CN101646232A - 频偏估计方法、装置以及通信设备 - Google Patents

Abstract

公开了一种频偏估计方法、装置以及通信设备。该装置包括：判决执行模块，被配置为对在多个码道中的每一个码道上接收的第一和第二数据块中的正交幅度调制数据进行硬判决，获取与所述正交幅度调制数据相对应的正交相移键控数据；乘法执行模块，被配置为通过将所述正交相移键控数据的共轭和所述正交幅度调制数据相乘，获取与所述正交幅度调制数据相对应的无调制相位的数据；差分获取模块，被配置为利用与正交幅度调制数据相对应的无调制相位的数据，获取在多个码道中的每一个码道上接收的第一和第二数据块之间的差分；频偏估计模块，被配置为利用在多个码道中的每一个码道上接收的第一和第二数据块之间的差分，估计数据发送方和接收方间的频偏。

Description

频偏估计方法、装置以及通信设备

技术领域

本发明涉及无线通信领域，尤其涉及可用于时分同步码分多址系统的频偏估计方法、装置以及通信设备。

背景技术

随着无线通信事业的发展和普及，移动通信用户数量在迅速增长。用户对通信的速度和质量要求也越来越高。在无线通信系统中，发送方把需要发送的信息调制到载波上，通过载波将信息发送到接收方。接收方要准确解调来自发送方的信息，就必须再生此载波。虽然在名义上此载波是发送方和接收方事先已知的，但是主要由于以下原因，发送方所用的载波和接收方接收到的载波之间存在频率偏移(以下简称频偏)：1)用户设备本身的时钟精度不高；2)用户设备的位置移动带来的多普勒频偏。

此外，在无线通信系统中，用户设备在开机时通常与基站晶体振荡器之间存在较大频偏。用户设备必需快速有效地估计出频偏，进行频率补偿，并通过一定的频率调整过程才能把频偏调整到可接受的范围，方可进行下一步任务流程。而且，基站晶体振荡器往往存在频率漂移，用户设备还必须进行频率跟踪，才能把频偏维持在较小范围之内。不论是频率调整还是频率跟踪，都要求准确而快速的频偏估计。因此，在无线通信系统中，如何快速有效地估计频偏将直接关系到通信速度和质量。

以时分同步码分多址(Time Division-Synchronous Code DivisionMultiple Access，TD-SCDMA)无线通信系统为例，用户设备要正确解调所接收的数据，就需要使频偏低于一定水平，例如0.1ppm(即200Hz)。图1示出了TD-SCDMA无线通信系统时隙格式的示意图。从图1中可以看出，在一个时隙中，发送方向接收方发送两个数据块(数据块1(Data1)和数据块2(Data2))和一个训练码(MidAmble码)序列。其中，每个数据块包含22个数据符号；训练码序列位于两个数据块之间，包含144个码片。在实际应用中，训练码序列通常被用来估计发送方和接收方之间的频偏。

例如，在先技术可以通过以下处理利用训练码序列进行频偏估计：利用接收到的训练码序列MA₁进行信道估计，得到信道估计结果H；将信道估计结果H与已知的训练码序列MA₂进行卷积，得到重构的训练码序列ReconsMA，即 $\mathrm{ReconsMA}=H\⊗{\mathrm{MA}}_2;$ 将接收到的训练码序列MA₁与重构的训练码序列ReconsMA的共轭点乘，得到消除相位的训练码序列；将消除相位的训练码序列前后均分为2段，并将第1段序列中的第k个数据的共轭与第2段序列中的第k个数据相乘，并对k个相乘结果进行累加以得到累加结果，即 $R=\underset{k=1}{\overset{N/2}{\mathrm{\Σ}}}D(k+N/2)\×D{\left(k\right)}^{*};$ 以及利用累加结果计算频偏 $\mathrm{freqOffEsti}=\frac{\mathrm{angle}\left(R\right)}{2\mathrm{\π}\×\frac{N}{2}\×1/1.28e6},$ 其中，angle()表示计算括号内复数的弧度。

