
器７および周波数変換器８の出力は夫々cos（ω1t）お
よびcos（ω1t＋θ）となる。この２つの信号を乗算器
９に入力すると、cos（２ω1t＋θ）なる高周波信号とc
osθなる直流成分が出力されるが、ローパスフィルタ
（ＬＰＦ）１０で直流成分cosθのみを取り出す。この
直流成分は増幅器Ａを経て、乗算器１２で周波数変換器
８の出力cos（ω1t＋θ）とミキシングして、cosθ・co
s（ω1t＋θ）なる信号を得る。
【０００３】一方、同様に９０°移相器１３を通って得
られるsin（ω1t＋θ）なる信号と周波数変換器７の出
力を乗算器１４に入力し、その出力からローパスフィル
タ（ＬＰＦ）１５で直流成分sinθのみを取り出し、増
幅器１６を経て、乗算器１７で９０°移相器１３の出力
sin（ω1t＋θ）とミキシングして、sinθ・sin（ω1t
＋θ）なる信号を得る。
られるsin（ω1t＋θ）なる信号と周波数変換器７の出
力を乗算器１４に入力し、その出力からローパスフィル
タ（ＬＰＦ）１５で直流成分sinθのみを取り出し、増
幅器１６を経て、乗算器１７で９０°移相器１３の出力
sin（ω1t＋θ）とミキシングして、sinθ・sin（ω1t
＋θ）なる信号を得る。
【０００４】乗算器１２で得られたcosθ・cos（ω1t＋
θ）なる信号と乗算器１７で得られたsinθ・sin（ω1t
＋θ）なる信号を加算器１８で加算すると、その加算信
号は cosθ・cos（ω1t＋θ）＋sinθ・sin（ω1t＋θ）＝cos（ω1t） となり、周波数変換器７の出力cos（ω1t）と位相が一
致する。このようにして位相を揃えた後に加算器１９で
上記２つの信号を加算することにより効率よく信号の合
成が行える。
θ）なる信号と乗算器１７で得られたsinθ・sin（ω1t
＋θ）なる信号を加算器１８で加算すると、その加算信
号は cosθ・cos（ω1t＋θ）＋sinθ・sin（ω1t＋θ）＝cos（ω1t） となり、周波数変換器７の出力cos（ω1t）と位相が一
致する。このようにして位相を揃えた後に加算器１９で
上記２つの信号を加算することにより効率よく信号の合
成が行える。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】衛星放送受信機のよう
に高い周波数の信号を扱う場合、伝送線路の長さを長く
すると伝送線路での上記信号の減衰が大きくなり問題と
なる。このため、図３の回路において、アンテナ１と周
波数変換器４、アンテナ２と周波数変換器５、周波数変
換器４と局部発振器３、周波数変換器５と局部発振器３
の伝送線路の距離を極力短くする必要があり、アンテナ
設計上の自由度を阻害していた。そこで、上記周波数変
換器と局部発振器との伝送線路の減衰の影響を低減する
ために、アンテナ数に対応させて局部発振器を独立に設
けることができるが、この場合では異なる局部発振器を
独立に設けたために発振周波数が変動してしまい、これ
によって、後段のローパスフィルタ、アンプ等でビート
信号が発生してしまう問題があった。
に高い周波数の信号を扱う場合、伝送線路の長さを長く
すると伝送線路での上記信号の減衰が大きくなり問題と
なる。このため、図３の回路において、アンテナ１と周
波数変換器４、アンテナ２と周波数変換器５、周波数変
換器４と局部発振器３、周波数変換器５と局部発振器３
の伝送線路の距離を極力短くする必要があり、アンテナ
設計上の自由度を阻害していた。そこで、上記周波数変
換器と局部発振器との伝送線路の減衰の影響を低減する
ために、アンテナ数に対応させて局部発振器を独立に設
けることができるが、この場合では異なる局部発振器を
独立に設けたために発振周波数が変動してしまい、これ
によって、後段のローパスフィルタ、アンプ等でビート
信号が発生してしまう問題があった。
【０００６】本発明の目的は局部発振器の独立化を図る
