DE2726814A1 - Hochleistungs-impuls-mikrowellen- frequenzwandler - Google Patents
Hochleistungs-impuls-mikrowellen- frequenzwandlerInfo
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- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
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- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
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Description
27268U
D-8 München 71 Hofbrunnstraöe 47
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MOTOROLA, INC. I3O3 East Algonauin Road
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Hochleistungs-Impuls-Mikrowellen-Frequenzwandler
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Die Erfindung betrifft einen Hochleistungs-Impuls-Mikrowellen-Frequenzwandler
zur Verwendung in Mikrowellen-Nachrichtensystemen bzw. Mikrowellen-Ubertragungssystemen und/oder Radarsystemen.
Ein solcher Hochleistungswandler wird im allgemeinen in einem Sender verwendet, der in einem Nachrichtensystem eingesetzt
wird, und zwar in Verbindung mit einem Überlagerungsoszillator und einer Zwischenfrequenz-Bezugsquelle, welche die
Ausgangsfrequenz steuert. Typische Mikrowellen-Nachrichtensysteme,
in welchen ein erfindungsgemäßer Hochleistungs-Impuls-Mikrowellen-Frequenzwandler
Anwendung findet, sind beispielsweise ein Lenkwaffen-Radarsystem, kohärente Transponder mit
Frequenzabsetzung, ECM-Systeme, kohärente Radarprüfeinrichtungen
usw., wobei kohärente Impuls-Sender oder gepulste Sender benötigt werden.
Ein herkömmlicher kohärenter Festkörper-Sender weist eine Reihe von Oszillatoren auf, welche durch entsprechende Ansteuerung mit
einem Bezugssignal verriegelt werden, welches in der Größenordnung von einem Milliwatt liegt. Die typische Verstärkung pro
Stufe ist etwa 13 dB. Für einen Sender mit einer Leistung von 10 Watt kann dies bedeuten, daß vier verriegelte Oszillatoren
in Reihe geschaltet werden müssen. Wenn derart viele Oszillatoren in der Schaltung verwendet werden, treten Probleme hinsichtlich
der Temperaturdrift, des Wirkungsgrades und der Zuverlässigkeit in stark vergrößertem Maß auf. Eine Frequenzwandlung
wird dadurch erreicht, daß ein Einseitenband-Modulator mit
geringem Pegel verwendet wird, um die verschiedenen verriegelten Mischoszillatoren zu treiben.
Es wurden einige Arbeiten veröffentlicht, welche sich mit gepulsten
automatischen Frequenzsteuerschleifen beschäftigen, bei denen die Zeit zur Verriegelung wesentlich ist, es handelt
sich dabei jedoch nicht um kohärente Systeme. Weiterhin sind einige Trägerwellen-Anordnungen bekannt geworden, bei
denen jedoch die Zeit zum Verriegeln keine große Rolle spielt.
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Hierzu wird auf die US-Patentschrift 3 895 312 hingewiesen,
die am 15. Juli 1975 veröffentlicht wurde. Diese Patentschrift
befaßt sich mit einem Mikrowellen-Frequenzsynthetisierer, der eine phasenstarre Schleife verwendet, um eine Signalfrequenzumwandlung
durchzuführen. Dabei handelt es sich jedoch nicht um ein Impulssystem, und es ist in dieser Patentschrift nicht
die Rede davon, daß dieses System mit einem schmalen Impuls betrieben werden könnte. Weiterhin enthält diese Druckschrift
keine Lehre, welche dahingeht, daß dieses System die bekannte Reihe von Oszillatoren ersetzen könnte, um die benötigte hohe
Energie zu erreichen.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, für ein
Mikrowellen-Nachrichtensystem einen Hochleistungs-Impuls-Mikrowellen
-Frequenzwandler zu schaffen, welcher bei außerordentlich einfachem Aufbau eine besonders hohe Ausgangsenergie
liefert.
