CN1098569C - 双模式调频/码分多址发射机和接收机 - Google Patents

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Abstract

这里揭示了一种用于在调频(FM)模式和多址模式下进行操作期间传播信息信号的双模式数字通信系统。此数字通信系统包括双模式发射机(14)，用于在FM模式操作期间使用FM通信信号发射信息信号，并在多址模式操作期间使用多址通信信号发射信息信号。通信系统还包括双模式接收机(16)，用于在FM模式操作期间接收FM通信信号，并在多址模式操作期间接收多址通信信号。在双模式接收机(16)内装有数字解调器，用于在FM模式下的操作期间恢复来自接收到的FM信号的信息信号，并在多址模式操作期间恢复来自接收到的多址信号的信息信号。

Description

双模式调频/码分多址发射机和接收机
技术领域
本发明涉及调频(FM)通信系统，尤其是，本发明涉及一种选择性地在FM或码分多址(CDMA)模式下进行操作的新颖的双模式通信系统。
肯景技术
一般使用模拟信号处理技术对接收到的FM通信信号进行解调。基而，近来对方法进行了改进，这些方法使得可使用数字信号处理技术对模拟通信信号进行处理。这些技术包括对输入信号进行相位采栚和鉴别以恢复报文信息的方法。常常通过使用例如正交检测处理来恢复报文信息。
众所周知适用于以数字方式实现的一个FM解调技术是“直接转换”。使用些技术。直接转换或“零IF”接收机把输入的RF信号直接下混合到基带。直接转换的优点是可在基带进行信道选择性滤波，此滤波便于用集成电路技术来实现。
直接转换解调的一个缺点是不想要的DC偏移(offset)电压可能在混频器的输出处与所需的基带信号一起出现，该电压也可能包含DC频谱分量。从混频器级的DC偏移，以及下混合到DC的RF本地振荡器的漏电中，可能产生不想要的DC偏移电压。此不想要的CD偏移对FM解调处理的影响例如可作为加到理想解调信号的非线性来建立模型。获得的失真即“偏移误差”的大小是相对于FM信号包络线的DC偏移大小的函数。对于典型的音频设备，可接受的堡真度需要偏移误差小于几个百分比。因此，需要一种能把从不想要的DC偏移中提取所需基带信号的数字FM接收机。
直接转换数字接收机也试图表现出窄的动态范围。为了适应接收到的FM信号的动态范围，需要提供附加的自动增益控制(AGC)电路。通常在数字接收机中，自动增益控制处理涉及对输入信号功率的检测、模拟-数字转换和基带测量。测得的值与所需的基准值相比较，并产生误差值。误差值经过回路滤波器的滤波，经滤波的数字输出用于控制放大器的增益，从而调节信号强度与所需的信号功率一致。为了以最佳的信噪比实现数字解调，使用自动增益控制保护基带波形的大小接近于基带模拟-数字转换器的整个动态范围。然而，这一般需要提供覆盖接收到的信号功率整个动态范围的自动增益控制放大器。
在某些操作环境中，数字接收机可接收信号功率进行快速和广泛变化的信号。例如。在码分多址(CDMA)移动蜂窝式电话中所使用的数字接收机中，为了对接收到的信号进行适当的处理，需要限制接收到信号的功率，同样，在CDMA和常规FM兼容的数字接收机，即双模式CDMA/FM接收机中，需要对宽频带CDMA信号和窄频带FM信号提供功率限制，由于与接收到的FM和CDMA信号功率相关的不同的动态范围使此限制处理变得复杂，即，接收到的FM信号的大小可在与蜂窝式系统中110dB同样大的动态范围内变化，而CDMA系统中所已有的功率控制技术导致限制更多的动态范围，即大约80dB。
对双模式CDMA/FM接收机的每个模式提供分离的AGC电路增加了硬件的复杂性及其价格。相应地，想要提供能在窄频带、动态范围宽的FM信号，以及在宽频带、动态范围限制较多的CDMA信号上进行工作的AGC电路。
在数字FM接收机中，以使用一些技术来实现数字FM解调。通常使用的技术包括使用过零计数器的IF解调或使用正交检测的基带解调。
在一转让给Motorola公司的名为“FM解调器”的第4,675,882号美国专利中描述了一种进行正交FM解调的专用数字方法，’882号专利描述了一种设计成处理采样的输入矢量的设备，这些矢量包括基本上以零频率为中心的正交FM信号。正交输入矢量被定标到位于预定的大小范围内。此外，根据相位累加器产生的粗略相位值把输入矢量旋转到预定象限。在预定象限内，根据旋转矢量确定精确相位值，把精确相位值和粗略相位值相加并输出作为合成相位值。为了产生解调报文采样序列，然后把相继的合成相位采样值相减。
’882专利的解调设备的各种特性强烈支持在数字信号处理器内实现此装置，而不是使用专用的数字硬件。例如，’882的设备依靠数字倒易器在把一同相基带信号分量与反相基带分量相乘前产生同相基带信号分量的倒数。在较佳方法中，倒易器使用在数字信号处理器上最容易实现的Chebyshev多项式近似法来接近函数f(x)＝1/x。不幸的是，与用于各种便携式通信收发机诸如个人通信装置的专用数字硬件相比，数字信号处理器的缺点是功耗相当高。
此外，相信’882专利中的解调设备易于从本地振荡器漏电以及不想要的ED馈送中的各种其它源产生的DC偏移误差。即’882的设备把输入波形内的DC信号能量直接映射到零频率基带，在此基带处也存在所需的正交基带信号分量。相应地，在存在明显的外来DC信号能量时，获得的相位角估计可能恶化。
为了实现适当的抑制带外信号，常使用中频(IF)滤波器进行信号滤波。虽然利用陶瓷IF滤波器可实现所需的信号抑制能力，但这些滤波器会相当大且很贵。一般较小和便宜的IF滤波器不能实现具有所需的信号抑制特性，因此一般在FM蜂窝式电话接收机中不使用这些滤波器。
众所周知，近来对集成电路(IC)技术的改进使得可实现非常小且便宜的有源基带滤波器器。接着想要使用有源IC基带滤波器进行明显的频带外信号抑制，从而可使用小型且便宜的IF滤波器来提供任意附加的所需信号抑制。也知道有源滤波器的抑制能力是滤波器增益的函数，但增益越高，则有源基带IC滤波器就表现出对不想要的DC偏置偏移更敏感。此增加的灵敏度可能对偏移源增加的放大率有贡献。即，这些伪DC信号分量被有源基带ID滤波器放大，并将起FM解调器中的噪声源的作用。
相应地，作用有源基带IC滤波器导致需要提供用于抑制不想要的DC偏移的某种机构。不幸的是，常规数字接收机的IF处理链一般包括本地振荡器(L.O.)，此振荡器具有一选中的频率，从而RF载波频率被下变频到DC，因此在DC偏移抑制处理期间导致载波频率处幅度和相位信息的破坏。这对诸如使用正交相移键控(QPSK)技术所发射的抑制载波信号数字解调来说不是一个问题。然而，在FM蜂窝式电话系统中，明显的幅度和相位信息堂堂位于载波频率处，如果此信息被破坏。则性能将受到不利影响。