ことにより、伝送線路での減衰の問題を解決するととも
に、独立化により生ずるビート信号の発生を低減させて
アンテナ設計上の自由度を高めることにある。
ことにより、伝送線路での減衰の問題を解決するととも
に、独立化により生ずるビート信号の発生を低減させて
アンテナ設計上の自由度を高めることにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明は、２つのアンテナからの位相差θを有する
cos成分の各受信信号を、発振周波数信号供給手段から
の発振周波数信号により異なるcos成分の中間周波数信
号に夫々変換する周波数変換手段と、前記変換された一
方のcos成分の中間周波数信号からsin成分の中間周波数
信号を得るsin成分信号生成手段と、前記他方のcos成分
の中間周波数信号と前記sin成分の中間周波数信号との
演算により低周波のsin成分信号を得ると共に、前記一
方及び他方の各cos成分の中間周波数信号の演算により
低周波のcos成分信号を得る低周波成分演算出力手段
と、前記他方のcos成分の中間周波数信号と前記低周波
のsin成分信号との乗算結果と、前記一方のcos成分の中
間周波数信号と前記低周波のcos成分信号との乗算結果
と、の合成演算処理に基づいて、前記他方のcos成分の
中間周波数信号と略同一位相及び周波数に制御された合
成信号を得る演算処理手段と、を有し、前記発振周波数
信号供給手段により前記合成信号に振幅変動を与えるビ
ート信号が含まれる同相合成回路において、前記低周波
成分演算出力手段からの低周波のcos成分信号の周波数
に応じた信号と所定の基準信号とを比較し比較結果を得
る信号比較手段と、前記比較結果が、前記基準信号より
も前記周波数に応じた信号の方が大なる時には、該信号
の増減レベルを判別し、その判別結果に基づいて、前記
発振周波数信号供給手段の周波数をビート信号が低減す
るように調整制御すると共に、小なる時には、前記周波
数に応じた信号に基づいて、前記発振周波数信号供給手
段の周波数を設定制御する発振周波数制御手段と、を有
することを特徴とする。上記発振周波数信号供給手段
は、前記発振周波数信号を夫々独立に供給する発振器か
ら構成し得る。
め、本発明は、２つのアンテナからの位相差θを有する
cos成分の各受信信号を、発振周波数信号供給手段から
の発振周波数信号により異なるcos成分の中間周波数信
号に夫々変換する周波数変換手段と、前記変換された一
方のcos成分の中間周波数信号からsin成分の中間周波数
信号を得るsin成分信号生成手段と、前記他方のcos成分
の中間周波数信号と前記sin成分の中間周波数信号との
演算により低周波のsin成分信号を得ると共に、前記一
方及び他方の各cos成分の中間周波数信号の演算により
低周波のcos成分信号を得る低周波成分演算出力手段
と、前記他方のcos成分の中間周波数信号と前記低周波
のsin成分信号との乗算結果と、前記一方のcos成分の中
間周波数信号と前記低周波のcos成分信号との乗算結果
と、の合成演算処理に基づいて、前記他方のcos成分の
中間周波数信号と略同一位相及び周波数に制御された合
成信号を得る演算処理手段と、を有し、前記発振周波数
信号供給手段により前記合成信号に振幅変動を与えるビ
ート信号が含まれる同相合成回路において、前記低周波
成分演算出力手段からの低周波のcos成分信号の周波数
に応じた信号と所定の基準信号とを比較し比較結果を得
る信号比較手段と、前記比較結果が、前記基準信号より
も前記周波数に応じた信号の方が大なる時には、該信号
の増減レベルを判別し、その判別結果に基づいて、前記
発振周波数信号供給手段の周波数をビート信号が低減す
るように調整制御すると共に、小なる時には、前記周波
数に応じた信号に基づいて、前記発振周波数信号供給手
段の周波数を設定制御する発振周波数制御手段と、を有
