CN1707284A - 移动通信环境中的速度估计装置 - Google Patents

Abstract

公开了一种用于在存在直达波的Rician衰落环境中估计移动台速度的方法。蜂窝移动通信环境包括两种环境：存在直达波的Rician衰落环境和不存在直达波的Rayleigh衰落环境。通常，已知在Rayleigh衰落环境中估计移动台速度的多种方法。然而，在存在直达波的Rician衰落环境中，由于很难估计Rician系数K和入射角θ₀，因此在估计移动台速度中出现许多误差。根据本发明，提供一种方法，即使没有直接获得Rician系数K和入射角θ₀，通过获得移动台的最大多普勒频率在估计移动台速度中大部分消除了误差。

Description

移动通信环境中的速度估计装置

技术领域

本发明涉及一种移动通信系统，尤其涉及一种用于在存在直达波的Rician衰落环境中估计移动台的速度的装置和方法。

背景技术

在下一代无线通信中，在以有限频率和信道资源支持大量多媒体分组服务方面，基于精确的信道信息的系统资源分配起到十分重要的作用。

在诸如移动通信信道之类的时变信道中，对于信道来说，速度信息是非常重要的信息。速度信息是表示用户的信道状态的信息，对于有效管理系统资源是非常重要的。

通常地，许多自适应算法在确定移动通信环境中的自适应接收机的系数(如信道跟踪器长度和交织器大小)时使用移动台的速度信息。特别地，速度信息在处理功率控制信号时是非常重要的信息，功率控制信号用于控制功率以便解决当移动台通过小区的边界时发生的近-远效应问题(near-farproblem)和切换。

移动台根据其自身移动经历多普勒频移(Doppler shift)。多普勒频移与移动台对基站的移动速度成比例地产生接收的信号的频率误差。

因此，可以使用上述由于多普勒频移导致的接收信号的频率误差与移动台的移动速度成比例的特性来估计移动台速度。即，可以通过检测移动通信系统中接收的信号的最大多普勒频率估计移动台的速度。

最大多普勒频率的估计在估计信道系数中有很大作用。用于估计最大多普勒频率的各种算法目前是已知的。

估计最大多普勒频率的现有方法包括导出(induce)随机信号的电平交叉率(LCR)特性和零交叉率(ZCR)特性的方法、使用接收的信号的自相关函数(ACF)值的方法和使用接收的信号的幅度的平方值的协方差(COV)的方法。

现有技术可以在不存在直达波的Rayleigh衰落环境中获得精确估计的速度值。然而，现有技术只有通过使用Rician系数K和在存在直达波的Rician衰落环境中的直达波的入射角θ₀的信息，才能精确估计移动台的速度，其中K表示直达波分量和散射波分量的功率比。

用于估计Rician系数K的方法已经是众所周知的。然而，用于在使用单天线的系统中估计直达波的入射角θ₀的信息的方法目前还是未知的。

因此，很难将现有技术应用到例如移动通信环境这样的、存在直达波的Rician衰落环境。

通常，当不考虑直达波而应用现有技术时，与使用ZCR值或ACF值的方法相比，对于其中存在直达波的Rician衰落环境使用LCR值或COV值的方法是可以容忍的。然而，由于使用LCR值或COV值的方法没有考虑直达波，而直达波达到估计值的20％到40％，因此该误差可能出现非常严重的问题。

为了补偿该缺点，提出了一种使用衰落信道的自回归(AR)模型的方法。使用AR模型的系数的方法在Rician衰落环境中具有小的误差，但是对于特定入射角仍然有大约20％的误差。此外，估计AR模型的系数的过程对于加性噪声是敏感的。

发明内容

因此，做出本发明来解决在现有技术中出现的上述问题。本发明的一个目的是提供一种用于有效速度估计的方法和装置。该速度估计能够容忍噪声，并且可以在存在直达波的Rician衰落环境中估计最大多普勒频率而不需要有关直达波分量的信息。