在标准FM蜂窝式电话系统中，为了在加到FM调制器前抑制频率低于300Hz的信号能量，话音信息一般经过高通滤波器。虽然在FM波形中小于300Hz的频率偏移处可能存在在某话音信息，但此互调的产物是不固定的。相应地，抑制低频互调的产物通常不会导致话音信息的损耗。
因此，本发明的另一个目的是提供一种安装在双模式接收机中的AGC设备，它能实现基带滤波而不损失载波频率信息。
发明内容
本发明是一种新颖的双模式数字通信系统，用于在调频(FM)模式和码分多址(CDMA)模式下进行操作期间传播信息信号。数字通信系统包括双模式发射机，用于在FM模式操作期间使用FM通信信号发射信息信号，并在CDMA模式操作期间使用扩展频谱QPSK信号发射信息信号。
通信系统还包括双模式接收机，用于在FM模式操作期间接收FM通信信号，并在CDMA模式操作期间接收扩展频谱QPSK信号，双模式接收机还包括数字解调器，用于在FM模式下的操作期间恢复来自接收到的FM信号的信息信号，并在CDMA模式操作期间恢复来自接收到的QPSK信号的信息信号。
就双模式接收机而言，为了转换把接收到的数字化基带FM通信信号(以偏移零频率的预定基带频率为中心)转换成恢复的信息信号，可在数字解调器中包括FM解调器。进行此转换，从而接收到的基带信号中的每个数字样本包括相位正交的第一和第二样本分量。在一个较佳实施例中，FM解调器初始计算输入信号中第个数字样本的第一和第二样本分量的比值。通过确定每个数字样本比的反正切来计算相位解调信号。通过使用数字差分器对解调相位序列进行滤波来计算等于解调信息信号的频率解调信号。
附图概述
图1提供表示依据本发明的双模式数字通信系统的示意图。
图2示出表示包含在本发明通信系统的双模式发射机内的音频内插滤波器的方框图。
图3A-3D示意地表示在FM模式下由包含在双模式发射机中的宽频带波形发生器产生的一组采样的正弦曲线形宽频带波形。
图3E以表格形式示出图3A-3D中示意地表示的信息。
图4提供表示宽频带数据波形发生器一个较佳实施例的方框图。
图5示出包含在双模式发射机内的组合器&增益调节网络的方框图。
图6示出CDMA/FM多路复用器的方框图，该多路复用器用于选择性地把CDMA和数字FM调制信号提供给RF发射机。
图7示出包含在本发明双模式接收机中的I/QFM解调器的一个较佳实施例的方框图。
图8示出表示1信道DC偏移取消系统的方框图。
图9A提供包含在I信道DC偏移回路滤波器网络中的量化回路滤波器一个较佳实施例的方框图。
图9B是列出一组时间常数的表，在这些时间常数处，在跟踪和获取模式中进行操作时，设定DC偏移校正回路。
图10提供表示包含在I/Q FM解调器中的I/Q相位发生器的方框图。
图11是包含在I/Q FM解调器中的相位频率发生器一个较佳实施例的方框图。
图12A表示用于控制IF信号放大率的数字AGC回路的结构。
图12B是表示数字AGC回路中RSSI网络的一个较佳实施例的方框图。
图13A表示数字AGC网络的一个较佳实施例，该网络包括积分器和减法器。
图13B是相应于选中的AGC回路增益参数各种组合的AGC回路时间常数表。
图14A示意地表示包含在本发明双模式接收机中的频率跟踪回路一个较佳实施例的结构。
图14B是与选中的回路增益常数相关的频率跟踪回路的时间常数表。
图15提供包含在本发明双模式接收机中的音频抽取滤波器一个较佳实施例的方框图。
图16示意地表示宽频带数据恢复网络一个较佳实施例结构。
图17是包含在宽频带数据恢复网络中的内插滤波器的方框图。
图18A示出定时恢复和Manchester译码网络的方框图。
图18B示出与Manchester译码网络内相位锁定回路相关的时间常数和回路带宽。
图19A提供以局部示意图表示的包含在宽频带数据恢复网络中NRZ解码器。
图19B提供总结包含在NRZ解码器中的NRZ逻辑电路操作的表。
本发明较佳实施方式
图1提供了依据本发明的双模式数字通信系统的示意图。双模式通信系统包括双模式发射机14，用于把数字信息信号发射到双模式数字接收机16。在数字FM模式下，根据数字化音频和宽频带数据信号对RF载波进行FM凋制，在双模式发射机内产生发射的数字信息信号，在操作的多址模式期间，发射的信息信号包括诸如码分多址(CDMA)信息信号。由控制处理器(未示出)提供给发射机14的FM/CDMA模式选择信号可选择操作的数字FM或CDMA模式。
I.双模式发射机概述
参考图1，构成的发射机14的数字FM处理链接收来自数字信号处理器(DSP)20的采样音频信息信号18，并接收来自控制处理器(未示出)的串行二进制报文数据流21。在示例的实施例中，采样(例如12位)的音频信息信号18以20千样本/秒(ksps)的速率提供给发射机14的音频内插滤波器42。如下所述，内插滤波器42把20ksps的采样音频数据转换成120ksps的采样音频数据流44，这里每个音频样本44由10位构成。然后，在组合器&增僧调节网络48中，采样的音频数据44与宽频带数据波形发生器54提供的采样宽频画数据波形50相组合。
由组合器&增益调节网络48产生的合成数字FM调制信号58被提供给CDMA/FM发射接口内的模式选择开关60。在数字FM模式操作期间，CDMA/FM模式选择开关60把数字FM凋制信号提供给数字-模拟转换器(DAC)62。在RF发射机64内，获得的模拟FM调制信号直接调制中频载波的频率。以下参考图2-4提供依据本发明产生数字FM调制信号的较佳方式的进一步细节。
在从数字FM模式中的操作切换到CDMA模式中的操作后，CDMA输入线66所携带的CDMA数据信号被提供给RF发射机64以替代数字FM模式调制信号。在CDMA模式操作期间，发射机64产生同相(I)和正交相(Q)伪随机噪声序列PNI和PNQ，它们一般相应于在CDMA模式操作期间信息所发射到的特殊区域(即，小区(cell))。在发射机64内，CDMA数据信号与PNI和PNQ序列进行‘异或’操作，从而在发射前扩展CDMA数据信号。获得的I信道代码扩展序列和Q信道代码扩展序列用于双相位调节一对正交的正弦曲线。经调制的正弦曲线经过相加、带通滤波、偏移到RF频率，并在通信信道上由天线70发射到双模式接收机16以前再次经过滤波和放大。例如，在1992年4月7日提交的名为“用于在CDMA蜂窝式电话系统中产生信号波形的系统和方法”的第5,103,459号美国专利中描述了一示例的CDMA发射机和波形发生器，该专利已转让给本发明的受让人，并在这里引作参考。
II.双模式接收机概述
再参考图1，双模式接收机16包括用于接收双模式发射机14所发射的I和Q信道信息信号的接收天线80。在CDMA和数字FM模式操作期间，天线80接收到的I和Q信道信息信号被直接转换模拟接收机84处理。在模拟接收机84内，I和Q信道信息信号与本地振荡器信号相混合，以产生同相(I)和正交相(Q)基带信号。在数字FM模式操作期间，选择把本地振荡器频率偏离RF载波频率预定的富裕量。于是，接收到的I和Q信息信号被转换成从零频率(即，从“零-IF”)偏移预定富裕量的I和Q数字FM基事信号。
