DE3423402A1

DE3423402A1 - Empfaenger

Info

Publication number: DE3423402A1
Application number: DE19843423402
Authority: DE
Inventors: Masaharu Tokio/Tokyo Mori
Original assignee: Clarion Co Ltd
Current assignee: Faurecia Clarion Electronics Co Ltd
Priority date: 1983-06-23
Filing date: 1984-06-25
Publication date: 1985-01-03
Also published as: FR2549313B1; JPS604335A; FR2549313A1; US4610031A; GB8415997D0; GB2144939A; NL8401985A; GB2144939B

Description

10 15

Empfänger

Die Erfindung betrifft einen Empfänger mit einem mit akustischen Oberflächenwellen arbeitenden Oberflächenwellenverstärker vom parametrischen Verstärkungstyp, der im folgenden als SAW-Verstärker bezeichnet wird und in der Hochfrequenzverstärkungsschaltung vorgesehen ist.

In der japanischen Patentanmeldung 90649/1981 ist dargestellt, daß ein Empfänger mit einem derartigen SAW-Verstärker eine ausgezeichnete Empfindlichkeit und Rauschunterdrückung zeigt, da ein derartiger Verstärker auch als Schmalbandnachlauffilter zum Empfang einer FM Stereo-Rundfunkübertragung beispielsweise dient, die ein Frequenzband hat, das viel breiter als der Bandpaß des SAW-Verstärkers ist.

Der Schaltungsaufbau gemäß der oben beschriebenen Patentanmeldung hat jedoch die folgenden Nachteile.

1. Da der SAW-Verstärker eine Schmalbandverstärkungscharakteristik hat, ist die Gruppenlaufzeit groß und

· S-

stark von der Frequenz abhängig. Deshalb nimmt die Signalverzerrung mit zunehmender Frequenzabweichung der empfangenen FM-Welle und mit steigender Modulationsfrequenz der Welle zu, was im schlimmsten Fall einen Nachlauf und einen Empfang des Signals unmöglich macht.

2. Aufgrund der großen Gruppenlaufzeit ist die Signaltrennung extrem verschlechtert.

3. Da beide Ausgangssignale des SAW-Verstärkers benutzt werden, die von akustischen Wellen abgeleitet werden, die sich in entgegengesetzte Richtungen fortpflanzen, müssen jeweils zwei Schaltungswege vorgesehen sein, die Frequenzwandler und Zwischenfrequenzverstärker enthalten, was dazu führt, daß der Schaltungsaufbau kompliziert wird und die Herstellungskosten zunehmen.

Die oben beschriebenen Mangel 1 und 2 treten dann auf, wenn eine geschlossene Nachlaufschleife wie sie bei der obengenannten Anmeldung beschrieben wird, eine SAW-Einrichtung enthält, deren Charakteristik in Fig. 1 dargestellt ist. Fig. 1 zeigt das Verstärkungsverhältnis in einer ausgezogenen Linie und die Gruppenlaufzeit in einer gestrichelten Linie des SAW-Verstärkers in Abhängigkeit von der Frequenz. Wenn die Bandpaßbreite bei -3dB 10 kHz beträgt, beträgt die Gruppenlaufzeit 40μ sec bei der Mittenfrequenz wobei die Gruppenlaufzeit mit wachsendem Abstand von der Mittenfrequenz kleiner wird. Außerhalb des Bandpasses zeigt die Gruppenlaufzeit einen konstanten Wert von einigen μ sec, der durch die Fortpflanzungsgeschwindigkeit und die Fortpflanzungsstrecke der akustischen Oberflächenwellen bestimmt ist. Die Gruppenlaufzeit ändert sich somit stark mit der Frequenz.

Durch die Erfindung soll ein Empfänger mit einer niedrigen Verzerrung, einem breiteren Nachlaufbereich und einer ausgezeichneten Signaltrennung geliefert werden, indem nur

— *5 —

eines der Ausgangssignale des SAW-Verstärkers benutzt wird.

