CN1016034B

CN1016034B - 数字式无线电接收机用的频率控制装置和方法

Info

Publication number: CN1016034B
Application number: CN90101796A
Authority: CN
Inventors: 大卫·E·鲍斯; 詹姆斯·F·开普勒
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 1989-03-31
Filing date: 1990-03-30
Publication date: 1992-03-25
Also published as: IE900871L; DE69030892D1; DK0389974T3; WO1990012457A1; FI905571A0; EP0389974B1; AR244924A1; NO905055D0; DE69030892T2; JPH02288447A; IE62289B1; AU5161190A; EP0389974A1; ATE154481T1; JP3275178B2; CA2009468C; DK281790A; US4887050A; DK281790D0; MX167064B

Abstract

一种数字式无线电接收机用的频率控制装置和方法。在时分多址(TDMA)方式数字通信的一帧信号期内，于一个时隙段上发送一个有持定载波频率偏移的纯正弦波脉冲群，接收机中利用数字处理器快速调整正交解调器内压控振荡器的振荡频率，做到一步地消除接收信号的载波频率与压控振荡器的振荡频率之间的频率偏差，没有振荡频率的搜索或逐渐地趋近到最后的振荡频率上的现象。

Description

本发明涉及数字式无线电系统，具体涉及数字式无线电接收机中频率误差的快速校正。所述的接收机接收由发射机发出的脉冲群式的通信消息。

无线电接收机通常利用一个电路来自动校正所接收信号的载波频率与超外差接收机中所用本机振荡器频率之间的频率偏差。该本机振荡器可将所接收信号的载波频率及由边带携带的有关信息变换到一个适当的中频频率上。典型的频率校正过程在一个比较长的时间段内实现，并且假定所接收信号的载波频率在此期间连续存在着。对载波频率的跟踪可应用振幅检波器、鉴频器或产生频率控制信号的类似电路。某些系统中可采用一个调制在载波频率上的导频信号为接收机提供一个基准信号，以使能导得频率控制信号（这种导频控制在美国专利4541118中有详细叙述）。

该频率控制信号随后加给本机振荡器，使其初始频率改变到另一个频率，该频率能将接收的载波频率变换到一个最佳的中频频率上，它处于中频放大级和滤波级的选择性之内。

数字式接收机对这类常规的自动频率控制网络带来一系列新的问题。解决数字式接收机快速频率控制的一种方法已发布在题为“纯正弦波数字自动频率控制”的285，147号美国专利申请中，申请日为1988年12月16日，伯斯（Borth）等人提出。

通常，数字式接收机必须以线性方式处理接收的载频信号。这种线性处理使得接收信号的振幅变化会在频率偏离的检测中产生出进一步的误差。再者，实现数字通信时经常采用脉冲群式的传输技术。例如，TDMA（时分多址）方式。脉冲群式传输并不提供出连续的可供应用的载波或载波加导频，而它们在通常的频率控制技术中是要用到的。

因此，本发明的一个目的是要快速校正接收信号与数字式无线电接收机中所调谐的接收频率之间的频率误差。

本发明的另一个目的是快速校正接收机的振荡器，消除标称频率与所需频率之间的频率误差。

本发明的再一个目的是在接收数据的一个单帧内校正接收信号与正确的接收机本机振荡器频率之间的频率误差。

本发明还有一个目的，是从正确的脉冲群信号中确定出频率误差，并直接校正本机振荡器频率。

图1是可利用本发明的一种TDMA接收机的方框图：

图2示出增加相位轨迹和减小相位轨迹的展开过程：

图3示出计算机模拟的结果：

图4示出利用本发明频率控制的TDMA脉冲群传输的定时图。

图1示出可利用本发明的TDMA接收机的方框图。这种接收机可在一个时隙内通过天线104接收TDMA发射机103发出的脉冲群式通信信号，该信号X（t）加到正交解调器105上。正交解调器105产生出两个正交相关的下变频信号，它们分别加到通常的模/数转换器107和109。这两个信号的每一个被数字化后，两个正交相关的数字化信号再加到数字信号处理器（DSP）功能块 111。在这个优选的实施例中，DSP功能块111是采用莫托罗拉公司生产的DSP56001（或其它等效的功能块）来实现的。DSP功能块111应用常规的TDMA技术在通信信号恢复功能块113内恢复出数据通信信号。这种信号恢复功能包括信道估测、信道均衡和数据解调。频率控制信号的恢复也包括在DSP功能块111内，这就可以快速调整正交解调器105内的压控振荡器115，以使TDMA接收机能迅速进入这样的状态，即在X（t）的载波频率与压控振荡器115的频率之间实际上不存在频率误差。由于调整的速度很重要，所以本发明的一个主要特点在于，压控振荡器115的频率调整基本上是一步完成的，没有振荡频率的搜索或者逐渐地趋近到最后的振荡频率。