如上所述，在常规的直接转换FM接收机内，包含在输入波形内的任何不想要的DC信号能量被直接映射到零频率基带，以该基带为中心，其周围有所需的正交基带信号分量。结果，因存在明显外来的DC信号能量，可能使相位角的随后的估计恶化。依据本发明，在模拟接收机84内适当引入的频率偏移使得在处理基带I和Q信号期间可除去此不想要的DC信号能量。
在CDMA模式操作期间，I和Q信道基带CDMA信号分量看上去由接收机输出线88和90提供给CDMA/FM接收机接口的模拟-数字转换器(ADC)92。然后，基带CDMA信号分量从ACD92传送到CDMA处理网络94。在CDMA处理网络94内，诸如以以上引用的5,103,459号美国专利中所述的方式对基带CDMA信号分量进行解调、解交插和解码。
在数字FM模式操作期间，基带I和Q信号在接收机输出线88和90上提供给ACD92。在ADC92内，以40千样本/秒(ksps)示例速率把基带I和Q信号数字化，以形成8位的同相(I)和8位的正交相(Q)样本。8位的I和Q样本以示例40ksps速率输出到I/Q FM解调器96。在数字FM解调器96内，I和Q基带信号被解调成为相位信号，然后再转换成经解调的频率信号。如以下详细所述，数字FM解调器96也包括用于在接收机84内除去RF处理期间引入的DC偏移的DC偏移跟踪回路、自动增益控制(AGC)回路和频率跟踪回路。
再参考图1，在数字FM模式操作期间，以示例40ksps的数据速率把经解调的频率信号提供给音频抽取滤波器102和宽频带数据恢复网络104。在经过抽取滤波器102的处理后，下采样的音频信号通过用于恢复接收到的音频信息声码器(未示出)。同时，宽频带数据恢复网络104用于从解调的频率信号中提取接收到的宽频带数据和定时信息。然后，宽频带数据报文解码器108利用此提取的宽频带信号信息，来识别宽频带数据字的帧、校正位误差，并把识别的数据字和报文传送到用于进一步评估的控制处理器。
III.双模式发射机的详细描述
A. 音频内插滤波器
现在转到图2，示出表示音频内插滤波器42的方框图。如图2所示，来自数字信号处理器20的音频数据中的每一个12位的样本以20ksps的速率在线18上被提供给音频内插滤波器42内的零阶数保持寄存器140。然后内插开关144以等于输入数据速率预定倍数的速率对零阶数保持寄存器140的输出采样。在较佳实施例中，开关144在120kHz处触发；即为音频数据输入速率的六倍。8抽头SINC滤波器148和4抽头SINC滤波器152依次对获得的120ksps的采样音频数据进行处理。8抽头和4抽头SINC滤波器148和152的特征分别在于以下的z域传递函数T8和T4：
T8＝(1+z-1+…+z-7)/8，以及
T4＝(1+z-1+…+z-3)/4。
可看到4抽头SINC滤波器152提供了120ksps的采样音频数据流44，其中每个音频样本44由10位构成。
B. 宽频带数据波形发生器
在较佳实施例中，宽频带数据波形发生器54用于从二进制报文接台成频移键控(FSK)调制波形。当报文数据21由一系列非归零(NRZ)的二进制数据构成时，波形发生器54既对NRZ数据序列进行Manchester编码，又合成FSK调制波形。每个NRZ逻辑一被Manchester编码成为一个零一序列，每个NRZ逻辑零被Manchester编码成为一个一-零序列。为了限制获得的FSK调制波形的频谱带宽，把Manchester序列的理想化转移曲线合成为正弦曲线形转移曲线。宽频带数据波形发生器的优点在于对载波进行频率调制前不需要对宽频带数据调制信号进行低通滤滤。
图3A-3D示意地表示波形发生器54响应于NRZ数据位的各种对而产生的一组采样的宽频带转移波形。沿图3A-3D的水平轴，每一对内的第一NRZ位由标记X(n-1)表示，第二位由标X(n)表示。在图3A-3D的表示中，为了产生相应于每个Manchester数据位的正弦曲线形表示，响应于NRZ数据中的每一位产生十二个样本。图3A-3D中的每个图示出相应于NRZ位X(n-1)的Manchester波形后六位样本和NRZ位X(n)的Manchester波形前六位的十二个采样点。合成的波形值由预定的固定常数±s0、s1、s3和s3确定。在图3E中以表格形式示出图3A-3D中所示的信息。
现在转到图4，示出宽频带数据波形发生器54的一个较佳实施例的方框图。在图4的实施例中，以10千位/秒(kbps)的示例速率提供输入NRZ二进制数据，以样本分辨率为10位的120千样本/秒(ksps)的速率产生采样的Manchester表示。波形发生器54包括用于存储连续的NRZ二进制数据对X(n-1)和X(n)的NRZ数据寄存器160。输入多路复用路164根据存储在寄存器160内(n-1)和X(n)的值产生包括值s0、s1、s2和/或s3序列。例如，图3E指出对于X(n-1)＝0以及X(n)＝1，多路复用器164将产生继之以序列s3、s3、s3、s2、s1、s0的序列sO、s1、s2、s3、s3、s3。然后，这些序列以及由倒相器168产生的这些序列的负数将提供给输出多路复用器172。对于X(n-1)＝0以及X(n)＝1的示例情况，输出多路复用器172响应于后半部分X(n-1)＝0产生序列-s0、-s1、-s2、-s3、-s3、-s3，并响应于X(n)＝1前半部分产生序列-s3、-s3、-s3、-s2、-s1、-s0。在一般情况下，为了产生与当前存储在寄存器160内的NRZ值对X(n)和X(n-1)相关的采样波形，输出多路复用器172在输入多路复用器164产生的序列和倒相器168产生的互补序列之间进行选择。
C. 组合器和增益调节网络
图5示出组合器＆增益调节网络48的方框图。网络48包括用于把采样的音频数据44与采样的宽频带数据波形60(图4)相组合的数字加法器178。然后，在倍乘器180中，由6位的增益调节常数GADJ对获得的10位采样FM调制信号进行定标。选择常数GADJ来补偿与RF发射机64中压控振荡器(未示出)表现出来的所需电压-频率响应的任何偏差。然后把来自倍乘器180的增益调节数字FM调制信号58提供给CDMA/FM多路复用器60。
D. CDMA/FM接口数字-模拟转换器
现在参考图6，示出CDMA/FM多路复用器60的方框图。如图6所示，数据多路复用器190接收CDMA数据66和数字FM调制信号58。适当的数据流被多路复用到数字-模拟转换器(DAC)192，该转换器用于在数据流输出到RF发射机64(图1)前把它转换成模拟信号。由加到数据多路复用器190的FM/CDMA模式选择信号控制对用于输出的数字输入流的选择。同样，为了使数据转换处理与输入(即，FM或CDMA)数据序列的定时同步，可对DAC192提供CDMA时钟信号或数字FM时钟信号。