本发明的另一个目的是提供用于在使用单天线的移动台中估计接收的信号的直达波的入射角信息的方法。

为了实现上述目的，根据本发明一个方面，提供最大多普勒频率估计方法，该方法包括步骤：对接收的导频信号执行具有预定时间差的自协方差运算；对接收的导频信号执行没有时间差的自协方差运算；对接收的导频信号的平方值执行没有时间差的自协方差运算；对接收的导频信号的平方值执行具有预定时间差的自协方差运算；和根据从每个步骤所输出的信号估计最大多普勒频率。

附图说明

通过下面结合附图的详细描述，本发明的上述和其他目的、特征及优点将会变得更加清楚，其中：

图1是根据本发明的速度估计装置的方框图；

图2是图解根据本发明实施例的最大多普勒频率估计方法的方框图；

图3A是显示当Rician系数为1.0时现有技术和本发明之间的差异的曲线图；

图3B是显示当Rician系数为10.0时现有技术和本发明之间的差异的曲线图；

图4A到4C是图解根据本发明实施例的环境的图；和

图5A到5C是图解图4A到4C的结果的曲线图。

具体实施方式

将参照附图详细描述本发明的优选实施例。

参照图1，速度估计装置100包括：射频(RF)处理器101，用于将通过预定的无线电信道接收的信号转换为基带信号；采样单元103，用于将基带信号转换为数据信号；导频信号分离器107，用于从数据信号中分离导频信号；最大多普勒频率估计器109，用于从导频信号中估计最大多普勒频率；和速度信息转换器110，用于将估计的最大多普勒频率信息转换为速度信息。

如图2所示，最大多普勒频率估计器109包括第一自协方差单元，用于对从图1的导频信号分离器107输出的导频信号执行具有预定时间差的自协方差运算；第二自协方差单元，用于对导频信号执行没有时间差的自协方差运算；第三自协方差单元，用于对导频信号的平方值执行没有时间差的自协方差运算；第四自协方差单元，用于对导频信号的平方值执行具有预定时间差的自协方差运算；和最大多普勒频率计算单元215，用于根据自协方差单元的输出值计算导频信号的最大多普勒频率。

第一自协方差单元包括：第一自协方差计算单元203，用于为导频信号执行具有预定时间差的自协方差运算，并且输出第一自协方差值。

第二自协方差单元包括：瞬时功率计算单元201，用于计算导频信号的瞬时功率；和第一累加器205，用于累加瞬时功率计算单元201的输出值预定次。

第三自协方差单元包括：瞬时功率计算单元201；第二累加器207，用于累加瞬时功率计算单元201的输出值的平方预定次；和第三自协方差计算单元211，用于对第二累加器207的输出值和第一累加器205的输出值执行自协方差运算，并且输出第三自协方差值。

第四自协方差单元包括：瞬时功率计算单元201；第三累加器209，用于将通过对瞬时功率计算单元201的输出值和与瞬时功率计算单元201的输出值具有预定时间差的输出值之间的差值求平方所获得的值累加预定次；和第四自协方差计算单元213，用于根据第三累加器209的输出值和第三自协方差计算单元211的输出值输出第四自协方差值。

通常，在不存在直达波的Rayleigh衰落环境中，可以根据下式(1)和(2)获得基于ACF的最大多普勒频率和基于COV的最大多普勒频率。

$\frac{{\mathrm{\φ}}_1}{{\mathrm{\φ}}_0}=J_0\left(2\mathrm{\π}{f}_m{T}_S\right)\·\·\·\left(1\right)$

$\frac{\mathrm{Cov}\[{\mathrm{\α}}^2\left(i\right)+{\mathrm{\α}}^2(i+1)\]}{\mathrm{Var}\[{\mathrm{\α}}^2\left(i\right)\]}=J_0^2\left(2\mathrm{\π}{f}_m{T}_S\right)\·\·\·\left(2\right)$