Dazu umfaßt der erfindungsgemäße Empfänger einen mit akustischen Oberflächenwellen arbeitenden Oberflächenwellenverstärker, der in der Hochfrequenzverstärkungsstufe vorgesehen ist, wobei eines der Ausgangssignale des Oberflächenwellenverstärkers benutzt wird, die den akustischen Wellen entsprechen, die sich in entgegengesetzte Richtungen fortpflanzen, so daß das gewählte Ausgangssignal des Oberflächenwellenverstärkers durch einen Phasenregelschleifendemodulator oder einen Frequenzdiskriminator demoduliert wird. Das demodulierte Ausgangssignal vom Phasenregelschleifendemodulator oder vom Frequenzdiskriminator steuert einen spannungsgesteuerten Oszillator, wobei die frequenzmodulierten Komponenten des Ausgangssignals vom Oszillator dazu benutzt werden, die frequenzmodulierten Komponenten der Pumpenergie für den SAW-Verstärker zu erzeugen.

Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung wird das gewählte Ausgangssignal des SAW-Verstärkers durch das Ausgangssignal des spannungssgesteuerten Oszillators frequenzmoduliert und liegt das frequenzmodulierte Ausgangssignal an einer ersten Entzerrerschaltung, die eine Übertragungscharakteristik hat, die sich von der statischen Übertragungscharakteristik des SAW-Verstärkers sowohl in der Amplitude als auch in der Phase unterscheidet, so daß das Ausgangssignal von der Entzerrerschaltung als Eingangssignal für den Phasenregelschleifendemodulator oder den Frequenzdiskriminator dient.

Der erfindungsgemäße Empfänger enthält weiterhin einen zweiten Entzerrer, der zwischen einem Phasenkomparator des Phasenregelschleifendemodulators und dem spannungsgesteuerten Oszillator oder zwischen dem Frequenzdiskriminator und dem spannungsgesteuerten Oszillator vorgesehen ist. Der zweite Entzerrer hat einen Eingang, der in zwei Schaltungswege unterteilt ist, von denen einer direkt an einem

Addierer liegt, während der andere über ein Hochfrequenzfilter mit dem Addierer verbunden ist, so daß der Addierer die beiden Eingangssignale addiert. Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist der erste Entzerrer eine Fangschaltung, um unerwünschte Frequenzen zurückzuweisen. Der erste Entzerrer umfaßt nämlich einen Eingang, der in zwei Schaltungswege unterteilt ist, zwei in Reihe geschaltete Kondensatoren, die in einem der Schaltungswege vorgesehen sind, eine Resonanzschaltung, die den Verbindungspunkt zwischen den Kondensatoren mit Masse verbindet, einen Reihenwiderstand, der im anderen Schaltungsweg vorgesehen ist, einen Ausgang, der beide Schaltungswege vereinigt und einen parallelgeschalteten Kondensator, der parallel zu den beiden Schaltungswegen mit dem Ausgang verbunden ist, um hochfrequente Anteile nebenzuschließen.

Im folgenden werden anhand der zugehörigen Zeichnung besonders bevorzugte Ausführungsbeispiele des erfindungsgemäßen Verstärkers näher beschrieben. 20

Fig. 1 zeigt in einem Diagramm die Beziehung zwischen dem Verstärkungsverhältnis oder der Gruppenlaufzeit und der Frequenz eines mit akustischen Oberflächenwellen arbeitenden Oberflächenwellenverstärkers. 25

Fig. 2 zeigt das Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen Empfängers.

Fig. 3 zeigt ein Blockschaltbild, das dem in Fig. 2 dargestellten Blockschaltbild entspricht, das jedoch allgemeiner als das in Fig. 2 dargestellte Blockschaltbild gruppiert ist.

Fig. 4 zeigt ein Blockschaltbild im wesentlichen eines FM-Demodulators vom Phasenregelschleifentyp.

■?·

Fig. 5 zeigt das Schaltbild eines Zwischenfrequenzentzerrers.