IV.双模式接收机的详细描述
A. 基带数字FM解调器
1. 结构概述
再参考图1，在FM模式操作期间，8位的同相(I)和8位的正交相(Q)样本以40ksps的速率从CDMA/FM接收接口ADC92输出到I/Q FM解调器96。图7中示出I/QFM解调器96的较佳实施例的方框图。I和Q样本分别代表等价于所接收FM信号的基带的复合矢量表象的实部和虚部。在示例的实施例中，基带等价信号变换成与零频率(即，0Hz)偏离预定富裕量的基带频率。如上所述，模拟接收机84旨在把与RF中心频率偏离预定频率富裕量例如150Hz的那些接收到的信号映射到零频率。此DC偏移富裕量允许在未调制的FM信号即连续波(CW)信号和模拟处理期间引入的DC偏移误差之间进行差分。依据本发明的一个方面，DC偏移误差保持在零频率处，而频率变换的CW信号被映射到等价于预定频率富裕量(例如，150Hz)的非零基带频率。如下参考图8所述，I信道和Q信道DC偏移校正回路网络210和212和旨在由I/Q解调器96进行进一步处理前从接收到的信号路径中除去此DC偏移。DC偏移校正回路210和212有利于除去DC偏移误差，而不破坏CW信号信息。
FM解调器96还包括用于产生接收到的FM信号矢量相位角估计值的I/Q相位发生器214。I/Q相位发生器214执行的函数可表示为：
P(n)＝arctan{I(n)/Q(n)}，
这里P(n)代表与I(n)和Q(n)所限定的FM信号矢量的样本相关的相位角。产生相位角P(n)估计值的示例四象限反正切计算如下所述：
(i)计算B＝min(|I|，|Q|)/max(|I|/|Q|)，
(ii)在0到π/4的范围内确定估计的相位值Pe(n)，这里
Pe(n)＝TAN-1(B)，以及
(iii)根据|I|和|Q|的相对大小以及I和Q的符号，把相位估计值Pc(n)重新映射到-π到π的范围内。以上等同于进行四象限反正切计算的技术，可理解本领域内的熟练技术人员可使用此算法的变化形式。
然后，来自I/Q相位发生器214的一系列相位估计值被相位-频率发生器218转换成频率信号。在示例的实施例中，相位-频率发生器218的输入由8位的归一化相位信号P(n)构成，这里0＜P(n)＜2。相位-频率发生器218所执行的差分函数在数学上如下所示：
F(n)＝P(n)-P(n-1)，
这里F(n)是从归一化相位样本P(n)和P(n-1)得出的频率样本。在较佳实施例中，频率样本F(n)被归一化成为一系列样本FN(n)，从而-1＜FN(n)＜1。以下将参考图10和11详细描述I/Q相位发生器214和相位-频率发生器218。
再参考图7，RSSI查阅网络220根据参数max(|I|，|Q|)和min(|I|，|Q|)/max(|I|，|Q|)计算接收到的信号强度的估计值，这两个参数都是由I/Q相位发生器214提供的。然后在数字自动增益控制(AGC)网络222中使用获得的RSSI信号，以产生数字AGC控制信号，接着该信号被D/A转换器224转换成模拟AGC信号。
如图7所示，频率跟踪回路滤波器250接收相位-频率发生器218产生的频率样本FN(n)。频率跟踪回路滤波器205产生一数字信号，该信号被D/A转换器251转换成模拟频率跟踪信号(F跟踪)。在模拟接收机84内使用信号F跟踪，以在对接收到的RF信号进行下变频时对本地振荡器的信号进行频率调节。如上所述，为了有利于除去不想要的DC偏移误差，接收到的I信道和Q信道FM信号能量在模拟接收机84中被变频为与0Hz不同的基带频率。相应地，为了补偿模拟接收机84内引入的基带偏移，把预定的恒定的恒定频率偏置(FBIAS)提供给频率跟踪回路滤波器205，并把它从处理过的频率样本FN(n)中减去。
2. FM解调器的操作描述
现在转到图8，示出表示I信道DC偏移回路滤波器网络210的方框图，可理解Q信道DC偏移回路滤波器网络212与其相同。如图8所示，把回路滤波器网络210产生的I信道偏移校正信号260提供给基带I信道路径内的减法电路262。设计回路滤波器网络210，从而I信道校正信号260近似于I信道路径中存在的任何不想要的DC偏移。于是，使减法电路262产生的补偿信号基本上消除了DC偏移误差。
在操作中，在量化回路滤波器270中对来自接收机84内A/D转换器266的数字化I信道信号进行量化和滤波。然后由D/A转换器272把获得的的数字I信道校正信号转换成模拟I信道校正信号260；并提供给减法电路262。
现在参考图9；提供了量化回路滤波器270一个较佳实施例的局部示意图。滤波器270包括MSB提取寄存器276，用于把A/D转换器8位输出中的最高有效位(MSB)即符号位提供给移位寄存器278。通过调节移位280的数目可控制I信道DC偏移校正回路滤波器网络210的时间常数，由接收机控制处理器把该移位与二的互补的偏置信号282一起提供给移位寄存器278。移位寄存器278的11位输出被提供给累加器286，累加器用于把21位符号扩展的累加输出提供9位的MSB提取电路290。提取电路290把21位累加数字偏移校正信号的九个MSB传输到D/A转换器272(图8)，该转换器产生模拟I信道校正信号260。
尤其是，图9B的表表示在移位寄存器278内所进行的移位设定DC偏移校正回路时间常数的方式。如图9B所示，DC偏移校正回路能在跟踪(TRACKING)和获取(ACQUISITION)模式中进行操作。ACQUISITION模式中操作在于回路时间常数较短，这使得可对偏移校正进行快速的初始收敛。ACQUISITION模式中所使用的相当短的回路时间常数使回路带宽相对于TRACKING摸式带宽有所增加，从而与TRACKING模式相比，在ACQUISITION模式期间允许存在较大的偏移误差。结果，为了把稳定状态的偏移误差减到最小，在TRACKING模式期间使用较长的回路时间常数，因此较窄的回路带宽。此双模式操作使得可以最短的延迟获得初始收敛，同时还可优化稳定状态的性能。
现在转到图10，示出表示I/Q相位发生器214的方框图。I/Q相位发生器214包括I信道和Q信道二进制转换电路296和298，用于确定I信道和Q信道基带数据的符号和大小。在较佳实施例中，I信道和Q信道基带数据以偏移的二进制形式存在于I信道和Q信道二进制转换电路296和298中。
对于偏移二进制格式的基带数据，转换电路296和298执行表I中示出的函数。即，如果输入基带数据样本的MSB是逻辑一，则样本的的绝对值(即，|I|或|Q|)等于样本的八个最低有效位(LSB)；否则，通过将八个LSB倒相获得绝对值。转换电路也产生分别表示当前I和Q信道基带数据样本的符号的符号值I±和Q±。
                                       表1