在式(1)中，f_m表示最大多普勒频率，T_S表示导频信号的时间周期，并且φ_k表示具有它们之间k采样时间间隔的、接收的信号之间的ACF值。在式(2)中，Cov[o]和Var[o]表示第一类零阶贝塞耳函数。式(1)和(2)是从Rayleigh衰落环境中获得的结果，在存在直达波的Rician衰落环境中可以将其重新构建为下式(3)和(4)。

$\frac{{\mathrm{\φ}}_1}{{\mathrm{\φ}}_0}=\frac{K\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_m{T}_S\cos {\mathrm{\θ}}_0\right)+J_0\left(2\mathrm{\π}{f}_m{T}_S\right)}{K+1}\·\·\·\left(3\right)$

$\frac{\mathrm{Cov}\left[{\mathrm{\α}}^2\left(i\right){\mathrm{\α}}^2(i+1)\right]}{\mathrm{Var}\left[{\mathrm{\α}}^2\left(i\right)\right]}=\frac{2K{J}_0\left(2\mathrm{\π}{f}_m{T}_S\right)\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_m{T}_S\cos {\mathrm{\θ}}_0\right)+J_0^2\left(2\mathrm{\π}{f}_m{T}_S\right)}{2K+1}\·\·\·\left(4\right)$

式(3)和(4)是包含Rician系数K和直达波的入射角θ₀的非常复杂的式，其中K表示直达波分量和散射波分量的比。

通常，在快速变化的衰落环境中很难估计直达波的信息。因此，根据式(1)和(2)对最大多普勒频率的估计通常不考虑直达波的影响。然而，由于通常的蜂窝移动通信环境是其中可能存在直达波的环境，不考虑直达波的影响而估计最大多普勒频率可能引起估计值的严重误差。

根据本发明的速度估计方法使用基于协方差的、改进的最大多普勒频率估计技术。

在基于协方差的、改进的最大多普勒频率估计技术中，接收的信号x(t)的具有时延τ的自协方差函数可以用下式(5)表示。

C_x(τ)＝E{(x(t)-m_x(t))(x(t+τ)-m_x(t+τ))^*}…………………………(5)

在式(5)中，x^*表示X的共轭复数，m_x(t)表示x(t)的均值。当m_x(t)为0时，自协方差函数与自相关函数相同。当x(t)具有实数值时，x(t)与x^*(t)相同。

可以由下面的式(6)和(7)表示在Rician衰落环境中接收的导频信号x(t)的标准化自协方差函数和|x(t)|²的标准化自协方差函数，其中|x(t)|²是导频信号x(t)的平方。

$\frac{C_x\left(\mathrm{\τ}\right)}{C_x\left(0\right)}=\frac{K\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_m\mathrm{\τ}\cos {\mathrm{\θ}}_0\right)+J_0\left(2\mathrm{\π}{f}_m\mathrm{\τ}\right)}{K+1}\·\·\·\left(6\right)$

$\frac{C_{{\left|x\right|}^2}\left(\mathrm{\τ}\right)}{C_{{\left|x\right|}^2}\left(0\right)}=\frac{2K{J}_0\left(2\mathrm{\π}{f}_m\mathrm{\τ}\right)\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_m\mathrm{\τ}\cos {\mathrm{\θ}}_0\right)+J_0\left(2\mathrm{\π}{f}_m\mathrm{\τ}\right)}{2K+1}\·\·\·\left(7\right)$

为了根据式(6)和(7)估计最大多普勒频率，需要Rician系数K和入射角θ₀的信息。当合并并重构式(6)和(7)以便消去直达波的入射角θ0时，可以导出由下式(8)表示的独立于入射角θ₀的公式。

$\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_m\mathrm{\τ}\cos {\mathrm{\θ}}_0\right)=\frac{1}{K}\sqrt{\left(\frac{C_x\left(\mathrm{\τ}\right){(K+1)}^2}{C_x\left(0\right)}\right)-\frac{C_{{\left|x\right|}^2}\left(\mathrm{\τ}\right)(2K+1)}{C_{{\left|x\right|}^2}\left(0\right)}}\·\·\·\left(8\right)$