Fig. 6 zeigt in einem Diagramm die Änderung des Verstärkungsverhältnisses und der Gruppenlaufzeit mit der Frequenz.

Fig. 7 zeigt ein Blockschaltbild eines Niederfrequenzent-

zerrers.
10

Fig. 8 zeigt das Schaltbild des Niederfrequenzentzerrers.

Fig. 9 zeigt an einem Diagramm die Änderung des Verstärkungsverhältnisses und der Phase mit der Frequenz bei der in Fig. 8 dargestellten Schaltung.

Fig. 10 zeigt ein Blockschaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen Empfängers.

In Fig. 2 ist das Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen Empfängers dargestellt. Dieser umfaßt eine Antenne 1/ Anpassungsschaltungen 2, 4 und 18, einen parametrischen mit akustischen Oberflächenwellen arbeitenden Oberfächenwellenverstärker 3, mit Eingangs- und Ausgangselektroden 3-1 und 3-3 sowie einer Pumpelektrode 3-2, Frequenzwandler 5, 7-2, 7-3, 7-6 und 15, einen ersten überlagerungsoszillator 6, einen zweiten überlagerungsoszillator 7-1, einen Nachlaufentzerrer 7, einen Zwischenfrequenzentzerrer 7-4, einen Abstimmverstärker 7-5, ein Bandpaßfilter 8, einen Begrenzer 9, der auch als Verstärker arbeiten kann, einen Phasenkomparator 10, ein Schleifenfilter 11, einen Niederfrequenzentzerrer 12, einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 13, Frequenzdoppier 14 und 16, einen Pumpenergieverstärker 17, eine Gleichspannungsquelle 19, einen Ausgang 21, eine Drosselspule CH und einen Kondensator C.

Im folgenden werden zunächst anhand von Fig. 2 die statischen Frequenzen an den verschiedenen Schaltungsbauteilen bezüglich einer Eingangsfrequenz erläutert. Wenn ein Eingangssignal mit einer Frequenz f^ von der Antenne 1 empfangen wird, werden zwei Ausgangssignale, die sich in entgegengesetzte Richtungen fortpflanzen, im Oberflächenwellenverstärker oder SAW-Verstärker 3 erzeugt. Eines der Ausgangssignale wird von der Ausgangselektrode 3-3 abgenommen. Die Frequenz des gewählten Ausgangssignals ist unabhängig von der Pumpenergie gleich f.. Der Frequenzwandler 5 erzeugt ein Ausgangssignal mit einer Frequenz, die gleich dem Unterschied zwischen der Frequenz f. und einer Frequenz f_T1 des ersten Überlagerungsoszillators ist, das heißt:

^fIF1 - ^fi - ^fLi ⁽¹⁾

Die erste Oszillatorfrequenz f,.., ist variabel, wie es bei einem üblichen Superhydrodyneempfanger der Fall ist, um die Frequenz f-rp-i konstant festzulegen. Wenn beispielsweise f_± gleich 83 MHz ist, beträgt f_L1 72,3 MHz und ist f_Ip1 gleich 10,7 MHz.

Der spannungsgesteuerte Oszillator VCO 13 erzeugt Ausgangssignale mit einer Mittenfrequenz gleich f_Tri1, wobei

JLl; I

eines der Ausgangssignale mit einer Frequenz f_TO des zweiten Überlagerungsoszillators 7-1 durch den Frequenzwandler 7-2 gemischt wird, der als Folge ein Ausgangssignal· mit einer Frequenz erzeugt, die gleich dem Unterschied zwischen den Frequenzen f_IFi und f _ ist, das heißt:

^fL3 ^{= f}IF1 " ^fL2 ⁽²⁾

Beispielsweise ist f_L2 gleich 1 MHz und beträgt f_L- 9,7 MHz, 35

Der Frequenzwandler 7-3 erzeugt ein Ausgangssignal mit einer Frequenz, die gleich dem Unterschied zwischen den