  偏移二进制   符号     二进制绝对值    十进制绝对值
1，1111，1111    +     1111，1111      255.5
1，1111，1110    +     1111，1110      254.5
   ……    +        ……      ……
1，0000,0001    +     0000，0001      1.5
1，0000，0000    +     0000，0000      0.5
0，1111，1111    -     0000，0000     -0.5
0，1111，1110    -     0000，0001     -1.5
    ……    -        ……      ……
0，0000，0001    -     1111，1110     -245.5
0，0000，0000    -     1111，1111     -255.5
现在再参考图10，数字比较器302把|I|和|Q|的值进行比较，并分别在信号线308和310上把min(|I|，|Q|)和max(|I|，|Q|)提供给数字除法器306。比较器302也产生控制信号CI/Q。如果|I|＞|Q|，则控制信号CI/Q设定为一；否则，CI/Q设定为零。
除法器306产生6位的比值(RATIO)信号，这里RATIO信号等于min(|I|，|Q|)/max(|I|，|Q|)。RATIO信号被提供给ARCTAN ROM表，并用作表316中的指数。尤其是，在表316内存储了函数THETA＝arctan(RATIO)。相应于十进制范围0到1，指数RATIO的范围从0到63，相应于十进制范围0到π/4，计得的值THETA的范围从0到31。在示例的实施例中，ARCTANROM表316由表II中示出的一组六十四个5位的相位估计值构成。
                                 表II
   THETA   地址   THETA   地址    地址   地址   THETA
0 0 1 0 2 1 3 2
    4     2     5     3     6     4     7     4
    8     5     9     6     10     6     11     7
    12     7     13     8     14     9     15     9
    16     10     17     10     18     11     19     12
    20     12     21     13     22     13     23     14
    24     14     25     15     26     15     27     16
    28     17     29     17     30     18     31     18
    32     19     33     19     34     20     35     20
    36     21     37     21     38     22     39     22
    40     22     41     23     42     23     43     24
    44     24     45     25     46     25     47     26
    48     26     49     26     50     27     51     27
    52     27     53     28     54     28     55     29
    56     29     57     29     58     30     59     30
    60     30     61     31     62     31     63     31
如表II所示,只有“主值”的相位信息存储在ARCTANROM表316中，即，为了保存存储空间，ARCTANROM表只包括来自极面八分之一(即，从零到π/4)的值。相应地，卦限高节模块320通过把ARCTANROM表316中检索到的每个THETA的值旋转到适当的卦限来产生PHASE值的输出序列P(n)。根据是否I＞0，Q＞0以及|I|＜|Q|；即根据I+/-、Q+/-和CI/Q的值来进行卦限调节处理。表III示出由卦限调节网络320对与每一个I+/-、Q+/-和CI/Q组合相关的THETA的值进行的调节。
                                      表III
    CI/Q     I+/-     Q+/-   相位
    0     0     0 1100，0000-THETA
    0     0     1 0100，0000+THETA
    0     1     0 1100，0000+THETA
    0     1     1 0100，0000-THETA
    1     0     0 1000，0000+THETA
    1     0     1 1000，0000-THETA
    1     1     0 0000，0000-THETA
    1     1     1 0000，0000+THETA
执行以计算表III中列出的PHASE值的逻辑操作等价地如下所示：
PHASE[7]＝～Q+/-
PHASE[6]＝I+/- XOR Q+/-
PHASE[5]＝～CI/Q XOR I+/- XOR Q+/-
PHASE[4...0]＝～CI/Q XOR I+/- XOR Q-/- XOR THETA[4...0]，这里PHASE[i]表示无符号8位相位值的第i位，位0相应于最低有效位。
现在转到图11，示出相位-频率发生器218的较佳实施例的方框图，发生器218用于把I/Q相位发生器214产生的相位值序列P(n)转换成归一化的频率值序列FN(n)。再者，由相位-频率发生器217内的移位寄存器330和数字加法器332执行的差分函数在数学上表示为F(n)＝P(n)-P(n-1)。提供了范围调节模块334，用于把样本序列F(n)归一化成为样本序列FN(n)，从而-1＜FN(n)＜1。在示例的实施例中，此以模2计算此范围调节。例如P(n)＝1.1的模2范围调节导致重新映射到归一化频率的量FN(n)＝-0.9。模算法除去了单位周期中从“相位限制”产生的相位差计算中的任何不定量。然后频率样本经过下述音频抽取滤波器102和宽频带数据恢复网络104的处理。