根据已经公知的获得Rician系数K的方法，式(8)可以由下式(9)表示。

$K=\frac{c_x^2-c_{{\left|x\right|}^2}\left(0\right)-c_x\left(0\right)\sqrt{c_x^2\left(0\right)c_{{\left|x\right|}^2}\left(0\right)}}{c_{{\left|x\right|}^2}\left(0\right)}\·\·\·\left(9\right)$

当将式(8)和(9)代入式(6)时，可以获得式(10)。

$f_m=\frac{1}{2\mathrm{\π\τ}}{J}_0^{-1}\left(\frac{c_x\left(\mathrm{\τ}\right)-\sqrt{c_x^2\left(\mathrm{\τ}\right)-c_{{\left|x\right|}^2}\left(\mathrm{\τ}\right)}}{c_x\left(0\right)-\sqrt{c_x^2\left(0\right)-c_{{\left|x\right|}^2}\left(0\right)}}\right)\·\·\·\left(10\right)$

根据本发明，可以理解的是，如式(10)所示，即使没有Rician系数K和入射角θ₀，也可以使用接收到的导频信号x(t)的自协方差值估计最大多普勒频率。

下面，将参照图2详细描述图1的最大多普勒频率估计器109。

首先，由于由式(10)计算最大多普勒频率，只有当其知道第一自协方差值c_x(τ)、第二自协方差值c_x(0)、第三自协方差值c_|x|2(0)和第四自协方差值c_|x|2(τ)时，最大多普勒频率计算单元215才能估计最大多普勒频率。

最初可以通过下面的方法获得第一自协方差值c_x(τ)。

第一自协方差计算单元203通过对由实部X_I(i)和虚部X_Q(i)组成的、接收的导频信号执行具有预定时间差的自协方差运算可以获得第一自协方差值c_x(τ)。

接下来，通过下面的方法获得第二自协方差值c_x(0)。

瞬时功率计算单元201根据接收的导频信号计算瞬时功率，并且第一累加器205执行累加接收的导频信号的瞬时功率值预定次的操作，由此获得第二自协方差值c_x(0)，c_x(0)是接收的导频信号的、没有时间差的自动协防差值。

然后，通过下面的方法获得第三自协方差值c_|x|2(0)。

瞬时功率计算单元201根据接收的导频信号计算瞬时功率，并且第二累加器207执行累加接收的导频信号的瞬时功率的平方值预订次数的操作。第三自协方差计算单元211根据从第一累加器205和第二累加器207输出的信号执行计算第三自协方差值的运算，由此获得第三自协方差值c_|x|2(0)，c_|x|2(0)为接收的导频信号的平方值的、没有时间差的自协方差值。

然后，通过下面的方法获得第四自协方差值c_|x|2(τ)。

第三累加器209执行将通过对瞬时功率计算单元201计算出的瞬时功率值和与瞬时功率值具有预定时间差的功率值之间的差值求平方所获得的值累加预定次的操作。第四自协方差计算单元213根据第三自协方差计算单元211和第三累加器209的输出值执行计算第四自协方差值的运算，由此获得第四自协方差值c_|x|2(τ)，c_|x|2(τ)为接收的导频信号的平方值的、具有预定时间差的自协方差值。

最后，最大多普勒频率计算单元215根据由每个计算单元所计算出的第一自协方差值、第二自协方差值、第三自协方差值和第四自协方差值，执行式(10)的操作，由此获得最大多普勒频率。

下面，将根据本发明第一实施例详细描述其中接收的导频信号的时延τ等于接收的导频信号的采样间隔T_S的情况。

如图2所示，当接收的由实部X_I(i)和虚部X_Q(i)组成的导频信号输入到最大多普勒频率估计器109，并且时延τ等于间隔T_S时，根据本发明的用于获得最大多普勒频率的方法可以由式(11)表示。