假设对应于频率正确的脉冲群（或纯正弦波）的发送信号由下式给定：

X（t）＝Acos「ω_ct+ω_ot」（1）

式中，

A是信号振幅;

ω_c＝2πf_c是信号载波角频率（rad/s）;

ω_o＝2πf_o是纯正弦波基带信号角频率（rad/s），

ω_o＝2π×67.708KH_Z。

在无多径噪声、雷利（Rayleigh）衰落等情况下，接收信号由（1）式给出。一般，没有频率控制的压控振荡器115的频率为（ω_c+△ω）。这里，△ω对应于频率偏差（rad/s）。因此，假定压控振荡器的输出信号由下式给出：

V_I（t）＝cos[（ω_c+△ω）t] （2）

V_I（t）在移相器117里移相-90°后，得到的信号由下式给出：

V_Q（t）＝sin「（ω_c+△ω）t」（3）

同相位（I）混频器119的输出（在无任何直流偏移时）由下式给出：

I_A（t）＝X（t）V_I（t）＝ACos「ω_ct+ω_ot」cos[（ω_o+△ω）t]

＝ 1/2 A｛cos[（ω_o-△ω）t]+cos[2ω_ct+（ω_o+△ω）t]｝（4）

由带宽约为4ω_orad/s的低通滤波器121滤波后，得到

I_B（t）＝ 1/2 Acos[（ω_o-△ω）t] （5）

同样，正交相位（Q）混频器123的输出（在无任何直流偏移时）由下式给出：

Q_A（t）＝X（t）V_Q（t）＝Acos[ω_ct+ω_ot]·sin[（ω_c+△ω）t]

＝ 1/2 A｛sin[2ω_ct+△ω）t]-sin[（ω_o-△ω）t]｝（6）

由低通滤波器125滤波后得到

Q_B（t）＝- 1/2 Asin[（ω_o-△ω）t] （7）

两个模/数转换器107和109分别将I_B（t）和Q_B（t）取样量化、为等效值I_B（K）和Q_B（K）。在无任何直流偏移时，I_B（K）＝I_c（K），Q_B（K）＝Q_c（K）。注意，由计数式（5）和式（7）信号的过零点的频率计直接测量频率差△ω会产生如下的测量误差：

频率测量误差＝1/测量周期＝1/时隙周期

＝1/0.58ms

＝±1724H_Z（8）

它相应于在900MH_Z时有±1.9ppm（百万分率）的误差。在某些无线电系统中，例如在欧洲使用的、规定在GSM文件GSMO5.01/3.1.0“无线电通路物理层：一般说明”和GSM5.10/3“无线电子系统的同步”中的数字无线电电话系统，压控振荡器115所需稳定性必须处在基站来的所接收到信号的±0.1ppm之内。因此，必须代之以采用不计数过零点的频率误差测量方法。本发明的装置和方法包括：

1.将式（5）和式（7）中给出的I和Q信号的67.7KH_Z变换为直流信号，亦即消去式（5）和式（7）中的ω_o项：

2.在规则间隔的各时段内计算变换后的信号的相位：

3.根据相位取样值作出相位轨迹：

4.根据该相位轨迹的时间导数计算该频率变换信号瞬时频率的估测值。

直流偏移的补偿：

DSP功能块111接收量化的I、Q信号，通过直流减法处理块129处理I、Q这两个信号。出现未校正的直流偏移是I与Q信道不匹配及本机振荡器泄漏造成的。对I_B（K）直流偏移的估测由直流估测功能块131实现，该功能块131将输入信号进行平均，在数字加法器133内从I_B（K）中减去此平均值输出，得到I_C（K），即没有直流成分的同相位I信号。同样，对Q_B（K）直流偏移的估测由直流估测功能块135实现，并在数字加法器 137内作减法运算，得出Q_c（K），即没有直流成分的正交相位Q信号。