上述方法的问题在于，由于从消除相位后的训练码序列中分出的两个训练码段之间的时间差较小，其频偏所导致的相位差不太明显，从而导致其频偏估计结果精度不高。其它利用训练码序列进行频偏估计的方法也都存在类似问题，因此需要一种精度更高的频偏估计方法。

在先技术中存在利用两个数据块中的数据进行频偏估计的方法。具体地，可以通过以下处理进行频偏估计：首先根据接收到的调制数据的调制方式对接收到的调制数据进行硬判。例如，对于TD-SCDMA系统，存在正交相移键控(QPSK)和16符号正交幅度调制(16QAM)两种调制方式，在进行频偏估计时，需要将接收到的调制数据硬判成对应的QPSK或16QAM数据。譬如，对接收到的调制数据a+bj硬判时，对于QPSK信号，可直接提取其符号作为硬判结果，而对于16QAM信号，需要对接收到的整个调制数据计算实部和虚部绝对值的均值，并根据a和b的符号位判断a+bj所在象限，再根据所在象限以及均值判断a+bj在该象限四个星座点的哪一个，得到硬判结果c+dj后，将接收信号与硬判结果进行共轭相乘，得到消除了调制相位的数据d＝(a+bj)×(c+dj)^*，然后根据消除调制相位后的数据进行频偏估计。这种方法在接收数据为QPSK调制数据的情况下没有什么问题，但在接收数据为16QAM调制数据的情况下，需要计算接收信号的统计值，并经过一些计算才能得到硬判值，方法较为复杂，而且由于在一个象限内各个星座点的距离相比QPSK调制要小，所以由于噪声及频偏的存在，进行16QAM硬判时很容易发生错判从而影响频偏计算结果。

发明内容

鉴于上述问题，本发明提供了一种新的可用于无线通讯的频偏估计方法、装置以及通信设备。

根据本发明实施例的频偏估计方法包括：对在多个码道中的每一个码道上接收的第一和第二数据块中的正交幅度调制数据进行硬判决，获取与所述正交幅度调制数据相对应的正交相移键控调制数据；通过将所述正交相移键控调制数据的共轭和所述正交幅度调制数据相乘，获取与所述正交幅度调制数据相对应的无调制相位的数据；利用所述无调制相位的数据，获取所述一和第二数据块之间的差分；以及利用所述差分，估计数据发送方和数据接收方之间的频偏。

根据本发明实施例的频偏估计装置包括：判决执行模块，被配置为对在多个码道中的每一个码道上接收的第一和第二数据块中的正交幅度调制数据进行硬判决，获取与所述正交幅度调制数据相对应的正交相移键控调制数据；乘法执行模块，被配置为通过将所述正交相移键控调制数据的共轭和所述正交幅度调制数据相乘，获取与所述正交幅度调制数据相对应的无调制相位的数据；差分获取模块，被配置为利用所述无调制相位的数据，获取所述第一和第二数据块之间的差分；以及频偏估计模块，被配置为利用所述差分，估计数据发送方和数据接收方之间的频偏。另外，本发明还提供了一种包含上述频偏估计方法和/或装置的通信设备。

综上所述，本发明基于正交幅度调制数据进行频偏估计，从而提高了频偏估计的准确度，进一步地，本发明通过将正交幅度调制数据硬判为正交相移键控调制数据进行频偏估计，从而降低了运算复杂度并改善了频偏估计性能。