$f_m=\frac{1}{2\mathrm{\π}{T}_S}{J}_0^{-1}\left(\frac{c_x\left(1\right)-\sqrt{c_x^2\left(1\right)-c_{{\left|x\right|}^2}\left(1\right)}}{c_x\left(0\right)-\sqrt{c_x^2\left(0\right)-c_{{\left|x\right|}^2}\left(0\right)}}\right)\·\·\·\left(11\right)$

因此，在式(11)中需要知道第一自协方差值c_x(1)、第二自协方差值c_x(0)、第三自协方差值c_|x|2(0)和第四自协方差值c_|x|2(1)。

最初，由第一自协方差计算单元203使用如下式(12)所示的方法计算第一自协方差值c_x(1)，c_x(1)是具有采样之间的时间差T_s的接收的导频信号的自协方差值。

$c_x\left(1\right)=\frac{1}{N-1}\underset{i=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_I\left(i\right)x_I(i-1)+x_Q\left(i\right)x_Q(i-1)\·\·\·\left(12\right)$

在式(12)中，N表示系统中用于估计的预设采样数量。

接下来，通过下面的方法计算第二自协方差值c_x(0)，c_x(0)是接收的导频信号的没有时间差的自协方差值。

瞬时功率计算单元201根据如式(13)所示的方法输出接收的导频信号的瞬时功率值a²(i)。第一累加器205执行如式(14)所示的操作，将输出值a²(i)累加与N个采样同样多的次数，由此获得第二自协方差值c_x(0)。

$a^2\left(i\right)=x_i^2\left(i\right)+x_Q^2\left(i\right)\·\·\·\left(13\right)$

$C_x\left(0\right)=\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}^2\left(i\right)...\left(14\right)$

然后，由下面的方法计算第三自协方差值c_|x|2(0)，c_|x|2(0)是接收的导频信号的平方值的没有时间差的自协方差值。第二累加器207执行如式(15)所示的操作，将瞬时功率值a²(i)累加与N采样同样多的次数，由此输出瞬时功率的平方值 a⁴(i)。第三自协方差计算单元211根据从第一累加器205输出的第二自协方差值c_x(0)和第二累加器207的输出值 a⁴(i)，执行如式(16)所示的操作，由此获得第三自协方差值c_|x|2(0)。

$c_{{\left|x\right|}^2}\left(0\right)=a^{-4}\left(i\right)-{\left|C_x\left(0\right)\right|}^2\·\·\·\left(16\right)$

然后通过下面的方法获得第四自协方差值c_|x|2(1)，c_|x|2(1)是接收的导频信号的平方值的具有时间差TS的自协方差值。

如式(17)所示，第三累加器209将通过对瞬时功率值a²(i)和与瞬时功率值具有时间差T_S的瞬时功率值之间的差值求平方所获得的值累加(N-1)次，由此输出信号值V。第四自协方差计算单元213根据第三自协方差计算单元211的输出值c_|x|2(0)和第三累加器209的输出值V，执行如式(18)所示的操作。

$V=\underset{i==1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{(a^2\left(i\right)-a^2(i-1))}^2\·\·\·\left(17\right)$

$c_{{\left|x\right|}^2}\left(1\right)=c_{{\left|x\right|}^2}\left(0\right)-\frac{V}{2}\·\·\·\left(18\right)$

最后，最大多普勒频率计算单元215输入自协方差值c_x(1)、c_x(0)、c_|x|2(0)和c_|x|2(1)，并且根据式(11)估计最大多普勒频率。

在本实施例中，第一自协方差计算单元203和第三累加器209分别在系统中执行(N-1)次操作。然而，在其它实施例中，应当注意的是，根据要使用的系统可以改变操作的次数。