Frequenzen der Ausgangssignale der Frequenzwandler 7-2 und

5 ist/ das heißt:

^fIF2 ^{= f}L3 " ^fIF1 ⁽³⁾

Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel ist f_IF2 gleich 1 MHz. Dieses Ausgangssignal wird im Frequenzwandler 7-6 einer weiteren Frequenzumwandlung auf den Frequenzunterschied zur Frequenz f ₃ des Wandlers 7-2 unterworfen, das heißt:

^fIF1 ^{= f}L3 " ^fIF2 ⁽⁴⁾

Der Phasenkomparator 10 wird daher mit Eingangssignalen mit der gleichen Frequenz fj_F1 versorgt.

Das Ausgangssignal vom VCO 13 wird andererseits durch den Doppler 14 in seiner Frequenz auf die Frequenz 2f_„.. verdoppelt und durch den Frequenzwandler 15 mit der Frequenz 2f_Li/ die vom Ausgang des ersten überlagerungsoszillator

6 erhalten wird, durch den Doppler 16 gemischt, das heißt:

f P	=	^2fLi ⁺	^2fI1
	²<^fL1	⁺ W
^2fi

(5)

Das Ausgangssignal mit der Frequenz 2f^ vom Frequenzwandler 15 wird durch den Pumpenergieverstärker 17 leistungsverstärkt und an die Pumpelektrode 3-2 über die Anpassungsschaltung 18 gelegt. Da der SAW-Verstärker im allgemeinen die größte Verstärkung eines Eingangssignals durch Pumpen mit einer Frequenz bewirkt, die gleich dem Doppelten der Eingangsfrequenz ist, sind die genannten Frequenzbeziehungen bevorzugt.

Im folgenden werden zusätzlich zu den dynamischen Frequenzverhältnissen der Nachlauf und die Entzerrung des Zwischenfrequenzentzerrers 7-4 und des Niederfrequenzentzerrers 12 gemäß der Erfindung beschrieben. Dabei wird die Winkelfrequenz ω benutzt, um die Frequenzen auszudrücken.

Es sei im folgenden angenommen, daß die Spannung eines FM-Signals, das von der Antenne 1 empfangen wird, ausgedrückt wird durch:
10

Vj_ = e χ P[J(IJjLt + 9_i(t)}] (6) wobei

ω.: Eingangsmittenfrequenz

Θ-; (t) =· /A(oy(t)dt (7)

Mt): Quellensignal

Δω: Frequenzabweichung

Das empfangene Signal mit einer Spannung v. liegt über die Anpassungsschaltung 2 an der Eingangselektrode 3-1. Die Ausgangselektrode 3-3 liefert ein verstärktes Ausgangssignal. Bezüglich der Beziehung zwischen dem Ausgangssignal von der Elektrode 3-3 und der Momentanfrequenz des an der Pumpelektrode 3-2 liegenden Signales ist folgendes zu beachten. Da die Momentanfrequenz ω. (t) gleich

JL ο

fJi_s(t) = CO₁ + Aüjy(t) (8)

ist beträgt die beste Pumpfrequenz ω (t) das Doppelte

ps

der Momentanfrequenz, das heißt

ü)_ps(t) = 2{ω_±=+ Δώμα)} (9)

Wenn diese Beziehung beibehalten wird, wird das Ausgangssignal, das an der Ausgangselektrode 3-3 auftritt, nicht durch eine so große Gruppenlaufzeit wie 40μ sec in Fig. 1 sondern nur durch eine Gruppenlaufzeit von einigen μ sec

_ _r_

beeinflußt, die durch die Geschwindigkeit und die Strecke der Fortpflanzung der akustischen Oberflächenwelle bestimmt ist. Wenn die Pumpfrequenz ω (t) von dem Wert der

ps

Gleichung 9 abweicht, wird das Ausgangssignal von der Elektrode 3-3 in seiner Phase verzerrt und hat das Ausgangssignal von der Elektrode 3-3 einen nachteiligen Einfluß auf den Nachlauf.