附图说明

从下面结合附图对本发明的具体实施方式的描述中可以更好地理解本发明，其中：

图1示出了TD-SCDMA无线通信系统时隙格式的示意图；

图2示出了TD-SCDMA无线通信系统的简要框图；

图3示出了图2中所示的用户设备的具体结构的简要框图；

图4示出了根据本发明一个实施例的频偏估计装置的配置框图；

图5示出了根据本发明一个实施例的频偏估计方法的流程图；

图6示出了16QAM(16符号正交幅度调制)模式和QPSK(正交相移键控)调制模式的信号星座图；

图7示出了根据本发明一个实施例的在每一个码道上接收的第一和第二数据块之间的差分计算方法的示意图；以及

图8示出了根据本发明一个实施例的频偏估计方法与背景技术中所述的利用训练码序列的频偏估计方法的性能比较的示意图。

具体实施方式

下面将详细描述本发明各个方面的特征和示例性实施例。下述描述涵盖许多具体细节，以便提供对本发明的全面理解。但是，对于本领域技术人员来说显而易见的是，本发明可以在不需要这些具体细节中的一些细节的情况下实施。下面对实施例的描述仅仅是为了通过示出本发明的示例来提供对本发明更清楚的理解。本发明绝不限于下面所提出的任何具体配置和算法，而是在不脱离本发明的精神的前提下覆盖了相关元素、部件和算法的任何修改、替换和改进。

图2示出了TD-SCDMA无线通信系统的简要框图。如图2所示，该无线通信系统主要包括核心网202、无线接入网204以及用户设备206。核心网202主要处理无线通信系统内的语音呼叫、数据连接和交换、用户位置信息管理、网络特性和业务控制、信令和用户信息传输机制、及与其它网络的连接和路由等。无线接入网204提供用户设备和核心网的连接，并负责无线资源的管理和调配，包括基站和无线网络控制器两类节点。用户设备206例如可以是移动电话、个人数字助理(PDA)、或者其他具有在TD-SCDMA无线通信系统中进行通信的功能的便携式数据处理设备。

图3示出了图2所示用户设备的具体结构的简要框图。如图3所示，该用户设备主要包括：射频模块302，成形滤波器304，信道估计模块306，多径跟踪模块308，激活检测模块310，联合检测模块312，频偏估计模块314，ANR/SNR测量模块316，解映射(demapping)模块318以及解码模块320。射频模块302对所接收的模拟信号进行去载波和模-数转换处理，以将所接收的模拟信号变换为基带数字信号输入到下级。成形滤波器304，即根升余弦滤波器(SRRC)对基带数字信号进行脉冲成形。信道估计模块306对于脉冲成形后的信号中的训练码序列进行多个小区的信道估计。多径跟踪模块308利用信道估计结果，确定最佳采样点，并进行各小区的多径窗位置跟踪。激活检测模块310用于进行窗激活检测和码道激活检测。联合检测模块312对混叠在一起的各码道的数据进行一定的计算，得到每个码道上的传输符号。频偏估计模块314利用联合检测结果估计频率偏移。ANR/SNR测量模块316利用联合检测结果进行幅噪比(ANR)和信噪比(SNR)测量。解映射(demapping)模块318将联合检测模块输出的符号转换为软比特送到解码模块。解码模块320对将解映射模块输出的软比特结果进行解码，得到信息比特。

本公开主要针对频偏估计模块的改进。需要注意，虽然上面给出了如图2和图3所示的TD-SCDMA无线通信系统和用户设备的配置示例，但是能够认识到，可在其中使用本发明的通信系统和用户设备并不限于该具体示例，而是可以适合于需要进行频偏估计的各种系统和设备。

返回参考图1，由于两个数据块Data1和Data2之间存在较长的时间差，其频偏所导致的相位差比训练码频偏所导致的相位差明显很多，所以使用这两个数据块来进行频偏估计可以获得更好的性能。以图1示出的TD-SCDMA无线通信系统为例，训练码(Midamble码)序列位于两个数据块Data1和Data2之间。当发送方和接收方之间存在频偏时，该频偏会在这两个数据块中的每个数据符号上造成一个相位的旋转，譬如每个数据符号上的相位旋转为θ，那么如果使用数据部分，则这两个数据块之间的相位差为31θ，而Midamble码序列的相位差为4θ(一般利用144码片训练序列的后128个码片进行计算)，假设估计误差均为Δ，那么使用数据部分时，估计值为 $\widehat{\mathrm{\θ}}=(31\mathrm{\θ}+\mathrm{\Δ})/31=\mathrm{\θ}+\mathrm{\Δ}/31,$ 而使用Midamble码序列时，估计值为 $\widehat{\mathrm{\θ}}=(4\mathrm{\θ}+\mathrm{\Δ})/4=\mathrm{\θ}+\mathrm{\Δ}/4.$ 显然，采用数据部分进行频偏估计精度会更高。