Zur Lösung dieser Aufgabe dienen insbesondere die im Patentbegehren
niedergelegten Merkmale.
Nach dem Grundgedanken der Erfindung wird somit ein System geschaffen, bei welchem eine phasenstarre Schleife dazu dient,
in einer Mikrowellenschaltung zwei Signale mit geringem Pegel kohärent derart umzuwandeln, wobei eines dieser Signale oder
auch beide Signale als Impulssignale vorliegen können, daß ein schmaler Impuls mit einer höheren Energie erzeugt wird,
und zwar bei der Summe oder der Differenz der Frequenzen der zwei Signale mit geringem Pegel. Die Schleife enthält dabei
einen Breitbandverstärker und einen über einen breiten Abstimmbereich abstimmbaren spannungsgesteuerten Mikrowellen-Oszillator,
um Verriegelungszeiten in der Größenordnung von 20 Nanosekunden
zu erreichen, so daß der Oszillator während des anfänglichen Teils jedes Impulses in Kohärenz gebracht werden kann, ohne
daß Verstärkung bei der Ausgangsfrequenz verwendet wird.
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Gemäß der Erfindung läßt sich eine Verriegelungszeit in der Größenordnung von 20 Nanosekunden erreichen, so daß ein spannungsgesteuerter
Mikrowellen-Oszillator in der Schleife während des anfänglichen Teils jedes Impulses zur Kohärenz gebracht
werden kann, ohne daß Verstärkung bei der Ausgangsfrequenz verwendet wird.
Die Erfindung wird nachfolgend beispielsweise anhand der Zeichnung beschrieben; in dieser zeigen:
Fig. 1 ein Blockdiagramm eines erfindungsgemäßen Hochleistungs-Impuls-Mikrowellen-Frequenzwandlers,
Fig. 2 einen Schnitt durch einen spannungsgesteuerten Mikrowellen-Oszillator,
der einen Teil des in der Fig. 1 dargestellten Systems bildet, und
Fig. 3 ein Schaltschema eines Breitbandverstärkers, der einen
Teil des in der Fig. 1 dargestellten Systems bildet.
Gemäß Fig. 1 der Zeichnung liefert ein spannungsgesteuerter Mikrowellen-Oszillator 10 ein Mikrowellen-Impulssignal hoher
Leistung an eine Antenne 11, und zwar über einen Zirkulator 12. Der spannungsgesteuerte Oszillator 10 ist ein Festkörper-Mikrowellen-Oszillator,
der nachfolgend anhand der Fig. 2 näher erläutert wird. Der spannungsgesteuerte Oszillator 10 hat einen
Vorspannungseingang, an welchen ein Impulsgenerator 15 angeschlossen
ist, um als Vorspannung dienende Impulse zuzuführen, damit der Oszillator 10 aktiviert wird. Der spannungsgesteuerte
Oszillator 10 hat weiterhin einen Steuereingang, welcher derart geschaltet ist, daß er Signale von einem Breitbandverstärker
aufnimmt, der ein Schleifenfilter hat. Ein Eingang des Breitbandverstärkers 16 ist mit einem Ausgang eines Phasendetektors
verbunden, der einen ersten Eingang hat, welcher über einen Verstärker 18 mit dem Ausgang eines Mischers 19 verbunden ist,
und der einen zweiten Eingang hat, welcher mit einer Zwischen-
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frequenz-Bezugsquelle 20 verbunden ist. Der Mischer 19 hat einen
ersten Eingang, welcher mit dem Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 10 über eine Schleife 21 verbunden ist, und er hat
einen zweiten Eingang, welcher mit dem Ausgang eines Uberlagerungsoszillators
22 verbunden ist. Der Überlagerungsoszillator 22 liefert auch seine Ausgangsfrequenz an einen Empfänger 25·
Der Eingang des Empfängers 25 ist mit einem zweiten Ausgang des Zirkulators 12 verbunden, so daß er von dort Signale empfängt,
wenn der spannungsgesteuerte Oszillator 10 keine HF-Signalimpulse dahin liefert.