Zum besseren Verständnis sind in Fig. 3 die Schaltungsbauelemente von Fig. 2 allgemeiner gruppiert dargestellt.

Wie es in Fig. 3 dargestellt ist, wird der Nachlauf dadurch bewirkt, daß im Phasenkomparator 10 die Spannungen v_ und V₁₃ verglichen werden und daß der VCO 13 mit dem sich aus dem Vergleich ergebenden Ausgangssignal gesteuert wird. Dieser Arbeitsablauf ist gleich dem des FM-Demodulators, der die Phasenregelschleife von Fig. 4 verwendet.

Damit die in Fig. 3 dargestellte Anordnung richtig ar-0 beitet, müssen die phasenmodulierten Komponenten (FM-modulierte Komponenten) von v_g gleich V₁ sein. Wenn die Beziehungen außerhalb der Gleichungen (8) und (9) liegen erzeugt der SAW-Verstärker 3 eine Phasenverzerrung. Wenn das Ausgangssignal mit Phasenverzerrung vom SAW-Verstärker 3 am Phasenkomparator 10 liegt, treten auch im Signal V₁₃ und folglich im Signal V₃ verzerrte Komponenten auf, so daß das System eine Mitkopplungsschleife bildet, die die Verzerrung erhöht und schließlich nicht mehr empfangsfähig wird.

Der Nachlaufentzerrer 7 ist in diesem Zusammenhang erforderlich. Der Nachlaufentzerrer 7 hat einen Frequenzgang, der demjenigen des SAW-Verstärkers 3 sowohl in der Amplitude als auch in der Phase (Gruppenlaufzeit) entgegengesetzt ist, um die verzerrten Komponenten des Signals V₃ zu unterdrücken. Der Nachlaufverstärker 7 umfaßt im allgemeinen zwei Frequenzwandler 7-3 und 7-6 und den Zwischen-

frequenzentzerrer 7-4. Der Zwischenfrequenzentzerrer 7-4 kann aus dem in Fig. 5 dargestellten Kerbfilter bestehen. Die in Fig. 5 dargestellten Kondensatoren C1 und C2 haben eine kleine Kapazität von beispielsweise 33 Picofarad.

Die Kerbfrequenz und der Q-Faktor sind durch eine Induktivität L, einen Kondensator C3 und einen Widerstand RQ bestimmt. Der Kondensator C4 verhindert eine Zunahme der Amplitude im Hochfrequenzbereich. Ein Widerstand Rf verhindert, daß die Amplitude der Kerbmittenfrequenz extrem klein wird. Wie es in Fig. 6 dargestellt ist, sind die Kennlinien im wesentlichen denen in Fig. 1 sowohl in der Amplitude mit einer ausgezogenen Linie als auch in der Gruppenlaufzeit mit einer gestrichelten Linie entgegengesetzt. Um den Zwischenfrequenzentzerrer mit der Frequenz von v..-, zu betreiben, sind die Frequenzwandler 7-3 und 7-6 kombiniert. Es sei im folgenden angenommen, daß die Momentanfrequenz von v.. „ statt durch die Gleichung (9) ausgedrückt wird durch

^Wps^{(t) = 2{ω}ΐ ^{+ Δα)}Ν(£) +-w_e(t)> (10)

und daß die Mittenfrequenz ω»(t) des SAW-Verstärkers 3:

_ω (t) = ω_± +. Aü)y(t) + iü_e
25

die uni(i)_e(t) größer als die Eingangsmomentanfrequenz ist.