图3A和3B是显示在Rician衰落环境中现有最大多普勒频率估计方法和本发明的最大多普勒频率估计方法之间的性能比较实验的结果，其中Rician系数K为1或10。

如图3A所示，当Rician系数K设置为1时，根据基于ZCR、LCR、ACF和COV的现有最大多普勒频率估计方法估计的均值引起+15％和-19％的最小误差以及+30％和-35％的最大误差。然而使用根据本发明的改进的COV(M-COV)的最大多普勒频率估计方法没有引起误差。

如图3B所示，甚至当Rician系数K设置为10时，根据基于ZCR、LCR、ACF和COV的现有最大多普勒频率估计方法估计的均值引起严重的+20％和-25％的最小误差以及+40％和-80％的最大误差。然而，当使用了根据本发明的M-COV时，在估计的最大多普勒频率值中没有发生误差。

图4A和4C是图解移动台速度估计性能实验的入射角和Rician系数变化的环境的图，其中可以测试现有最大多普勒频率估计方法和本发明的最大多普勒频率估计方法。

仿真实验采用在WCDMA方案中使用的2GHz频段的载波频率和对应于3GPP标准的时隙传输速率的1.5kbaud的导频码元传输速率。这里，使用0.3的学习率(learning rate)更新以前的(one-time)最大多普勒频率。

图4A显示考虑在Rician系数固定而直达波的入射角改变的情况下的Rician衰落环境。在移动台移动期间直达波的入射角从π/6改变为5π/6，Rician系数固定为5，并且移动台的速度是80km/h。

图4B显示在Rician衰落环境中入射角固定而Rician系数K变化的情况。在存在直达波的Rician衰落环境的情况下，入射角是π/2，当直达波存在时Rician系数K固定为5，当直达波不存在时K固定为0，并且如图4A的情况，移动台的速度是80m/h。

图4C显示Rician系数K和入射角同时变化的情况。这里，Rician系数的变化与图4B中的变化一致，并且入射角的变化与图4B的变化一致。

图5A到5C是显示在图4A到4C的环境中的仿真实验的结果的曲线图。

图5A显示图4A的仿真实验的结果。在仿真实验中，测量时间是50秒。如图4A所示，只存在其中存在直达波的Rician衰落环境。结果，在如图5所示的存在直达波的Rician衰落环境中，当入射角大约为π/2(即25秒)时，根据现有技术的估计方法估计移动台具有大约22km/h到60km/h的速度。因此，出现最大60km/h的误差。然而，在整个间隔上本发明具有大约2km/h到3km/h的误差。因此，与现有技术相比，本发明几乎没有误差。

图5B显示图4B的仿真实验的结果。如图5B所示，在Rayleigh衰落环境中(B和D部分)，现有技术和本发明的速度估计结果几乎没有差异。然而，与图5A中的情况相似，在Rician衰落环境中(A、C和E部分)，根据现有技术的速度估计方法估计移动台具有大约35km/h到60km/h的速度。因此，产生最大45km/h的误差。然而，本发明在整个间隔上几乎没有误差。

图5C显示图4C的仿真实验的结果。如图5C所示，在Rician衰落环境中(B部分)，当时间大约为25秒时根据现有技术的速度估计方法估计移动台具有25km/h到60km/h的速度。因此产生最大55km/h的误差。

从仿真实验中，现有技术和本发明在Rician衰落环境中显示出显著的差异。

如上所述，本发明提出一种用于根据M-COV方案估计最大多普勒频率的方法，即，一种用于当在蜂窝移动通信环境中估计移动台的速度时在存在直达波的Rician衰落环境中提供无误差的估计值的方法。本发明提供下列优点。

1.在存在直达波的Rician衰落环境中，现有技术需要用于表示直达波和散射波的功率比的Rician系数K和直达波的入射角θ0的信息，以便无误差地执行估计。然而，根据本发明的最大多普勒频率估计方法不需要估计Rician系数和入射角的信息。因此，本发明提供无误差的估计值。