在TD-SCDMA无线通信系统中，当使用16QAM调制模式时，通常存在分配给单个用户的多个码道，所以可以存在大量16QAM数据用于频偏估计。本发明的一个实施例提供了一种基于正交幅度调制数据来进行频偏估计的方法和装置，特别是TD-SCDMA无线通信系统中的16QAM调制模式。但是应该认识到，本发明的思想也可类似地应用于其它正交幅度调制方案或其它类型的调制方案。

图4示出了根据本发明一个实施例的频偏估计装置(即，图2中的频偏估计模块)的配置框图。如图4所示，根据本发明一个实施例的频偏估计装置主要包括判决执行模块402、乘法执行模块404、差分获取模块406以及频偏估计模块408。其中，差分获取模块406可以进一步包括数据相乘单元4062和差分获取单元4064。

下面结合图5至图7，详细描述根据本发明一个实施例的频偏估计处理。图5示出了根据本发明一个实施例的频偏估计方法的示例流程图。如图5所示，该频偏估计方法主要包括以下步骤：

在步骤S502，通过对用户设备在n个码道中的每一个码道上接收的第一和第二数据块(Data1和Data2)中的16QAM数据进行调制相位消除处理，获取与16QAM数据相对应的无调制相位的数据，其中，n为整数，且在16QAM的情况下，0＜n≤16。(基站不需要做频偏估计，因为基站的频率是一个基准，所有用户设备调整自己的频率向基站看齐)。该步骤可以例如由上述参考图4描述的判决执行模块402和乘法执行模块404完成。

具体而言，TD-SCDMA无线通信系统协议规定下行的扩频因子SF只有两个取值1和16，当取1时只有一个码道，当取16时有最多16个码道，所以n的取值为0＜n≤16。

在TD-SCDMA无线通信系统中，当基站需要向用户设备发送信息时，基站通常通过多个码道在相同时隙向用户设备发送信息。用户设备在每一个码道上接收到来自基站的信息后，将其中的16QAM数据硬判决为QPSK数据。换言之，对每个复数形式的16QAM数据a+bj进行硬判决，从而得到相应的QPSK数据sign(a)+sign(b)j。然后，将每个16QAM数据和与其对应的QPSK数据的共轭相乘，以获取与每个16QAM数据相对应的无调制相位的数据d。即，

d＝(a+bj)×(sign(a)-sign(b)j)                  式(1)

例如，对16QAM数据进行硬判决的处理可以由判决执行模块402完成，将16QAM数据和其对应的QPSK数据的共轭相乘的处理可以由乘法执行模块404完成。

图6示出了16QAM调制模式和QPSK调制模式的信号星座图。具体地，将16QAM数据硬判决为QPSK数据的过程，即将处于某象限中的16QAM数据(由“×”表示)硬判决为该象限中的QPSK数据(由“○”表示)的过程。因为对于16QAM调制来说，在一个象限内的数据等距地分布在QPSK星座点的四周，所以每个象限内16QAM调制信号的均值正好落在QPSK星座点上，所以从平均意义上可以将16QAM信号硬判成QPSK进行后续处理。

在步骤S504，利用与16QAM数据相对应的无调制相位的数据，获取在n个码道中的每一个码道上接收的第一和第二数据块之间的差分。该步骤可以例如由上述参考图4描述的差分获取模块406完成。

图7示出了在每一个码道上接收的第一和第二数据块之间的差分计算方法的示意图。如图7所示，将与第一数据块中的第1个16QAM数据对应的无调制相位的数据的共轭和与第二数据块中的第1个16QAM数据对应的无调制相位的数据相乘，得到第1乘积；将与第一数据块中的第2个16QAM数据对应的无调制相位的数据的共轭和与第二数据块中的第2个16QAM对应的无调制相位的数据相乘，得到第2乘积；以此类推，直到将与第一数据块中的第22个16QAM数据对应的无调制相位的数据的共轭和与第二数据块中的第22个16QAM数据对应的无调制相位的数据相乘，得到第22乘积为止。图7所示的处理可以由例如差分获取模块406中的第二乘法单元4062完成。