Es sei als nächstes angenommen, daß v_± am Frequenzwandler 5 liegt. Wenn die Frequenz des ersten überlagerungsoszillators 6 ω^ beträgt, läßt sich die Momentanfrequenz ω (t] des Ausgangssignals V₅ vom Frequenzwandler 5 ausdrücken als:

= ω_Ιρ1 + Aüni(t) (12)

- τί -

• /Hi-·

Die Momentanfrcquonz u» ₁ ■, (t) dos Ausganqstu.qnalr. vom VCO beträgt:

^wi3^{(t) = W}IF1 ^{+ Δωμ(ί:) + w}e^{(t) (13)} 05

und die Momentanfrequenz des Ausgangssignals vom Frequenzwandler 7-2 beträgt:

U)₇_₂(t) = ω_Ιρ1- u_L2 + Δωμ(ί:) + (^(t) (14) 10

wobei die Ausgangsfrequenz des zweiten Überlagerungsoszillators 7-1 gleich id., ist. Die Momentanfrequenz ω (t) des Ausgangssignals vom Frequenzwandler 7-3 beträgt daher

Da die Mittenfrequenz des Zwischenfrequenzentzerrers 7-4 gleich ω^, ist, ist die Eingangsmomentanfrequenz des Zwischenfrequenzentzerrers 7-4 um ω (t) niedriger als die Mittenfrequenz. Das ist das Gleiche wie im Fall des SAW-Verstärkers. Da die Beziehungen zwischen den Mittenfrequenzen und den Eingangsmomentanfrequenzen gleich sind und die Frequenzgänge einander entgegengesetzt sind, sind die zusatz liehen amplituden- und phasenmodulierten Komponenten für den SAW-Verstärker 3 und die modulierten Komponenten für den Zwischenfrequenzentzerrer 7-4 in ihrer Amplitude gleich und in ihrer Polarität entgegengesetzt. Das Ausgangssignal V₃ vom SAW-Verstärker ist nämlich gleich

V_n = A (ω) ex; p[j{ü).t + Θ. (t) + ψ(ω (t) ) }] (16) 3 χ χ e

wobei Ψ(ω (t)) die zusätzliche phasenmodulierte Komponente ist, die dem Fehler ω (t) entspricht. Das Ausgangssignal v₇ . vom Zwischenfrequenzentzerrer ist gleich

₌ __1 e x p[j{üJ_T„t - /ω (t)dt - ψ(ω (t))}] (17)

7-4 Α(ω) - hz e e

-rf.

und das Ausgangssignal V_7-4 wird erneut zusammen mit dem Ausgangssignal V_7-2 durch den Frequenzwandler 7-6 zum Ausgangssignal V_7-6 des Wandlers 7-6 frequenzverarbeitet, das ausgedrückt wird durch
05

^V7-6 ⁼ "

Es sei darauf hingewiesen, daß die amplitudenmodulierten Komponenten der Gleichungen 16 und 18 reziproke Zahlen sind und daß die zusätzlichen phasenmodulierten Komponenten Ψ(ω (t)) entgegengesetzte Polaritäten haben. Durch Verwendung von übertragungsfunktioneh lassen sich die Übertragungsfunktion H1 (ω, t) des SAW-Verstärkers 3 und die Übertragungsfunktion Η2(ω, t) des Nachlaufentzerrers 7 ausdrücken durch

H₁ (ω - O)₁, t) ■= Η"¹ (ω - ü>_IF1, t) (19)

Da das Ausgangssignal vom SAW-Verstärker 3 durch den Frequenzwandler 5 auf die Mittenfrequenz ω umgewandelt wird, läßt sich das Ausgangssignal v-g(ω, t) mit dem Signal ν.(ω, t) von Fig. 3 ausdrücken als

ν₇_₆(ω-ω_Ιρ1, t) = V₁ (ω - ω_χ/ t) (20)

Das zeigt, daß das Signal v₇__fi lediglich in der Mittenfrequenz von v. auf v_IF1 umgewandelt wurde, jedoch keine zusätzlichen Amplituden oder phasenmodulierten Komponenten enthält, was zu einem günstigen Nachlaufverhalten führt.

Die vorhergehende Beschreibung berücksichtigt nicht das Verstärkungsverhältnis des Abstimmverstärkers 7-5. Es sei daher darauf hingewiesen, daß das Signal V_7-6 tatsächlich eine größere Amplitude als das Signal v. hat.