参考图12A，示出数字AGC回路的方框图，用于控制接收机84内产生的中频(IF)信号的放大率。可看到数字AGC回路包括RSSI网络220、数字AGC网络222和D/A转换器224。在AGC回路操作期间。由RSSI网络220根据I/Q FM解调器96中产生的|I|和|Q|值产生RSSI信号。如图12A所示，AGC网络220内的数字减法器340用于从RSSI表220中输出的RSSI信号中减去基准电平AGC_REF。获得的误差信号在回路滤波器中积分(342)，然后提供给D/A转换器224。
来自D/A转换器224的模拟AGC信号被接收机84内的低通滤波器346进行滤波，然后在调节接收机IF信号路径内AGC放大器350的增益时利用此信号。放大器350能提供动态范围高的线性(dB)增益控制。例如，放大器350可以是转让给本发明受让人的名为“线性增益控制放大器”的第5,099,204号美国专利中所述的设计。
为了在图12A中示出闭合回路AGC系统，示出接收机84内进行的基带处理的总体性表示。尤其是，来自AGC放大器350的电平控制IF信号在混频器354内变换成基带频率。如上所述，选择加到混频器354的LO信号的频率，从而中心IF频率映射到偏离零Hz的基带频率。然后混频器354产生的基带信号I和Q在传输到CDMA/FM接收机接口92前，在基带LPF&A/D网络358内经过滤波和数字化。
转到图12B，提供了RSSI网络220较佳实施例的方框图。RSSI网络220用于形成函数10log10(I2+Q2)。此函数也可如下表示：
RSSI＝20log10[max(|I|，|Q|)]+10log10[1+min(|I|，|Q|)2/max(|I|，|Q|)2]
从I/Q相位发生器214可有效地获得max(|I|，|Q|)/max(|I|，|Q|)的值，因为也需要在相位解调处理期间确定这些中间结果。在第一和第二LOG函数块370和372内进行对20log10[max(|I|，|Q|)]和10log10[1+min(|I|，|Q|)2/max(|I|，|Q|)2]的计算，例如，这也可使用ROM查阅表、编程的逻辑阵列(PLA)或常规的逻辑门来进行。然后，通过在数字加法器374内组合来自LOG函数块370和372的输出来获得RSSI信号。
图13A表示数字AGC网络222的数字减法器340和积分器342的较佳实施例，参考图13A，来自寄存器344的AGC_REF信号以及来自RSSI网络220的RSSI信号提供给减法器340。在示例的实施例中，AGC_REF参数是由接收机控制处理器装入寄存器344的5位常数，参考图13A，把来自控制处理器的5位预定常数信号AGC_Ref以及来处RSSI网络220的7位RSSI信号提供给减法器340。由回路滤波器增益网络34对估计的RSSI信号和所需的信号电平(AGC_Ref)之间所获大小的差值(即，信号电平差)进行定标，由增益值G规定回路滤波器增益，这里G＝0.a1a2×2SHIFT。在示例的实施例中，小数分量(a1a2)包括2位的值，由参数SHIFT规定的算法左移位是3位的值。作为一个例子，对于a1＝1，a2＝2和SHIFT＝3，等价的回路增益是0.11×2-3(二进制)或3/32(十进制)。
在图13A中，进行小数定标处理作为完全相乘，进行移位处理作为算法左移位。把分别作为AGC_Attack和AGC_Decay的两个预定常数回路增益信号提供给AGC网络。AGC_Attack和AGC_Decay中的每一个都由代表增益分量a1和a2的2位段、以及代表参数SHIFT的3位段构成。信号电平误差信号的符号位通过AGC_Attack和AGC_Decay确定其定标，如果此符号位为正(即，逻辑“0”)，则由AGC_Decay规定的增益对误差值进行定标。结果，如果此误差为负，则由AGC_Attack规定的增益对误差值进行定标。对于正的信号电平误差，操作AGC回路以通过减小AGC放大器增益来减小信号电平。在此情况下，由AGC_Decay的值限定回路增益，继而限定相应的回路时间常数。同样，在存在负的信号电平误差时，操作AGC回路，以通过增加AGC放大器增益来增加信号电平。在此情况下，由AGC_Attack的值限定回路增益和时间常数。
依据AGC回路的信号电平跟踪能力和基带信号电平保持在AGC接收机DAC动态范围内的程度之间需要实现的平衡，选择回路时间常数。图13B示出相应于一组示例的回路时间常数的参数值。
再转到图13A，把定标的8位信号电平误差提供给14位的饱和积分器342。此外，由接收机控制处理器把积分器342的6位预定饱和上下饱和极限(AGC_Max；AGC_Min)提供给AGC网络，操作积分器342迫使平均信号误差为零，这等价于把平均估计信号电平(RSSI)和所需的信号电平(AGC_Ref)之间的差减到最小。一般选择饱和极限(AGC_Max；AGC_Min)，使它们相应于AGC放大器控制电压范围的上下限。从积分器342的输出中提取七个最高有效位(MSB)，并提供给DAC224(图12A)，然后操作DAC以调节AGC放大器增增益。
图14A示意地代表包含在双模式接收机中的频率跟踪回路较佳实施例的结构。参考图14A，频率跟踪回路滤波器250包括数字减法器390，给它提供了来自相位-频率发生器218的8位FM解调频率信号。减法器390设计成从8位解调频率信号中减去频率偏置信号(FBIAS)，在一个实施例中，该信号近似等于一个频率LSB(即，156Hz)。获得的差信号被提供给移位寄存器392，并依据频率跟踪回路增益常数FGAIN被移位。图14B的表中收集的是与各种增益常数FGAIN相关的频率跟踪回路的时间常数。
然后移位寄存器392的符号扩展输出送到数字累加器394。在一个示例的实施例中，来自移位寄存器392的输出精确到15位，而累加器394是22位宽。如图14A所示，由累加器394把8MSB输出提供给D/A转换器251，也可理解，在CDMA模式操作期间，替代来自累加器394的输出，可把CDMA频率跟踪信号多路复用到D/A转换器251。
由D/A转换器251产生的频率跟踪信号FTRCK用于调节包含在接收机84的RF部分内的本地振荡器396。接收机84还包括混频器398，用于响应于对本地振荡器396所加的频率变换接收到的RF信号的频率，然后把获得IF信号提供给IF处理部分402，由A/D转换器266对402的输出进行采样并提供给I/Q相位发生器214。于是，图14A的频率跟踪回路便于对接收到的RF载波频率进行闭合回路数字跟踪。此外，以数字实现图14A有助于对参数FGAIN进行编程，从而产生所需的回路响应。
B. 音频抽取滤波器
现在参考图15，提供了音频抽取滤波器102的较佳实施例的方框图，抽取滤波器用于把来自I/Q FM解调器96的解调频率信号转换到较低的数据速率。在示例的实施例中，在滤波器102内，由I/QFM解调器产生的40千样本/秒(ksps)的8位数字被转换到20ksps的12位数据。