为了在定点小数制的通用数字信号处理器（DSP）例如DSP56001中实现本发明的上述频率控制，必须执行几个特定的步骤。正交解调器105运用中的缺点是在其输出中必然产生直流偏移，这对频率控制来说必须予以补偿。

在正交解调器105输出中存在直流偏移会严重限制频率控制的性能。我们看一下为什么会有这种情况。假设式（5）和式（7）中I_B（t）和Q_B（t）包含的直流偏移项的大小分别为C和D，即

I_B′（K）＝ 1/2 Acos「（ω_o-△ω）K」+C （5a）

Q′_B（K）＝- 1/2 Asin「（ω_o-△ω）K」+D （7a）

于是用进行频率变换后可表示如下：

｝

在角频率ω_o上存在两个正交分量，它们阻碍了在不引入混叠误差下的进一步倍率取样（或小数点化），並会对于下面式（13）的计算tan^-1「Q_E（K）/I_E（K）」造成明显的误差。

清去两个不需要的频率成分以获得下面的式（11），可用以下两种方法实现：

（1）将I^′ _D（K）和Q^′ _D（K）进行低通滤波，以除去sinω_oK和cosω_oK分量：

（2）在用进行频率变换之前先清除直流成分。

第一种方法需要一个这样的低通滤波器，例如其带宽小于f_o/10＝6.7KH_Z，而脉冲响应时间例如将大于5/6.7KH_Z＝0.73ms，即脉冲响应时间大于单个时隙的持续期。很明显，这是一种不能接受的方法。

第二种方法是简单地计算两个正交分量各别的平均值流值，并从各自的分量信号中减去这种直流值，得到

67.7KH_Z的频率变换：

与上面提到的那些GSM规范相兼容的TDMA接收机使用了一个频率校正信号，该信号按精确的67.7KH_Z的载频偏移在TDMA传输的一个时隙期间发送出来。同相位信道I信号和正交相位信道Q信号67.7KH_Z频率变换得出这样的结果，即信号被变换为OH_Z±△ω/2π。因此，降低了信息数据率，允许进一步小数点化。

这是依靠由67.7KH_Z振荡器139产生的量化的正交67.7KH_Z信号实现的。

变换由复数正交混频器141完成，该混频器是在DSP中实现复数乘法运算。

令S_C（K）＝I_C（K）+jQ_C（K）＝ 1/2 Ae-j（ω_o-△ω）K （9）式中，I_C（K）和Q_C（K）在上面已给出。将S_C（K）乘以后，得到

即I_D（K）＝ 1/2 Acos △ωK

Q_D（K）＝ 1/2 Asin △ωK （11）

在本实施例中，TDMA调制是由发射机按已知的GMSK方式通常那样地处理的，而GMSK方式限制了发送信号占用的带宽。由于△ω一般小于所发送的GMSK随机数据信号（即正常的脉冲群信号而不是频率校正脉冲群）的信息带宽，所以S_D（K）可以用因数M进行小数点化，以便在不降低控制精度的情况下减小频率控制所需的信号处理的复杂性。小数点化的信号S_E（K）可从S_D（K）通过下列运算得出：

S_E（K）＝S_D（MK）（12）

这是在功能块143中实现的，该功能块是一个通常的化小数电路（decimalor）。于是，在S_E（K）的有效取样值之间的M-1个S_D（K）取样值可简单地去除掉。

计算化小数的变换信号的相位：

根据已知的三角公式，可以应用化小数和变换后的I、Q信号取样值来计算压控振荡器115输出信号与X（t）之间的相位关系。对于第K个化小数的取样周期，这个相位关系可表示为θ（K）。各个相位样值θ（K）都可由S_E（K）通过如下的运算得出：

θ_K＝tan^-1「Q_E（K）/I_E（K）」

＝tan^-1（sin△ωK/cos△ωK）

＝tan^-1（tan△ωK）

＝△ωK （13）

这里、K的时间长度应理解为化小数的周期。

在计算式（13）的tan^-1「Q_E（K）/I_E（K）」时发生三个问题：

1.在定点小数制计算机上将Q_E（K）除以I_E（K）仅限于当I_E（K）＞Q_E（K）≥0时。

2.tan^-1（X）是个反超越函数，需要用泰勒级数展开或者查表。

3.在相位展开后tan^-1「Q_E（K）/I_E（K）」的有效范围延伸到±180°之外，因而对于定点小数的计算机，此tan^-1函数必须适当地予以标度。

这三个问题可采用以下办法解决。

（a）使用一个小的ROM（256字）存储「0，45°」的反正切函数值表。应用该表时，需要一个Q_E（K）除以I_E（K）的简短（8个指令周期）除法来产生8比特的ROM表地址。要注意，在整个反正切ROM表范围内，须保持不等式I_E（K）＞Q_E（K）≥0。