Im folgenden wird der Nicderfrequenzenfczerror 12 beschrieben. Wie es in den Fig. 7 und 8 dargestellt ist, kann der

■Ah-

Niederfrequenzentzerrer 12 das Eingangssignal des ersten Schaltungsweges für alle Bandpässe und das Eingangssignal des zweiten Filterweges addieren und das sich ergebende Ausgansgssignal erzeugen. In Fig. 7 sind Pufferverstärker 12-1 und 12-3, ein Hochbandfilter 12-2 und ein Addierer 12-4 dargestellt. Diese Schaltungsanordnung ist dabei hilfreich, eine negative Gruppenlaufzeit im FM-modulierten Frequenzbereich zu erhalten. Die Gruppenlaufzeit wird ausgedrückt durch

^ά

τ- ^ά

άΐΓ~ (21)

wobei Φ(ω) die Phase bezeichnet. Aus Fig. 9 ergibt sich somit, daß die Gruppenlaufzeit bis zu annähernd 53 kHz negativ ist. In Fig. 9 ist durch eine ausgezogene Linie die Änderung des Verstärkungsverhältnisses und durch eine gestrichelte Linie die Phasenänderung wiedergegeben. Die negative Gruppenlaufzeit kompensiert die feste Verzögerungszeit des SAW-Verstärkers und die Verzögerungszeiten der anderen Schaltungsbauelemente, wodurch die Nachlaufcharakteristik verbessert wird.

Fig. 10 zeigt in einem Blockschaltbild ein weiteres Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Empfängers, wobei mit gleichen Bezugszeichen wie in Fig. 2 gleiche Schaltungsbauelemente mit der Ausnahme bezeichnet sind, daß mit Bezugszeichen 20 ein Frequenzdiskrxminator bezeichnet ist. Das in Fig. 10 dargestellte Ausführungsbeispiel unterscheidet sich von dem in Fig. 2 dargestellten Ausführungsbeispiel in folgender Hinsicht:

1. Der Nachlaufentzerrer 7 enthält an seiner Ausgangsseite keinen Frequenzwandler.

2. Der Frequenzdiskriminator 20 tritt an die Stelle des Phasenkomparators 10.

Aufgrund des Unterschiedes 1 - beträgt die Mittenfrequenz des Blockes, der aus dem Bandpaßfilter 8, dem Begrenzer/ Verstärker 9 und dem Frequenzdiskriminator 20 besteht, nicht f™., sondern f-r-n,-,·

Xr I Xi? £

Der Nachlauf des in Fig. 10 dargestellten Ausführungsbeispiels arbeitet in der folgenden Weise.

Das Ausgangssignal v₇_₄ vom Zwischenfrequenzentzerrer 7-4 läßt sich ausdrücken als

v₇_₄ = e χ p[j{o)_L2t - /üi_e(t)}] (22)

Das heißt, das die Momentanfrequenz ω_ .(t) des Ausgangssignals V_7-4 ausgedrückt wird als

^w7-4^{(t) = W}L2 ~ ^we^(t) <²³>

Da mit ω (t) -> 0 ein günstiger Nachlauf bewirkt wird, kann die Komponente ω (t) als Fehlerspannung zum Steuern des VCO 13 verwandt werden. Die Komponente ω (t) wird durch den Frequenzdiskriminator 2 0 extrahiert.

Das in Fig. 10 dargestellte Ausführungsbeispiel ist verglichen mit dem in Fig. 2 dargestellten Ausführungsbeispiel in seiner Einfachheit vorteilhaft.

Wie es oben beschrieben wurde, werden gemäß der Erfindung zwei EntzerrerSchaltungen verwandt, um die Gruppenlauf-Zeitcharakteristik des SAW-Verstärkers zu kompensieren, wodurch die Nachlaufcharakteristik verbessert wird, die Verzerrung verringert wird und der Nachlaufbereich vergrößert wird. Da weiterhin nur eines der Ausgangssignale des SAW-Verstärkers benutzt wird, kann der Schaltungsaufbau vereinfacht werden.