することを特徴とする。上記発振周波数信号供給手段
は、前記発振周波数信号を夫々独立に供給する発振器か
ら構成し得る。
【０００８】
【作用】本発明の同相合成回路において、各アンテナか
らの位相差θの受信信号から２つのcos成分およびsin成
分の中間周波数信号を得る。これら中間周波数信号から
低周波のsin成分信号および低周波のcos成分信号を得
て、これら信号の乗算によって１つのcos成分の中間周
波数信号と略同一位相および周波数の合成信号を生成す
る。上記低周波のcos成分信号の周波数に応じた信号と
基準信号とを比較し、その比較結果に応じて、上記合成
信号に含まれるビート信号を低減するように発振周波数
信号を制御する。
らの位相差θの受信信号から２つのcos成分およびsin成
分の中間周波数信号を得る。これら中間周波数信号から
低周波のsin成分信号および低周波のcos成分信号を得
て、これら信号の乗算によって１つのcos成分の中間周
波数信号と略同一位相および周波数の合成信号を生成す
る。上記低周波のcos成分信号の周波数に応じた信号と
基準信号とを比較し、その比較結果に応じて、上記合成
信号に含まれるビート信号を低減するように発振周波数
信号を制御する。
【０００９】
【実施例】以下図面に示す本発明の実施例を説明する。
図１は本発明による同相合成回路の一実施例で、図３と
同一符号は同一又は類似の回路をあらわす。同図におい
て、局部発振器３ａ，３ｂ，ＶＣＯ６ａ，６ｂ、周波数
変換器４，５，７，８は前記周波数変換手段を構成す
る。９０°移相器１３は前記sin成分信号抽出手段に相
当する。乗算器９，１４、ＬＰＦ１０，１５、増幅器１
１，１６は前記低周波成分演算出力手段を構成する。乗
算器１２，１７、加算器１８，１９は前記演算処理手段
を構成する。
図１は本発明による同相合成回路の一実施例で、図３と
同一符号は同一又は類似の回路をあらわす。同図におい
て、局部発振器３ａ，３ｂ，ＶＣＯ６ａ，６ｂ、周波数
変換器４，５，７，８は前記周波数変換手段を構成す
る。９０°移相器１３は前記sin成分信号抽出手段に相
当する。乗算器９，１４、ＬＰＦ１０，１５、増幅器１
１，１６は前記低周波成分演算出力手段を構成する。乗
算器１２，１７、加算器１８，１９は前記演算処理手段
を構成する。
【００１０】本実施例においては、更に、周波数−電圧
変換器２０、電圧比較器２１、基準電圧源２２、スイッ
チ２３から成る前記信号比較手段および増減判別器２
４、パルス信号源２５、アップダウンカウンタ２６、電
圧源２７、加算器２８から成る前記発振周波数制御手段
を備えている。
変換器２０、電圧比較器２１、基準電圧源２２、スイッ
チ２３から成る前記信号比較手段および増減判別器２
４、パルス信号源２５、アップダウンカウンタ２６、電
圧源２７、加算器２８から成る前記発振周波数制御手段
を備えている。
【００１１】いま、アンテナ１およびアンテナ２でθな
る位相差の生じた信号cos（ω0t）およびcos（ω0t＋
θ）を受信したとする。図１に示すように局部発振器３
ａ，３ｂが２つのアンテナに対して独立に設けられてお
り、局部発振器の個体差によりその発振周波数が異なる
ため、２つの周波数変換器７，８の出力は異なり、周波
数変換器７の出力はcos（ω1t）、周波数変換器８の出
力はcos（ω2t＋φ）となる。この２つの信号を乗算器
９に入力すると、cos｛（ω1＋ω2）ｔ＋φ｝なる高周
波信号とcos｛（ω2−ω1）ｔ＋φ｝なる低周波信号と
が出力されるが、ローパスフィルタ１０で低周波信号co
s｛（ω2−ω1）ｔ＋φ｝のみを取り出す。増幅器１１
を経て、乗算器１２で周波数変換器８の出力cos（ω2＋
φ）とミキシングすると、cos｛（ω2−ω1）ｔ＋φ｝
・cos（ω2ｔ＋φ）なる信号が得られる。
る位相差の生じた信号cos（ω0t）およびcos（ω0t＋