（b）通过以下措施将反正切函数值表的范围扩展到±180°：

（ⅰ）保留Q_E（K）和I_E（K）的符号;

（ⅱ）注意是1I_E（K）｜＞｜Q_E（K）｜还是相反：

（ⅲ）应用三角公式的计算表来计算四个象限中的反正切函数。

（c）将ROM表的数值在展开相位θ_o（K）的最大可能范围内进行标应，该范围由下式给定：

±V＝±「最大可容许频率误差（H_Z）X1个时隙的持续时间

（S）×360°+180°」

例如，在1GH_Z上频率稳定性为±2.5ppm，的压控振荡器115，最大可容许频率误差为±2.5KH_Z，而θ^o（K）的相位范围为：

±「（2.5KH_Z）·（0.58ms）·360°+180°」＝±702°＝±V。

因此，所有的相位值必须以V＝702°来标度，以免在相位展开算法中发生溢出。

根据相位取样值作出相位轨迹

只要I_E（K）和Q_E（K）的符号予以保留，则tan^-1「Q_E（K）/I_E（K）」仅仅在「-π，π]区间上有定义，或者说，仅仅在「-180°，180°」区间上有定义。由于在频率控制过程中绝对相位是不知道的，所以任一个给定的S_E（K）取样值将在上述范围内产生一个相位样值θ（K）。例如，如果将θ（K）的相位计算值输出直接用于相位轨迹，并假定θ（1）＝179°，θ（2）＝-179°，θ（3）＝-177°，……，则由于在θ（1）和θ（2）之间有明显的-358°相位跳变，通过相位轨迹θ（K）的时间微分来确定瞬时频率偏差将产生含糊的结果。实际上，在此例子中如果相位是“展开”的，允许相位样值的每个样值都增加+2°。

为了展开这些相位样值，在本发明的DSP中使用了相位展开处理器147。增大的相位轨迹和减小的相位轨迹的展开处理概念性地示于图2，并由本发明的DSP111执行以下步骤来完成：

初始化：θ（K），K＝1，…，N，第2步起

先前值＝θ（1）

总相位＝0

阈值＝90°

DO K＝2到N

当前值＝θ（K）+总相位

IF（｜（当前值-先前值）｜＜阈值）THEN

θ_o（K）＝θ（K）

先前值＝θ_o（K）（无相位跳变）

ELSE IF（当前值-先前值）＜-阈值）THEN

总相位＝总相位+360°

θ_o（K）＝当前值+360°

先前值＝θ_o（K）（-360°相位跳变）

ELSE

总相位＝总相位-360°

θ_o（K）＝当前值-360°

先前值＝θ_o（K）（+360°相位跳变）

EиD IF EиD DO

展开的相位点阵列θ_o（K），K∈「1，и」，应用于瞬时频率偏差的接续计算中。注意，展开的相位样值θ_o（K）正是式（13）中给出的△ωK。现在，式中的△ωK可取任一值（包括在「-180°，180°」区间之外的值）。

从相位轨迹的时间导数计算频率变换后信号的瞬时频率：

不存在任何噪声、量化或频率不稳定时，瞬时频率误差就可以应用任意两个相位样值之差根据式（13）来计算。实际上，噪声、量化和频率不稳定都会导致所采用的那两个样值有测量误差。代替的方法是采用线性拟合相位轨迹的最小二乘法。因此，这种最小二乘法线性拟合曲线的斜率正比于瞬时频率。根据McGraw-Hill出版公司1975年出版的M.Schwartz和L.Shaw所著《信号处理：离散频谱的分析、检测和估测》一书中的第14-15页，拟合于2и+1个数据点组θ_o（-N）、θ_o（O）、……θ_o（N）的最小二乘法线性拟合线的斜率（S），由功能块149进行以下计算来给定：