In der Pig. 2 ist eine bevorzugte Ausführungsform des spannungsgesteuerten
Mikrowellen-Oszillators 10 im einzelnen veranschaulicht. Während in der Pig. 2 ein bestimmter Oszillator dargestellt
ist, sei darauf hingewiesen, daß für den Fachmann ersichtlich sein dürfte, daß auch viele andere Ausführungsformen möglich sind, wobei
die dargestellte Ausführungsform insbesondere wegen ihrer Eigenschaften
hinsichtlich der Frequenz und der Leistung ausgewählt wurde. Der Oszillator 10 weist ein Gehäuse 30 auf, welches einen
ersten langgestreckten Hohlraum 31 festlegt, und ein zweiter
langgestreckter Hohlraum 32 ist senkrecht zu dem ersten Hohlraum 31 angeordnet und derart ausgebildet, daß zwischen den beiden
Hohlräumen eine gegenseitige Kopplung besteht. Ein langgestreckter Mittelleiter 33 ist fest in einer koaxialen Anordnung
in dem ersten Hohlraum 31 angebracht, und zwar mit Hilfe einer HF-Lastimpedanz 34-, welche an dessen einem Ende befestigt ist,
und mit Hilfe einer Halbleitereinrichtung 35 mit negativem Widerstand, die ein Transistor, eine IMPATT-Diode, eine GUNN-Effekt-Diode,
eine Tunnel-Diode oder eine LSA-Diode sein kann, welche am anderen Ende angeordnet ist und mit Hilfe eines Stopfens 36
im Gewindeeingriff mit dem Hohlraum 31 steht. Der Hohlraum 31
und der Mittelleiter 33 bilden eine Koaxialleitung, welche durch die Einrichtung 35 rait negativem Widerstand abgeschlossen ist,
um in dem Hohlraum Mikrowellenschwingungen hervorzurufen, wie es grundsätzlich bekannt ist. Der Hohlraum 32 ist bei der gewünschten
Frequenz in Resonanz und ist mit dem Hohlraum 31 der-
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art gekoppelt, daß bei der gewünschten Frequenz Schwingungen aufrechterhalten werden, während hingegen außerhalb des Bandes
liegende Schwingungen durch die Impedanz 34 verhindert werden.
Um den fest abgestimmten Oszillator in einen spannungsgesteuerten Oszillator umzuwandeln, sind ein Paar von Abstimmdioden oder
Varaktordioden 40 und 41 in den Hohlraum 32 mit Hilfe einer Kopplungsschleife 42 eingekoppelt. Die Varaktordioden erhöhen die
Kapazität des Resonanzhohlraums 32, um dessen Resonanzfrequenz zu verändern. Die Kopplungsschleife 42 wird deshalb verwendet,
weil sie eine Gleichspannungsrückführung für die Dioden 40 und 41 bildet. Die Dioden 40 und 41 sind an einen Steuerspannungseingang
43 angeschlossen, so daß die Dioden parallel in bezug
auf eine Steuerspannung angeordnet sind, welche dem Eingang zugeführt wird, während sie in bezug auf die HP-Spannung in dem
Hohlraum 32 in Reihe geschaltet sind. Somit wird die Durchbruchspannung der Abstimmdioden erhöht, so daß der Abstimmbereich des
spannungsgesteuerten Oszillators vergrößert wird. Bei der dargestellten bevorzugten Ausführungsform des Erfindungsgegenstandes
ist der Bereich der Abstimmspannung größer als 40 V, und der Abstimmbereich ist größer als 100 MHz. Ein Tiefpaßfilter 44 ist
in der Anordnung in Verbindung mit dem Steuerspannungseingang 43 vorgesehen, um Störeinflüsse und dergl. zu vermindern. Das
Filter 44 weist ein Paar von HF-Kondensatoren auf, welche einen
Abstand von -L /4 haben und auch um λ A von den Dioden 40 und
entfernt sind, um die HF-Signale von der Steuergleichspannung zu isolieren, so daß die Dioden 40 und 41 durch die Steuerspannung
ordnungsgemäß vorgespannt werden können, ohne daß die HF-Signale in ungeeigneter Weise abgeschlossen oder beeinträchtigt würden.