2.用于根据AR系数估计速度的现有技术在Rician衰落环境中显示出小的误差，但是对于特定的入射角其具有大约20％的误差，并且对加性噪声特别敏感。然而，本发明对于额外噪声显示出对应于使用ACF和COV的现有方法的性能。即，本发明对噪声不敏感，此外，本发明不引起误差。

尽管已参照本发明的确定优选实例显示和描述了本发明，但本领域技术人员应当理解，可在不背离由所附权利要求书限定的本发明宗旨和范围的前提下对本发明进行各种形式和细节上的修改。

Claims (17)

1.一种用在包括用于通过无线电信道发送信号的发射机和用于接收信号并恢复数据的接收机的通信系统中的速度估计装置，该装置包括：

导频分离单元，用于从接收的信号中分离导频信号；

最大多普勒频率估计器，用于根据从导频分离单元输出的导频信号估计最大多普勒频率；和

速度信息转换器，用于将由最大多普勒频率估计器所估计的最大多普勒频率的估计值转换为速度信息。

2.如权利要求1所述的速度估计装置，其中最大多普勒频率估计器包括：

自协方差计算单元，用于根据导频信号输出自协方差值；和

最大多普勒频率计算单元，用于根据自协方差计算单元输出的自协方差值获得最大多普勒频率。

3.如权利要求2所述的速度估计装置，其中自协方差计算单元包括：

第一自协方差模块，用于对导频信号执行具有预定时间差的自协方差运算，由此输出第一自协方差值；

第二自协方差模块，用于对导频信号执行没有时间差的自协方差运算，由此输出第二自协方差值；

第三自协方差模块，用于对导频信号的平方值执行没有时间差的自协方差运算，由此输出第三自协方差值；和

第四自协方差模块，用于对导频信号的平方值执行具有预定时间差的自协方差运算，由此输出第四自协方差值；

4.如权利要求3所述的速度估计装置，其中第二自协方差模块包括：

瞬时功率计算单元，用于计算导频信号的瞬时功率值；和

第一累加器，用于累加瞬时功率计算单元的输出值预定次，由此输出第二自协方差值。

5.如权利要求3所述的速度估计装置，其中第三自协方差模块包括：

瞬时功率计算单元，用于计算导频信号的瞬时功率值；

第二累加器，用于累加瞬时功率计算单元的输出值的平方值预定次；和

第三自协方差计算单元，用于根据第二自协方差值和第二累加器的输出值输出第三自协方差值。

6.如权利要求3所述的速度估计装置，其中第四自协方差模块包括：

瞬时功率计算单元，用于计算导频信号的瞬时功率值；

第三累加器，用于将通过对瞬时功率计算单元的输出值和与输出值具有预定时间差的值之间的差值求平方所获得的值累加预定次；和

第四自协方差计算单元，用于根据第三累加器的输出值和第三自协方差值获得第四自协方差值。

7.如权利要求2所述的速度估计装置，其中自协方差计算单元包括：

第一自协方差模块，用于对导频信号执行具有预定时间差的自协方差运算，由此输出第一自协方差值；

第二自协方差模块，包括：瞬时功率计算单元，用于计算导频信号的瞬时功率值；和第一累加器，用于通过累加瞬时功率计算单元的输出值预定次来输出第二自协方差值；

第三自协方差模块，包括：瞬时功率计算单元，用于计算导频信号的瞬时功率值；第二累加器，用于累加瞬时功率计算单元的输出值的平方值预定次；和第三自协方差计算单元，用于根据第二自协方差值和第二累加器的输出值输出第三自协方差值；和

第四自协方差模块，包括：第三累加器，用于将通过对瞬时功率计算单元的输出值和与输出值具有预定时间差的值之间的差值求平方所获得的值累加预定次；和第四自协方差计算单元，用于根据第三累加器的输出值和第三自协方差值获得第四自协方差值。