θ）を受信したとする。図１に示すように局部発振器３
ａ，３ｂが２つのアンテナに対して独立に設けられてお
り、局部発振器の個体差によりその発振周波数が異なる
ため、２つの周波数変換器７，８の出力は異なり、周波
数変換器７の出力はcos（ω1t）、周波数変換器８の出
力はcos（ω2t＋φ）となる。この２つの信号を乗算器
９に入力すると、cos｛（ω1＋ω2）ｔ＋φ｝なる高周
波信号とcos｛（ω2−ω1）ｔ＋φ｝なる低周波信号と
が出力されるが、ローパスフィルタ１０で低周波信号co
s｛（ω2−ω1）ｔ＋φ｝のみを取り出す。増幅器１１
を経て、乗算器１２で周波数変換器８の出力cos（ω2＋
φ）とミキシングすると、cos｛（ω2−ω1）ｔ＋φ｝
・cos（ω2ｔ＋φ）なる信号が得られる。
【００１２】一方、同様に９０°移相器１３を通って得
られるsin（ω2t＋φ）なる信号と周波数変換器７のω2
（ω1t）の出力を乗算器１４に入力し、ローパスフィル
タ１５で低周波成分sin｛（ω2−ω1）ｔ＋φ｝のみを
取り出す。増幅器１６を経て、乗算器１８で９０°移相
器１３の出力sin（ω2＋φ）とミキシングすると、sin
｛（ω2−ω1）ｔ＋φ｝・sin（ω2ｔ＋φ）なる信号が
得られる。
られるsin（ω2t＋φ）なる信号と周波数変換器７のω2
（ω1t）の出力を乗算器１４に入力し、ローパスフィル
タ１５で低周波成分sin｛（ω2−ω1）ｔ＋φ｝のみを
取り出す。増幅器１６を経て、乗算器１８で９０°移相
器１３の出力sin（ω2＋φ）とミキシングすると、sin
｛（ω2−ω1）ｔ＋φ｝・sin（ω2ｔ＋φ）なる信号が
得られる。
【００１３】乗算器１２で得られたcos{（ω2−ω1）ｔ
＋φ｝・cos（ω2ｔ＋φ）なる信号と乗算器１７で得ら
れたsin{（ω2−ω1）ｔ＋φ｝・sin（ω2ｔ＋φ）なる
信号を加算器１８で加算すると、 cos{（ω2−ω1）ｔ＋φ｝・cos（ω2ｔ＋φ） ＋sin{（ω2−ω1）ｔ＋φ｝・sin（ω2ｔ＋φ）＝cos（ω1t） となり、周波数変換器７の出力と位相、周波数が一致す
る。しかし、実際には、ローパスフィルタ１２とローパ
スフィルタ１５、増幅器１３と増幅器１６の独立に設け
られた局部発振器３ａ，３ｂ，ＶＣＯ６ａ，６ｂ、周波
数変換器４，５，７，８などの個体差のためにビート信
号が生じ、該信号の周波数（ω2−ω1）の変化によって
加算器１８の出力cos（ω1t）の振幅が変化してしま
う。そのため、（ω2−ω1）を小さくする必要がある。
＋φ｝・cos（ω2ｔ＋φ）なる信号と乗算器１７で得ら
れたsin{（ω2−ω1）ｔ＋φ｝・sin（ω2ｔ＋φ）なる
信号を加算器１８で加算すると、 cos{（ω2−ω1）ｔ＋φ｝・cos（ω2ｔ＋φ） ＋sin{（ω2−ω1）ｔ＋φ｝・sin（ω2ｔ＋φ）＝cos（ω1t） となり、周波数変換器７の出力と位相、周波数が一致す
る。しかし、実際には、ローパスフィルタ１２とローパ
スフィルタ１５、増幅器１３と増幅器１６の独立に設け
られた局部発振器３ａ，３ｂ，ＶＣＯ６ａ，６ｂ、周波
数変換器４，５，７，８などの個体差のためにビート信
号が生じ、該信号の周波数（ω2−ω1）の変化によって
加算器１８の出力cos（ω1t）の振幅が変化してしま
う。そのため、（ω2−ω1）を小さくする必要がある。
【００１４】増幅器１３の出力cos{（ω2−ω1）ｔ＋
φ｝は周波数−電圧変換器２０で周波数（ω2−ω1）に
対応した直流電圧Ｖ1に変換される。ここで、以下の説
明を簡単にするために、例えば、周波数−電圧変換器２
０では入力周波数が高くなると、出力電圧Ｖ1が大きく
なると仮定する。直流電圧Ｖ1と基準電圧源２２の電圧
値Ｖ2が電圧比較器２１で比較され、Ｖ1＞Ｖ2の場合に
はスイッチ２３がＡ側に接続され、Ｖ1＜Ｖ2の場合には
Ｂ側に接続される。
φ｝は周波数−電圧変換器２０で周波数（ω2−ω1）に