图15的滤波器结构依赖于一组级连的SINC滤波器(即，sinc(x)＝sin(x)/x)，以实现硬件实施效率。尤其是，滤波器102包括与2抽头SINC3滤波器416级连的输入3抽头SINC滤波器412，开关418以20ksps的示例速率对来自SINC3滤波器416的输出进行次级采样。滤波器102通常设计成在16到20KHz的频率范围上提供至少40dB的衰减。通过依据以下的z域传递函数实现SINC滤波器来达到此衰减度：
SINC滤波器传递函数
3 抽头SINC(412)(1+z-1+z-2)/4
2 抽头SINC3(416)(1+z-1)(1+z-1)(1+z-1)/8
C. 宽频带波形定时，数据恢复
现在转到图16，示意地代表宽频带数据恢复网络104的示例实施例的结构。宽频带数据恢复网络104用于对双模式接收机16接收到的Manchster编码数据流进行定时恢复和解码操作。网络104包括接收机(RX)滤波器430，它近似于用于Manchester码元(symble)流的匹配滤波器。此外，RX滤波器430频带限制了解调的FM信号，并阻止相位-频率发生器218产生的任何高频噪声。在示例的实施例中，RX滤波器430设计成仿效具有大约13kHz的截止频率的模拟第四级Butterworth低通滤波器的特性。假定由I/Q解调器以示例的40ksps的速率产生解调的FM信号，则可把RX滤波器430实现成为具有z域传递函数(1+z-1)/2抽头SINC滤波器(20ksps时为零)。
再参考图16，提供的内插滤波器432用于增加对RX滤波器430产生的滤波信号的采样速率，从而实现适用于定时恢复和Manchester解码网络433和434所进行的处理的采样分辩率。在图17中更详细地示出内插滤波器432，可看到该滤波器包括用于接收来自RX滤波器430的40ksps样本流的零级保持436。为了给20kbps的Manchester流的定时恢复和检测提供所需的时间分辩率，提供了开关438，用于以320ksps的示例速率对零级保持器436的输出进行重新采样。由具有传递函数(1+z-1+…+z-7)的8抽头SINC滤波器440对获得的重新采样320ksps样本流进行滤波。由8抽头SINC滤波器440响应于RX滤波器430所产生序列x(n)而产生的线性内插序列y(n)如下所示：
y(8n+k)＝x(n)，对于k＝0；以及
y(8n+k)y(8n+k-1)+(x(n)-x(n-1))/8，对于k＝1，…，7
现在转到图18A，提供了定时恢复和Manchester解码网络433和434的方框图。在示例的实施例中，使用其定时由定时恢复网络433产生的零点交叉(zero-crossing)460控制的第一级数字相位锁定回路(DPLL)来实现Manchester解码网络434。如图18A所示，定时恢复网络433包括数据阈值限定电路464，用于以320ksps的内插速率把阈值限定的数据位470提供给零点交叉电路472。阈值限定的数据位470是根据输入样本序列的符号产生的，尤其是，在零点交叉电路472中使与阈值限定的数据位470相继的“1”进行异或操作产生每个零点交叉460。
Manchester解码网络434的DPLL设计成锁定于20ksps的示例Manchester码元速率。解码网络434包括零点交叉采样相位检测器480，用于在产生每个零点交叉460后对相位累加器484的输出进行采样。在较佳实施例中，相位检测器480产生从相位累加器的3个最高有效位(MSB)提取的3位误差信号，为了产生不偏置的4位相位误差估计值，给相位累加器加上1/2最低有效位(LSB)偏移。在回路增益定标寄存器490中，依据来自接收机控制处理器的回路增益移位(LSHIFT)命令对相位检测器480产生的每一个检测到的相位样本进行移位。在定标寄存器490内进行的移位大小确定网络434内DPLL的时间常数，继而确定其带宽。与一组示例的LSHIFT值相关的时间常数和回路带宽在图18B中示出。
如图18B所示，在较佳实施例中，LSHIFT值的范围从5到8，这相应于80Hz到10Hz之间的回路带宽范围。
再参考图18A，用同样的相位增量以320kHz的示例速率来更新相位累加器484。在法例的实施例中，选择每个固定相位增量为1/8，这导致累加器484在320kHz处16时钟循环的每一个Manchester码元时从-1跃迁到+1，相位累加器484一般在溢出±1时进行换行。
在操作中，图18A的DPLL的相位将锁定，从而输入信号的零点交叉460将符合来自相位累加器484的±1输出的零点交叉。虽然，在理论上这将导致来自相位奇存器480的平均采样相位差为零，但各种因素(例如，量化时间分辨率和信号噪声)通过引起非零采样相位误差来保证连续的回路操作。作为一个特殊的操作例子，考虑来自相位累加器484的±1信号转换“引导”输入信号的零点交叉460。在此情况下，从提供给减法器498的下一个1/8相位增量中减去所获正的误差信号，从而相对于输入零点交叉460减少累加器484输出的相位引导。
参考图18A，从累加器484内累加的相位误差的符号可得到恢复的Manchester时钟502。在相位锁定期间，恢复的Manchester时钟502进行的正转换相应于对锁存器506产生的恢复Manchester数据504进行的码间变换。尤其是，通过在恢复的Manchester进钟信号502的下降沿上锁存(506)阈值限定的数据信号470可产生Manchester数据504。
图19A提供了包含在宽频带数据恢复网络104中的NRZ解码器520的局部示意图。参考图19A，通过输入移位寄存器524和526传递来自宽频带数据恢复网络104的Manchester数据504，从这些寄存器在信号线528和530上输出相继的Manchester码元对。每一对Manchester码元提供给多路复用器534以及第一XOR门536。Manchester码元530也提供给第二XOR门542，并通过输入移位寄存器540。如图19A所示，寄存器540的输出也提供给第二XOR门542。
在较佳实施例中，NRZ解码器520包括随机游动滤波器(RWF)550，用于响应于XOR门536和542的输出恢复NRZ数据和时钟相位。NRZ解码器520也设有NRZ位时钟554，该时钟是通过使恢复的Manchester时钟信号502通过二分电路556获得的。然而，不能单独地根据NRZ位时钟554内固有的定时信息来进行直接的Manchester到NRZ数据转换，因为在Manchester时钟502和NRZ位时钟554之间还存在180度的相位不定量。依据本发明，在RWF550中依靠恢复的Manchester数据504固有的特定误差-检测特性来解决此相位不定量，即，Manchester数据流的特征在于相继Manchester码元的XOR都是一致的。