假设θ_o（n）的单位是度，则瞬时频率误差由下式给定：

f误差（H_Z）＝dθ/dt＝S/360N·L·270.833×10³（15）

式中，L是模/数转换器107和109中使用的过取样因子，亦即模/数转换器取样速率为L·270.833×10³样值/秒。重要的是应注意到，频率误差为：（a）与输入幅度A无关;（b）可以直接用H_Z来刻度「见式（15）」。

由式（15）给出的频率误差在放大器功能块151中乘上环路增益系数α，并经常规的积分器153将乘积结果积分以后，由数/ 模转换器155将积分器的输出转换为模拟电压V_c（t）。此数/模转换器155输出的模拟电压V_C（t）去驱动压控振荡器115，因而形成闭合的频率控制环路。

适当选择环路增益系数α和已知压控振荡器控制灵敏度Hz/V时，由于式（15）给出的频率误差可直接以频率（Hz）刻度，因此可做到在TDMA信号的刚好一个时间帧时期内将环路锁定。

一般地说，在最小二乘法线性拟合算法中所用的相位样值点数目越多，计算得的频率测量误差就越小。然而，对于大量的数据点需要作大量的计算。为了在复杂性与频率测量准确性之间考虑折衷，进行了大量的计算机模拟计算，其中包括：（a）频率偏差以1.95H_Z为增量在±500Hz范围内变化，在每个频率步长上有一个数据时隙，（b）变化不同的小数化因数（M）的值和变化在最小二乘法线性拟合算法中使用的被测数据点数目，而保持乘积（2N+1）（M）≈800，以使在每种情况下所用的数据点跨度相同。

将三种模拟情况概括于下：

模拟号 M N 2N+1 绝对频率偏差

1 1 398 797 1H_Z

2 20 19 39 11H_Z

3 40 9 19 27H_Z

由于在频率控制环路中使用通常的8比特数/模转换器155，并且压控振荡器115的稳定度在1GH_Z上为±2.5ppm，意味着误差步级为19.5H_Z，因而相对于压控振荡器115的稳定度而言，在模拟号2中采用的N和M值将导致约为数/模转换器155的1/2LSB的频率测量误差。模拟号2的结果出于图3，其中V_C （t）表示成频率偏差的函数。

注意，一旦选定N，式（14）中的分母可以预先计算。为了方便起见，式（14）中的分母可以选定得加速频率测量过程，方法是选定分母W为2的一个幕，亦即令

应用式（15）中上面规定的系数，依照测得的参数S′，瞬时频率误差的表达式为

在优选实施例中，

M＝20，W＝512，L＝8，V＝2048，N＝19，

因此

n＝-N

並且，f_误差（H_Z）＝63875·S′

其中应用到本发明的接收机的一种系统，是在前面提到的GSM文件中为泛欧系统（Pan-European System）制定规范的系统。图4中所示的定时图将脉冲群式TDMA传输与本发明的频率控制联系起来。在图4所示的示例性传输中，一个传输帧和第二传输帧的一部分画成一些信息传输块，信息由以中心载波频率（f_c）为准的频率偏移来传递。每个这样的信息块都是通常的TDMA时隙，而每个时隙将信息传送给所选定的不同的接收机。在优选的实施例中，每一帧持续的时间为4.6ms，每一时隙持续时间为0.58ms。

为将一个频率校正信号从发射机传送给各种的接收机，优选的实施例中在一个预定的时隙期间，例如在401示出的期间，使用了一个特定的载波频率偏移。（此载波频率偏移前面已称为“纯正弦波”（PSW））。该载频偏移等于13MHz/192≈67.708KHz（在±0.05ppm的容差范围＝±0.00338Hz之内）。如图所示，规则的TDMA通信可在随后的时隙内进行。纯正弦波不需要在每帧内传送。本优选实施例以大约每秒21次的速率传送纯正弦波。

如前所述，本发明的频率控制对纯正弦波进行处理。接收到纯正弦波时，根据相位轨迹计算所算出的频率偏差值，去查询频率偏差（Hz）与所需频率控制信号（MV）的关系曲线。对应于该频率偏差，确定出控制信号V_C（t）的单一函数值。这个单值的控制信号输入到压控振荡器115，作为单独的一步将压控振荡器的频率置于所发送的TDMA信号载波频率的0.03ppm之内。这个单一的控制信号值在该信号帧的时期内保持着，直到接收到下一个纯正弦波为止。这样，就可做到发送的载波频率与接收到的频率之间快速、准确的频率校正。