対応した直流電圧Ｖ1に変換される。ここで、以下の説
明を簡単にするために、例えば、周波数−電圧変換器２
０では入力周波数が高くなると、出力電圧Ｖ1が大きく
なると仮定する。直流電圧Ｖ1と基準電圧源２２の電圧
値Ｖ2が電圧比較器２１で比較され、Ｖ1＞Ｖ2の場合に
はスイッチ２３がＡ側に接続され、Ｖ1＜Ｖ2の場合には
Ｂ側に接続される。
【００１５】Ａ側に接続された場合には、増減判別器２
４により現在のＶ1が時間Ｔだけ前のＶ1に比べ増加した
か減少したかを判別し、その情報の判別信号を出力す
る。増減判別器２４は例えば、図２の回路で実現でき
る。この回路で入力（ＩＮ）側からの入力信号は、遅延
時間がＴである遅延回路３１を通って得られる時間Ｔだ
け前の信号と電圧比較器３２で比較され、入力信号の増
減が判別される。
４により現在のＶ1が時間Ｔだけ前のＶ1に比べ増加した
か減少したかを判別し、その情報の判別信号を出力す
る。増減判別器２４は例えば、図２の回路で実現でき
る。この回路で入力（ＩＮ）側からの入力信号は、遅延
時間がＴである遅延回路３１を通って得られる時間Ｔだ
け前の信号と電圧比較器３２で比較され、入力信号の増
減が判別される。
【００１６】アップダウンカウンタ２６はパルス信号源
２５のパルスをカウントしてその結果を電圧値Ｖ2の大
小として出力する。Ｖ1が減少しているのであれば、ア
ップダウンカウンタ２６はカウントを続けるが、Ｖ1が
増加しているのであればカウント方向を逆転させる。ス
イッチ２３がＢ側に接続された場合には、アップダウン
カウンター２６はカウントを停止し、現在の電圧値Ｖ2
を保持する。
２５のパルスをカウントしてその結果を電圧値Ｖ2の大
小として出力する。Ｖ1が減少しているのであれば、ア
ップダウンカウンタ２６はカウントを続けるが、Ｖ1が
増加しているのであればカウント方向を逆転させる。ス
イッチ２３がＢ側に接続された場合には、アップダウン
カウンター２６はカウントを停止し、現在の電圧値Ｖ2
を保持する。
【００１７】アップダウンカウンタ２６の出力Ｖ3は電
圧源２７の電圧値Ｖ0と加算器２８により加算されＶ0＋
Ｖ3が出力される。このＶ0＋Ｖ3によりＶＣＯ６ｂ（又
は６ａ）の発振周波数が変化し、周波数変換器８（又は
７）の出力周波数がω1又はω2に近づく。
圧源２７の電圧値Ｖ0と加算器２８により加算されＶ0＋
Ｖ3が出力される。このＶ0＋Ｖ3によりＶＣＯ６ｂ（又
は６ａ）の発振周波数が変化し、周波数変換器８（又は
７）の出力周波数がω1又はω2に近づく。
【００１８】この動作を繰り返すことによりω2はω1と
誤差ω（Ｖ2）以下で一致する。ここで誤差ω（Ｖ2）と
は、周波数−電圧変換器２０において電圧値Ｖ2に対応
する周波数を表わす。基準電圧源２２の電圧値Ｖ2を十
分小さくしておけば、ビート周波数（ω2−ω1）は十分
小さくできる。その結果、加算器２８の出力は（ω2−
ω1）に依存せず、かつ、周波数変換器７の出力と位
相、周波数ともに一致する。このようにして位相、周波
数を揃えた後に加算器１９で２つの信号を加算すること
により効率よく信号の合成が行える。
誤差ω（Ｖ2）以下で一致する。ここで誤差ω（Ｖ2）と
は、周波数−電圧変換器２０において電圧値Ｖ2に対応
する周波数を表わす。基準電圧源２２の電圧値Ｖ2を十
分小さくしておけば、ビート周波数（ω2−ω1）は十分
小さくできる。その結果、加算器２８の出力は（ω2−
ω1）に依存せず、かつ、周波数変換器７の出力と位
相、周波数ともに一致する。このようにして位相、周波
数を揃えた後に加算器１９で２つの信号を加算すること
により効率よく信号の合成が行える。
【００１９】
【発明の効果】以上説明したように本発明の同相合成回
路の構成によれば、伝送線路の減衰の問題を解決すると
ともに、アンテナ設計上の自由度を高めることができ
る。
路の構成によれば、伝送線路の減衰の問題を解決すると