Claims

Patentansprüche

Empfänger gekennzeichnet durch einen mit akustischen Oberflächenwellen arbeitenden Oberflächenwellenverstärker (3), der in der Hochfrequenzverstärkungsstufe vorgesehen ist und zwei Ausgangssignale erzeugt, die akustischen Wellen entsprechen, die sich am Oberflächenwellenverstärker (3) in entgegengesetzte Richtungen fortpflanzen, einen Phasenregelschleifendemodulator oder einen Frequenzdiskriminator, der eines der Ausgangssignale des Oberflächenwellenverstärkers (3) demoduliert, und einen spannungsgesteuerten Oszillator (13), der vom Ausgangssignal des Phasenregelschleifendemodulators oder des Frequenzdiskriminators gesteuert wird, wobei die frequenzmodulierten Komponenten, die im Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators

(13) enthalten sind, dazu verwandt werden, die frequenzmodulierten Komponenten der Pumpenergie für den Oberflächenwellenverstärker (3) zu erzeugen.
2. Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das eine Ausgangssignal des Oberflächenwellenverstärkers (3) mit dem Ausgangssignal des spannungsgesteuerr ten Oszillators (13) einer Frguenzumwandlung unterworfen wird, daß das einer Frequenzumwandlung unterworfene Ausgangssignal an einer Entzerrerschaltung (7) liegt, deren Übertragungscharakteristik der Übertragungscharakteristik des Oberflächenwellenverstärkers (3) sowohl in der Amplitude als auch in der Phase entgegengesetzt ist und daß das Ausgangssignal der Entzerrerschaltung (7) als Eingangssignal des Phasenregelschleifendemodulators dient.
3. Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das eine Ausgangssignal des Oberflächenwellenverstärkers

(3) mit dem Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators (13) einer Frequenzumwandlung unterworfen wird, daß das einer Frequenzumwandlung unterworfene Ausgangssignal an einer Entzerrerschaltung (7) liegt, deren Übertragungscharakteristik derjenigen des Oberflächenwellenverstärkers (3) sowohl in der Amplitude als auch in der Phase entgegengesetzt ist und daß das Ausgangssignal der Entzerrerschaltung (7) als Eingangssignal für den Frequenzdiskriminator (20) dient.
4. Empfänger nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Entzerrerschaltung (7) eine Fangschaltung ist, um bestimmte Frequenzen zurückzuweisen.
5. Empfänger nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Fangschaltung (7) einen Eingang aufweist, der in zwei Zweigschaltungswege unterteilt ist, von denen einer über zwei in Reihe geschaltete Kondensatoren (Cj , C2) und eine parallelgeschaltete Resonanzschaltung, die einen Punkt zwischen den beiden Kondensatoren (Cj, Cj) mit Masse verbindet, zum Ausgang führt und von denen der andere über einen in Reihe geschalteten Widerstand (R_f) zum Ausgang führt, wobei die Fangschaltung einen parallel geschalteten Kondensator (C₄) an der Ausgangs-

stufe enthält, um hochfrequente Komponenten nebenzuschließen.
6. Empfänger nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß ein zweiter Entzerrer (17) zwischen einem Phasenkomparator (10) des Phasenregelschleifendemodulators und dem spannungsgesteuerten Oszillator (13) oder zwischen dem Frequenzdiskrimxnator (20) und dem spannungsgesteuerten Oszillator (13) vorgesehen ist, wobei die zweite Entzerrerschaltung (12) einen Eingang aufweist, der in zwei Zweigschaltungswege unterteilt ist, von denen einer direkt zu einem Addierer (12-4) führt, während der andere über ein Hochpaßfilter (12-2) zum Addierer (12-4) führt, und der Addierer (12-4) die Signale von den zwei Zweigschaltungswegen addiert und ein sich daraus ergebendes Ausgangssignal erzeugt.