Claims

1、用于脉冲群式无线电通信系统的一种频率控制装置，它使用一个以脉冲群发送的频率校正信号，以校正接续的通信脉冲群无线电载频波频率与由无线电接收机接收的频率之间的频率差异，该频率控制装置的特征在于：

包含有一个频率可变的振荡器，用以接收频率校正信号脉冲群和处理通信信息脉冲群，该通信信息脉冲群的无线电载波频率与上述可变频率振荡器之间有着频率差异；

包含有一个与接收上述频率校正信号脉冲群的装置相连接的装置，用以产生一个单值的控制信号，并将该信号值加到上述可变频率振荡器上，以校正上述的频率差异。

2、根据权利要求1所述的频率控制装置，其特征在于：至少计算一个与上述频率差异相关的相位值的装置以及转变为正交的频率校正脉冲群信号I和Q的装置。

3、根据权利要求2所述的频率控制装置，其特征还在于：

将上述正交的I和Q频率校正脉冲群信号中的至少一个的频率用一个预定的频率进行变换的装置;

对上述正交的I和Q频率校正脉冲群信号进行取样，以产生I和Q校正信号样值的装置;

根据上述I和Q校正信号样值中的至少一个作出一相位轨迹图的装置;

用于补偿直流偏移的装置。

4、根据权利要求3所述的频率控制装置，其特征还在于：计算出Q值校正信号样值被I校正信号样值相除之商的反正切值的装置;就一个反正切的第一计算对一个反正的切的第二计算作出最小二乘法线性拟合曲线的装置，由此得出频率差值与控制信号值的关系由线，据此，可对每个频率差值导并一个单一的控制信号值。

5、根据权利要求1所述的频率控制装置，其特征还在于：产生出频率差值与控制信号值的关系曲线的装置，据此可对每个频率差值导得一个单一的控制信号值;上述产生和施加校正上述频率差值的单一控制信号值的装置在具有许多通信信息脉冲群的一个帧内施加上述单一控制信号。

6、一种无线电接收机的自动频率控制电路，该无线电接收机具有一用以产生具有预定标称频率的振荡信号的振荡器;

一接收装置，它接收实际上等于振荡器频率的通信信号和一个基准信号，该基准信号对该通信信号频率具有一个固定的频率偏差，其特征在于：

对该基准信号起响应的数字电路，它给振荡器提供一个校正信号，使该振荡器产生出等于该通信信号频率的信号。

7、根据权利要求6所述的自动频率控制电路，其特征在于：用数字方式产生一个以频率偏差为函数的有刻度的校正值的S形曲线的装置，对基准信号的幅度变化基本上是不敏感的。

8、根据权利要求6所述的自动频率控制电路，其特征在于：校正信号使振荡器在10个系统帧内的一步中产生的信号，其频率偏差处在通信信号频率的百万分之一之内。

9、在脉冲群式无线电通信系统中接收机用的一种频率控制方法，该系统以脉冲群方式发送一个频率校正信号，用以校正接续的通信信息脉冲群无线电载波频率与无线电接收机的接收频率之间的频率差异，该频率控制方法的特征在于以下步骤：

接收频率校正信号脉冲群，并处理在可变频率振荡器与上述通信信息脉冲群的无线电载波频率之间具有一个频率差异的通信信息脉冲群;

对接收的上述频率校正信号脉冲群起响应而产生一个单一的控制信号值，将该单二个控制信号值加到上述可变频率振荡器上，以校正上述频率差异。

10、根据权利要求9所述的方法，其中，对上述通信信息脉冲群的处理步骤包括：将上述频率校正信号脉冲群转换为正交的I和Q频率校正脉冲群信号;上述的至少计算一个相位值的步骤包括：计算出Q校正信号样值被I校正信号样值相除之商的反正切值，就一个反正切的第一计算对一个反正切的第二计算作出最小二乘法线性拟合曲线，由之得出频率差值与控制信号值的关系曲线，据此对每个频率差值导得一个单一的控制信号值;

其特征在于，上述产生步骤包括：

（a）计算与上述频率差值相关的至少一个相位值;

（b）按一个预定的频率将上述正交的I和Q频率校正脉冲群信号中的至少一个信号转换频率;

（c）对上述正交的I和Q频率校正脉冲群信号进行取样，产生出I和Q校正信号样值;

（d）根据上述I和Q校正信号样值中的至少某个作出一相位轨迹图;

（e）补偿直流偏移。