Eine Ausgangssonde 46 steht mit dem Hohlraum 32 in Verbindung, um über einen Anschluß 45 Energie daraus zu entnehmen, welche
der Antenne 11 über den Zirkulator 12 zugeführt wird. Die Impulse der Vorspannungsenergie von dem Generator 15 werden zwischen
dem Gehäuse 30 und dem Mittelleiter 33 zugeführt, um die
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Diode 35 mit negativem Widerstand in den ordnungsgemäßen Betriebsbereich oder Arbeitsbereich vorzuspannen. Wenn dem Oszillator 10
keine Vorspannung zugeführt wird, treten keine Schwingungen auf, weil die Diode 35 mit negativem Widerstand nicht in ihrem ordnungsgemäßen
Arbeitsbereich liegt. Wenn Vorspannungsimpulse dem
Mittelleiter 33 zugeführt werden, wird die Diode 35 mit negativem Widerstand in den ordnungsgemäßen Arbeitsbereich vorgespannt, und
es treten dann Schwingungen auf. Bei einem kohärenten Impulssender, von welchem verhältnismäßig schmale Impulse erwartet werden,
ist es notwendig, daß die Oszillatorverriegelung auf die gewünschte Ausgangsfrequenz während des Anfangs jedes Impulses vorhanden
ist. Im allgemeinen wird ein Impuls, welcher kürzer ist als etwa 25O Nanosekunden, als relativ schmaler Impuls angesehen, und der
Anfang dieses Impulses erstreckt sich über weniger als etwa 10 %
der Impulsdauer. Im vorliegenden Fall der bevorzugten Ausführungsform sind die Impulsbreite der Vorspannungsimpulse und der HP-Ausgangs
impulse etwa 200 Nanosekunden, wobei eine HF-Ausgangsfrequenz
im unteren Ku-Band liegt. Deshalb sollte der Oszillator 10 innerhalb von etwa 20 Nanosekunden auf die gewünschte
Frequenz verriegelt sein.
In der Pig. 3 ist eine bevorzugte Ausführungsform des Breitbandverstärkers
16 dargestellt. Natürlich könnten auch viele andere Ausführungsformen eines Breitbandverstärkers 16 verwendet werden,
so daß die dargestellte Ausführungsform nur als bevorzugte Ausführungsform
anzusehen ist. Eine Eingangsklemme 50 ist über einen Widerstand 52 an Masse 51 geführt. Signale an der Eingangsklemme
50 werden über einen Koppelkondensator 53 an die eine
Seite eines Parallel-Netzwerkes angekoppelt, welches einen Widerstand
54- und einen Kondensator 55 aufweist. Die andere Seite des
Parallel-Netzwerkes ist mit dem Emitter eines NPN-Transistors 56
verbunden, dessen Basis an Masse 51 geführt ist. Der Emitter
ist auch über einen Widerstand 57 mit einer Spannungsschiene
58 verbunden, welche derart ausgebildet ist, daß sie mit einer (nicht dargestellten) Spannungsquelle für eine negative
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Spannung verbunden ist, welche über eine Klemme 59 zugeführt wird. Ein Kondensator 60 ist von der Schiene 58 an Masse 51
geführt, um einen Bypass für darauf unerwünschte Signale zu schaffen. Der Kollektor des Transistors 56 ist über einen Widerstand
65 an eine zweite Spannungsschiene 66 geführt, welche derart ausgebildet ist, daß sie an eine (nicht dargestellte) Spannungsquelle
für eine positive Spannung angeschlossen ist, welche über eine Klemme 67 zugeführt wird. Ein Kondensator 68 ist von
der Spannungsschiene 66 an Masse 51 geführt, um irgendwelche