接着，将第1乘积、第2乘积、…、第22乘积相加，从而如下得到在每一个码道上接收的第一和第二数据块之间的差分

$R\left(i\right)=\underset{k=1}{\overset{22}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Data}2\left(k\right)\×\mathrm{Data}1{\left(k\right)}^{*}$ 式(2)

其中，Data1(k)表示与第一数据块中的第k个16QAM数据对应的无调制相位的数据，Data2(k)表示与第二数据块中的第k个16QAM数据对应的无调制相位的数据，R(i)表示用户设备在第i个码道上接收的第一和第二数据块之间的差分。该累加乘积的处理可以例如由差分获取模块406中的差分获取单元4064完成。

步骤S506，通过下式(3)，利用在n个码道中的每一个码道上接收的第一和第二数据块之间的差分估计数据发送方和数据接收方之间的频偏：

$\mathrm{freqOffEsti}=\frac{\mathrm{angle}\left(\mathrm{\ΣR}\left(i\right)\right)/(9+22)}{2\mathrm{\π}\×16/1.28e6}$ 式(3)

其中，freqOffEsti表示数据发送方和数据接收方之间的频偏，∑R(i)表示在n个码道上接收的所有的第一和第二数据块之间的差分的和，angle()表示计算括号内复数的弧度，取值范围为(-π，π]。计算得到的频偏即可用于随后进行的诸如频率调整或频率跟踪等的处理中。该步骤可以例如由图4中所示的频偏估计模块408完成。

由于本发明是基于正交幅度调制数据进行频偏估计的，特别是在处理时通过将正交幅度调制信号硬判为QPSK信号来消除调制相位，而不是进行16个星座点的硬判，故而复杂度低且性能良好。

图8示出了根据本发明一个实施例的频偏估计方法与背景技术中所述的利用训练码序列的频偏估计方法的性能比较的示意图。其中，横坐标为信噪比，纵坐标为归一化均方估计误差。如图8所示，在100Hz频偏的情况下，本发明提出的方法比利用训练码序列估计频偏的方法在性能上有显著提高。

需要注意的是，上述过程和配置仅是本发明在TD-SCDMA无线通信系统中的一个应用示例。本领域技术人员应该明白，根据本发明实施例的频偏估计方法和装置还可以应用于其它任何需要进行频偏估计的场景中。

图4所示的各模块和/或各单元可以依照特定的顺序对单个数据进行串行处理，也可以对多个数据进行并行处理。例如，判决执行模块可以并行对基本上在同一时间从多个码道接收到的每个16QAM数据进行硬判决，将所接收的16QAM数据和与其对应的硬判决结果并行传送给乘法执行模块；也可以根据特定的规则顺序对基本上在同一时间从多个码道接收到的每个16QAM数据进行硬判决，并按照执行硬判决的顺序将所接收的16QAM数据和其对应的硬判决结果传送给乘法执行模块。乘法执行模块可以按照数据接收的顺序，依次将所接收的16QAM数据和其对应的硬判决结果的共轭相乘，也可以先将所接收的数据缓存，在特定时间执行上述乘法处理。同理，差分获取模块中的数据相乘单元和差分获取单元可以按照数据接收的顺序，依次执行相应的数据处理，也可以并行对多个数据进行处理。

另外，图4所示的各模块和/或各单元可以使用预编程的硬件或者固件元件(例如，专用集成电路(ASIC))实现，也可以使用包括可电擦除并可编程的只读存储器(EEPROM)的数据处理装置或者其它有关组件实现。图4所示的乘法执行模块和数据相乘单元可以由同一个预编程的硬件、固件元件、或者具有乘法器功能的软件模块实现，也可以分别由不同的预编程的硬件、固件元件、或者具有乘法器功能的软件模块实现。

本领域技术人员将理解，还存在可用于实现本发明实施例的更多可选实施方式和改进方式，并且上述实施方式和示例仅是一个或多个实施例的说明。因此，本发明的范围仅由所附权利要求书限制。