8.一种用在包括用于通过无线电信道发送信号的发射机和用于接收信号并恢复数据的接收机的通信系统中的速度估计方法，该方法包括步骤：

从接收的信号中分离导频信号；和

根据分离的导频信号计算接收机的移动速度

9.如权利要求8所述的速度估计方法，其中，根据导频信号计算移动速度的步骤包括：

根据导频信号估计最大多普勒频率；和

将估计的最大多普勒频率转换为速度信息。

10.如权利要求9所述的速度估计方法，其中，估计最大多普勒频率的步骤包括子步骤：

对导频信号执行自协方差运算；和

根据通过自协方差运算计算出的自协方差值获得最大多普勒频率。

11.如权利要求10所述的速度估计方法，其中计算自协方差值的步骤包括：

对导频信号执行具有预定时间差的自协方差运算，由此计算第一自协方差值；

对导频信号执行没有时间差的自协方差运算，由此计算第二自协方差值；

对导频信号的平方值执行没有时间差的自协方差运算，由此计算第三自协方差值；和

的导频信号的平方值执行具有预定时间差的自协方差运算，由此计算第四自协方差值；

12.如权利要求11所述的速度估计方法，其中，计算第一自协方差值的步骤使用导频信号的实部和虚部。

13.如权利要求11所述的速度估计方法，其中，计算第二自协方差值的步骤包括：

计算导频信号的瞬时功率值；和

累加导频信号的瞬时功率值预定次，由此获得导频信号的没有时间差的自协方差值。

14.如权利要求13所述的速度估计方法，其中，计算第三自协方差值的步骤包括：

计算导频信号的瞬时功率值；

累加导频信号的瞬时功率值预定次；和

根据第二自协方差值和累加瞬时功率所得到的结果值，获得第三自协方差值，

其中第三自协方差值是导频信号的平方值的没有时间差的自协方差值。

15.如权利要求11所述的速度估计方法，其中，计算第四自协方差值的步骤包括：

计算导频信号的瞬时功率值；

将通过对瞬时功率值和与瞬时功率值具有预定时间差的功率值之间的差值求平方所获得的值累加预定次；和

根据累加该值所得的结果值和第三自协方差值获得第四自协方差值，

其中第四自协方差值是导频信号的平方值的具有预定时间差的自协方差值。

16.如权利要求10所述的速度估计方法，其中，计算自协方差值的步骤包括：

根据导频信号的实部和虚部，通过执行具有预定时间差的自协方差运算，获得第一自协方差值；

通过计算导频信号的瞬时功率值并累加导频信号的接收功率值瞬时功率值预定次，获得第二自协方差值，第二自协方差值是导频信号的没有时间差的自协方差值；

通过累加瞬时功率值的平方值预定次并使用第二自协方差值和累加的输出值，获得第三自协方差值，第三自协方差值是导频信号的平方值的没有预定时间差的自协方差值；和

通过累加预定的值预定次并使用第三自协方差值和累加的输出值，获得第四自协方差值，第四自协方差值是导频信号的平方值的具有预定时间差的自协方差值，其中通过对瞬时功率值和与瞬时功率值具有预定时间差的功率值之间的差值求平方，来获得所述预定的值。

17.如权利要求9所述的速度估计方法，其中通过下式计算最大多普勒频率：

$f_m=\frac{1}{2\mathrm{\π\τ}}{J}_0^{-1}\left(\frac{c_x\left(\mathrm{\τ}\right)-\sqrt{c_x^2\left(\mathrm{\τ}\right)-c_{{\left|x\right|}^2}\left(\mathrm{\τ}\right)}}{c_x\left(0\right)-\sqrt{c_x^2\left(0\right)-c_{{\left|x\right|}^2}\left(0\right)}}\right),$

其中f_m表示最大多普勒频率，J₀(·)表示第一类零阶贝塞耳函数，c_x(0)表示接收的信号的没有时间差的自协方差值，c_x(τ)表示接收的信号的具有时间差τ的自协方差值，c_|x|2(0)表示接收的信号的平方值的没有时间差的自协方差值，c_|x|2(τ)表示接收的信号的平方值的具有时延τ的自协方差值。

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