unerwünschten Signale von dort fernzuhalten. Der Kollektor des Transistors 56 ist auch über einen Koppelkondensator 69 mit
einer Seite eines Parallel-Netzwerkes verbunden, welches einen Widerstand 70 und einen Kondensator 71 aufweist. Die andere
Seite des Parallel-Netzwerkes ist mit dem Emitter eines NPN-Transistors
75 und über einen Widerstand 76 mit der Spannungsschiene 58 für die negative Spannung verbunden. Die Basis des
Transistors 75 ist direkt mit der Masse 51 verbunden, und der
Kollektor ist über eine Reihenschaltung, welche einen Widerstand 77 und eine Spule 78 aufweist, mit der Schiene 66 für die positive
Spannung verbunden. Der Kollektor des Transistors 75 ist auch direkt mit der Basis eines NPN-Transistors 80 und über einen
Widerstand 81 mit der Basis eines PNP-Transistors 82 verbunden. Der Kollektor des Transistors 80 ist direkt mit der
Schiene 66 für die positive Spannung verbunden, und der Kollektor des Transistors 82 ist direkt mit der Masse 51 verbunden.
Die Emitter der komplementären Transistoren 80 und 82 sind miteinander verbunden und über einen Widerstand 85 mit der Masse 51
verbunden. Die Emitter sind auch über einen Koppelkondensator 86 mit der Basis eines NPN-Transistors 87 verbunden. Die Basis des
Transistors 87 ist auch über einen Widerstand 88 mit der Masse 51 und über einen Widerstand 89 mit der Schiene 58 für die negative
Spannung verbunden. Der Emitter des Transistors 87 ist über einen Widerstand 90 mit der Schiene 58 für die negative Spannung
und über einen Kondensator 91 mit der Masse 51 verbunden. Der Kollektor des Transistors 87 ist über eine Reihenschaltung,
welche einen Widerstand 92 und eine Spule 93 aufweist, mit der
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ΛΛ
Schiene 66 für die positive Spannung verbunden. Der Kollektor des Transistors 87 ist auch direkt mit der Basis eines NPN-Transistors
94 und über einen Widerstand 95 mit der Basis eines
PNP-Transistors 96 verbunden. Der Kollektor des Transistors
9^ ist direkt mit der Schiene 66 für die positive Spannung verbunden,
und der Kollektor des Transistors 96 ist direkt mit der Masse 51 verbunden. Die Knitter der komplementären Transistoren
94 und 96 sind zusammengeschaltet und sind über einen Kondensator
97 mit einer Ausgangsklemme 98 verbunden. Ein Widerstand 99 ist von dem Emitter an den Kollektor des Transistors 96 geführt.
Der Transistor 87 in dem Verstärker 16 ist ein Hochfrequenz-Transistor,
der für eine hohe Spannung geeignet ist, und er ist in einen Verstärker in Emitterschaltung eingebaut. Der
Emitter-Rückführwiderstand 90 dient dazu, die Verstärkung auf
einen Nennwert einzustellen, und der Kondensator 91 ist dazu parallelgeschaltet, um das Prequenzansprechverhalten zu verbessern.
Bei der oben beschriebenen bevorzugten Ausführungsform des Erfindungsgegenstandes beträgt die Bandbreite des
Verstärkers 16 wenigetens 10OMHz. Die Werte der verschiedenen Bauelemente und die Typen der Transistoren, wie sie in der Schaltung
gemäß Pig. 3 verwendet sind, werden zum leichteren Verständnis der Schaltung unten angegeben.