ともに、アンテナ設計上の自由度を高めることができ
る。
【図１】本発明の一実施例を示すブロック図である。
【図２】増減判別器の一構成例を示すブロック図であ
る。
る。
【図３】従来の同相合成回路を示すブロック図である。
１，２ アンテナ ３，６ 局部発振器 １３ ９０°移相器 ９，１２，１４，１７ 乗算器 ２０ 周波数−電圧変換器 ２１ 電圧比較器 ２３ スイッチ ２４ 増減判別器 ２６ カウンタ ２８ 加算器
Claims (2)
- 【請求項１】 ２つのアンテナからの位相差θを有する
cos成分の各受信信号を、発振周波数信号供給手段から
の発振周波数信号により異なるcos成分の中間周波数信
号に夫々変換する周波数変換手段と、 前記変換された一方のcos成分の中間周波数信号からsin
成分の中間周波数信号を得るsin成分信号生成手段と、 前記他方のcos成分の中間周波数信号と前記sin成分の中
間周波数信号との演算により低周波のsin成分信号を得
ると共に、前記一方及び他方の各cos成分の中間周波数
信号の演算により低周波のcos成分信号を得る低周波成
分演算出力手段と、 前記他方のcos成分の中間周波数
信号と前記低周波のsin成分信号との乗算結果と、前記
一方のcos成分の中間周波数信号と前記低周波のcos成分
信号との乗算結果と、の合成演算処理に基づいて、前記
他方のcos成分の中間周波数信号と略同一位相及び周波
数に制御された合成信号を得る演算処理手段と、 を有し、前記発振周波数信号供給手段により前記合成信
号に振幅変動を与えるビート信号が含まれる同相合成回
路において、 前記低周波成分演算出力手段からの低周波のcos成分信
号の周波数に応じた信号と所定の基準信号とを比較し比
較結果を得る信号比較手段と、 前記比較結果が、前記基準信号よりも前記周波数に応じ
た信号の方が大なる時には、該信号の増減レベルを判別
し、その判別結果に基づいて、前記発振周波数信号供給
手段の周波数をビート信号が低減するように調整制御す
ると共に、小なる時には、前記周波数に応じた信号に基
づいて、前記発振周波数信号供給手段の周波数を設定制
御する発振周波数制御手段と、 を有することを特徴とする同相合成回路。 - 【請求項２】 前記発振周波数信号供給手段が、前記発
振周波数信号を夫々独立に供給する発振器を有すること
を特徴とする請求項１に記載の同相合成回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4059338A JPH05227068A (ja) | 1992-02-12 | 1992-02-12 | 同相合成回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4059338A JPH05227068A (ja) | 1992-02-12 | 1992-02-12 | 同相合成回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05227068A true JPH05227068A (ja) | 1993-09-03 |
Family
ID=13110436
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4059338A Pending JPH05227068A (ja) | 1992-02-12 | 1992-02-12 | 同相合成回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05227068A (ja) |
-
1992
- 1992-02-12 JP JP4059338A patent/JPH05227068A/ja active Pending
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