Claims (9)

1.一种频偏估计方法，包括：

对在多个码道中的每一个码道上接收的第一和第二数据块中的正交幅度调制数据进行硬判决，获取与所述正交幅度调制数据相对应的正交相移键控调制数据；

通过将所述正交相移键控调制数据的共轭和所述正交幅度调制数据相乘，获取与所述正交幅度调制数据相对应的无调制相位的数据；

利用所述无调制相位的数据，获取所述第一和第二数据块之间的差分；以及

利用所述差分，估计数据发送方和数据接收方之间的频偏。

2.根据权利要求1所述的频偏估计方法，其特征在于，获取所述第一和第二数据块之间的差分包括：

通过将与所述第一数据块中的一个位置的正交幅度调制数据相对应的无调制相位的数据的共轭和与所述第二数据块中的相同位置的正交幅度调制数据相对应的无调制相位的数据相乘，获取所述第一和第二数据块中的所述位置的数据的乘积；以及

通过将所述第一和第二数据块中的所有位置的数据的乘积相加，获取所述差分。

3.根据权利要求1或2所述的频偏估计方法，其特征在于，所述频偏估计方法用在时分同步码分多址系统中。

4.根据权利要求3所述的频偏估计方法，其特征在于，所述正交幅度调制数据是16符号正交幅度调制数据，通过下式对所述数据发送方和所述数据接收方之间的频偏进行估计：

$\mathrm{freqOffEsti}=\frac{\mathrm{angle}\left(\mathrm{\ΣR}\left(i\right)\right)/(9+22)}{2\mathrm{\π}*16/1.28e6},$

其中，freqOffEsti表示所述数据发送方和所述数据接收方之间的频偏，∑R(i)表示在所述多个码道上接收的所有的所述第一和第二数据块之间的差分的和，angle()表示计算括号内复数的弧度，取值范围为(-π，π]。

5.一种频偏估计装置，包括：

判决执行模块，被配置为对在多个码道中的每一个码道上接收的第一和第二数据块中的正交幅度调制数据进行硬判决，获取与所述正交幅度调制数据相对应的正交相移键控调制数据；

乘法执行模块，被配置为通过将所述正交相移键控调制数据的共轭和所述正交幅度调制数据相乘，获取与所述正交幅度调制数据相对应的无调制相位的数据；

差分获取模块，被配置为利用所述无调制相位的数据，获取所述第一和第二数据块之间的差分；以及

频偏估计模块，被配置为利用所述差分，估计数据发送方和数据接收方之间的频偏。

6.根据权利要求5所述的频偏估计装置，其特征在于，所述差分获取模块包括：

数据相乘单元，被配置为通过将与所述第一数据块中的一个位置的正交幅度调制数据相对应的无调制相位的数据的共轭和与所述第二数据块中的相同位置的正交幅度调制数据相对应的无调制相位的数据相乘，获取所述第一和第二数据块中的所述位置的数据的乘积；以及

差分获取单元，被配置为通过将所述第一和第二数据块中的所有位置的数据的乘积相加，获取所述差分。

7.根据权利要求5或6所述的频偏估计装置，其特征在于，所述频偏估计装置用在时分同步码分多址系统中。

8.根据权利要求7所述的频偏估计装置，其特征在于，所述正交幅度调制数据是16符号正交幅度调制数据，所述频偏估计模块通过下式对所述数据发送方和所述数据接收方之间的频偏进行估计：

$\mathrm{freqOffEsti}=\frac{\mathrm{angle}\left(\mathrm{\ΣR}\left(i\right)\right)/(9+22)}{2\mathrm{\π}*16/1.28e6},$

其中，freqOffEsti表示所述数据发送方和所述数据接收方之间的频偏，∑R(i)表示在所述多个码道上接收的所有的所述第一和第二数据块之间的差分的和，angle()表示计算括号内复数的弧度，取值范围为(-π，π]。

9.一种通信设备，其特征在于，包括权利要求5至8中任一项所述的频偏估计装置。

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