56, 75, 80, 87 und 94 82, 96
Widerstände
2N51O8 2N2906
52 | - 47 | O |
54 | 22 | Il |
57 | - 390 | Il |
65 | - 390 | Il |
70 | - 100 | It |
76 | - 390 | Il |
77 | - 1000 | It |
81 | - 100 | It |
85 | - 1900 | It |
88 | - 270 | Il |
89 | - 220 | Il |
90 | - TOO | Il |
92 | - 510 | Il |
95 | - 100 | Il |
99 | - I5OO | It |
53 - 1 HP 55 - 39 PF
60 - 1 iiP 68-1 nF
69 - 1 71F 71 _ 5 /pj?
86 - 1 uF 91 - 27 pF
97-1
Spulen
78 - 2,2 mH 93-1 mH
Schiene 58 709851/1180 Schiene 66 -
-5 V
27268U - sr-
Bei dem in der Zeichnung dargestellten Hochleistungs-Impuls-Mikrowellen-Frequenzwandler
liefert der spannungsgesteuerte Mikrowellen-Oszillator 10 die erforderliche Ausgangsleistung,
und es ist erforderlich, eine phasenstarre Rückführschleife zu verwenden, um den Oszillator 10 auf eine Bezugsquelle festzulegen
oder zu verriegeln, so daß der Oszillator 10 kohärent arbeitet. Damit eine besonders vorteilhafte lösung erzielt
wird, muß der Oszillator 10 über einen sehr großen Teil jedes Impulses kohärent bleiben. Wenn beispielsweise die Impulse eine
Dauer von 200 Nanosekunden haben, sollte die Zeit, welche erforderlich ist, um Kohärenz zu erreichen, unterhalb von etwa 20
Nanosekunden liegen. Entsprechende Versuche und Analysen haben gezeigt, daß die Verriegelungszeit für die phasenstarre Schleife
von der Bandbreite des Verstärkers 16 abhängt und von dem Abstimmbereich
des Oszillators 10. Der Abstimmbereich des Oszillators kann durch die Ausgangsspannung des Verstärkers 16 begrenzt werden,
und deshalb begrenzt diese Spannung auch die Arbeitsweise oder die Leistung der Schleife. Es hat sich gezeigt, und zwar
bei entsprechenden Versuchen und Untersuchungen, daß der Oszillator 10 einen minimalen Abstimmbereich von etwa 60 MHz bei 5 Watt
Spitzenausgangsleistung haben muß. Weiterhin muß die Bandbreite des Verstärkers 16 bei etwa 30 db und 10 Volt Spannung von Spitze
zu Spitze als Ausgangsspannung etwa 100 MHz betragen. Wenn diese Minimalbedingungen erfüllt sind, kann der Oszillator 10 über den
größten Teil jedes Impulses kohärent arbeiten, wobei die Kohärenz im allgemeinen innerhalb von 20 Nanosekunden erreicht wird, und
somit kann der beschriebene Wandler oder Konverter die benötigte Ausgangsenergie oder Ausgangsleistung liefern, obwohl er wesentlich
einfacher aufgebaut ist als bisher. Bei den bekannten Systemen wird die gesamte Verstärkung im Mikrowellenbereich geliefert,
während gemäß der Erfindung die gesamte Verstärkung im Zwischenfrequenzbereich oder bei der Steuerspannung (Video) geliefert wird.
Durch die Verriegelungszeit der phasenstarren Schleife wird das
System bei verschiedenen Signalen für «jeden anderen Impuls kohärent. Somit wird gemäß der Erfindung ein wesentlich einfacherer
Hochleistungs-Impuls-Mikrowellen-Frequenzwandler geschaffen,
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bei welchem praktisch keine Probleme hinsichtlich Temperaturdrift,
Wirkungsgrad und Zuverlässigkeit auftreten.
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Claims (1)
- 27268Uleisten, um den Wandler in die Lage zu versetzen, daß er
auf einer gewünschten Mikrowellenfrequenz innerhalb einer
Zeit verriegelt wird, welche kurzer ist als etwa 10 % der
Dauer des Vorspannungsimpulses.2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeit, in welcher der Wandler auf eine gewünschte Mikrowellenfrequenz verriegelt wird, geringer ist als etwa 20 Nanosekunden.3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch g e k e η η -ζ e i c h ne t, daß der Abstimmbereich des spannungsgesteuerten Mikrowellen-Oszillators größer ist als etwa 60 MHz.'A-. Schaltungsanordnung nach Ansoruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Bandbreite des Breitbandverstärkers größer ist als etwa 100 MHz.5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurcn gekennzeichnet , daß der spannungsgesteuerte Mikrowellen-Oszillator derart ausgebildet ist, daß er etwa 5 Watt Spitzenleistung liefert.709851/1180PatentansprücheHochleistungs-Impuls-Mikrowellen-Frequenzwandler für ein Mikrowellen-Nachrichtensystem mit einem soannungsgesteuerten Mikrowellen-Oszillator, der einen Vorspannungseingang, einen Steuereingang und einen Ausgang auiweist und Mikrowellen-Signale an seinem Ausgang nur dann liefert, wenn eine ordnungsgemäße Vorspannung an seinen Vorspannungseingang angelegt ist, mit einem Mischer, welcher einen ersten Eingang aufweist, der mit dem Ausgang des spannungsgesteuerten Mikrowellen-Oszillators gekoppelt ist, und der einen zweiten Eingang und einen Ausgang hat, mit einem Überlagerungsoszillator, der einen Ausgang hat, welcher mit dem zweiten Eingang des Mischers verbunden ist, mit einem Pha-^endetektor, der einen ersten Eingang hat, welcher mit dem Ausgang des Mischers verbunden ist, welcher weiterhin einen zweiten Eingang und einen Ausgang hat, und mit einer Zwischenfrequenz-Bezugsquelle, die einen Ausgang hat, welcher mit dem zweiten Eingang des Phasendetektors verbunden ist, dadurch gekennzeichnet , daß ein Vorspannungsimoul.;-generator (15) vorgesehen ist, welcher Periodische Impulse für eine Vorspannung liefert, welche dem Vorspannungseingang des spannungsgesteuerten Mikrowellen-Oszillators zugeführt wird, wobei jeder der Vorspannungsimpulse eine Dauer von weniger als etwa 250 Nanosekunden aufweist, daß weiterhin ein Breitbandverstärker (16) vorgesehen ist, welcher einen Eingang aufweist, der mit dem Ausgang des Phasendetektors verbunden ist, und welcher einen Ausgang hat, der mit dem Steuereingang des spannungsgesteuerten Mikrowellen-Oszillators verbunden ist, und daß der spannungsgesteuerte Mikrowellen-Oszillator und der Breitbandverstärker eine Schaltungsanordnung aufweisen, welche dazu dient, einen ausreichenden Abstimmbereich sowie eine hinreichende Bandbreite zu gewähr-709851/1180
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US3534284A (en) * | 1967-11-15 | 1970-10-13 | Bell Telephone Labor Inc | Automatic phase-locking circuit |
US3882413A (en) * | 1973-07-30 | 1975-05-06 | Westinghouse Electric Corp | Microwave signal source stabilized by automatic frequency and phase control loops |
US3895312A (en) * | 1973-08-06 | 1975-07-15 | Systron Donner Corp | Low noise high spectral purity microwave frequency synthesizer |
-
1976
- 1976-06-14 US US05/695,698 patent/US4041412A/en not_active Expired - Lifetime
-
1977
- 1977-05-19 JP JP5715477A patent/JPS52153311A/ja active Pending
- 1977-06-14 DE DE19772726814 patent/DE2726814A1/de not_active Withdrawn
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS52153311A (en) | 1977-12-20 |
US4041412A (en) | 1977-08-09 |
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Date | Code | Title | Description |
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8141 | Disposal/no request for examination |