参考图19A，每个相继的Manchester码元对528和530相应于一对可能的NRZ解码数据值。操作RWF550，通过处理恢复的Manchester数据来确定最可能的NRZ样本相位，以由多路复用器534从这些NRZ值中选择一个值。尤其是RWF550内的NRZ逻辑560接受来自异或门542和536的输出，以下这两个输出分别叫做相位有效性批示相位1(P1)和相位2(P2)。相位有效性批示相位P1和P2与分别提供给的多路复用器534的两个可能的NRZ数据位530和528相同，在恢复NRZ时钟554的上升沿，RWF550内的累加器562设有从NRZ逻辑560增值的增量值(INC)。
在较佳实施例中，增量值(INC)为0或±1，它是NRZ逻辑560依据上述Manchester误差检测特性对相位有效性指示P1和P2进行分析而产生的。注意对于任意给定的三个相继Manchester码元，P1是把第一和第二码元进行XOR获得的，P2是把第二和第三码元进行XOR产生的。相位有效性指示P1和P2在设定为一时是“正确”的，因为这满足相继码元的XOR一致的Manchester误差检测限制。当P1为正确而P2不正确，则累加器562增值。对于相反的情况(即，P1＝0而P2＝1)，则累加器562减小。如果P1和P2是相同的值，则累加器562既不增加也不减小。图19B提供了综述NRZ逻辑560的这种操作模式的表。
在示例的实施例中，累加器562为6位宽，因此它在-31或+32处饱和。由多路复用器534根据累加器562内所存储的值的符号来选择正确的NRZ符号。尤其是，正的累加值导致信号线530上的Manchester码元被提供给输出寄存器566，而多路复用器534响应于负的累加值把线528上的Manchester码元提供给寄存器566。
NRZ解码器520最好设计成自同步。即，解码器520不需要在系统操作开始时进行初始化。此外。为了实现包括6位累加器的RWF550，实现正确NRZ相位的最坏的情况的“游走”为32。
在较佳实施例中，来自输出寄存器566的串行NRZ数据流可包括由双模式发射机14在其中进行编码的各种格式的报文。预期本领域内的熟练技术人员可设计用于从串行NRZ数据中识别和提取此报文信息的技术。
对较佳实施例提供了以上的描述，使得本领域内的熟练技术人员可制造或使用本发明。对这些实施例的各种变化对本领域的熟练技术人员将变得明显起来，这里定义的一般原理可应用于其它实施例而不使用发明能力。于是，本发明将不限于这里示出的实施例，而是依据与这里揭示的原理和新特征一致的最宽范围。

Claims (6)

1.一种双模式发射机，用于在高频模式下使用调频信号发射信息信号，并在码分多址模式下使用码分多址信号发射所述信息信号，其特征在于所述双模式发射机包括：
数字信号处理器，用于产生数字调频音频信号；
耦合到所述数字信号处理器的宽频带数据产生器，用于产生宽频带数据信号，所述宽频带数据产生器包括
  数据寄存器，用于接收非归于零输入数据信号；
  耦合到所述数据寄存器的第一多路复用器，响应于所述非归零输入数据信号产生所述宽频带数据信号的段；
  耦合到所述第一多路复用器的倒相器，用于将所述宽频带数据信号的所述产生的段倒相；以及
  耦合到所述倒相器、所述数据寄存器和所述第一多路复用器的第二多路复用器，用于把所述宽频带数据信号的所述段与所述宽频带数据信号的所述倒相段多络复用，从而产生所述宽频带数据信号；
耦合到所述宽频带数据产生器的组合器，用于把所述宽频带数据信号与所述数字调频音频信号相组合，从而产生合成数字调频信号；以及
耦合到所述组合器的模式开关，用于接收所述合成数字调频信号和码分多址数据信号，并在所述调频模式下把所述合成数字调频信号提供所述发射机，并在所述码分多址模式下把所述码分多址数据信号提供给所述发射机，所述发射机用于对所述信息信号进行上变频并发射所述信息信号。
2.如权利要求1所述的双模式发射机，其特征在于还包括：
耦合到所述数字信号处理器和所述组合器并插入其间的音频内插滤波器，用于对所述数字调频音频信号进行上采样；以及
耦合到所述组合器和所述模式开关并插入其间的多路复用器，用于对所述合成数字调频信号进行定标。
3.一种用于接收信息信号的双模式接收机，在调频模式下所述信息信号代表合成数字调频音频和宽频带数据信号，在码分多址模式下所述信息信号代表码分多址数据信号，其特征在于所述双模式接收机包括：
下变频器，用于对所述信息信号进行下变频，在所述调频模式下所述下变频器产生同相I和正交相Q模拟调频信号，所述I和Q模拟调频信号与零频率偏离预定的偏移富裕量，所述下变频器在所述码分多址模式下产生同相I和正交相Q模拟码分多址信号；以及
耦合到所述下变频器的双模式接口，用于把所述I和Q模拟调频信号转换成I和Q数字调频信号，并把所述I和Q模拟码分多址信号转换成I和Q数字码分多址信号，所述双模式接口还用于把所述I和Q数字调频信号传输到数字调频解调器，并把所述I和Q数字码分多址信号传输到码分多址解调器；
耦合到所述双模式接口的所述码分多址解调器，用于对所述I和Q数字码分多址信号进行数字解调，从而恢复所述码分多址数据信号；
耦合到所述双模式接口的所述数字调频解调器，用于对所述I和Q数字调频信号进行数字解调，从而恢复所述合成数字调频音频和宽频带数据信号，所述数字调频解调器包括
  I和Q直流偏移回路滤波器，用于对所述I和Q数字调频信号进行数字滤波，消除所述预定偏移富裕量，并产生I和Q数字调频基带信号，每个所述I和Q直流偏移回路滤波器包括
  第一提取寄存器，用于提取所述I或Q数字调频信号的最高有效位；
  耦合到所述第一提取寄存器的移位寄存器，用于调节所述直流偏移回路滤波器的时间常数；
  耦合到所述移位寄存器的累加器，用于对所述提取的最高有效位进行累加；
  耦合到所述累加器的第二提取寄存器，用于从所述累加的最高有效位中提取预定数目的有效位；以及
  耦合到所述第二提取寄存器的转换器，用于把所述提取的预定数目的有效位转换成模拟直流偏移校正信号；
数字自动增益控制网络，用于测量所述I和Q数字调频基带信号的所述接收到的信号强度，并响应于所述接收到的信号强度测量值改变所述接收机的可变増益；以及
频率跟踪回路滤波器，用于对所述合成数字调频音频信号和宽频带数据信号进行数字滤波，并响应于所述经数字滤波的合成数字调频音频信号调节所述接收机的本地振荡器频率；
耦合到所述数字调频解调器的宽频带数据恢复网络，用于从所述合成数字调频音频和宽频带数据信号恢复所述宽频带数据信号；以及
耜合到所述宽频带数据恢复网络的宽频报文解码器，用于对所述宽频带数据信号进行解码。
4.如权利要求3所述的双模式接收机，其特征在于所述数字自动增益控制网络包括：
接收到的信号强度测量电路，用于至少根据所述I数字调频基带信号或所述Q数字调频基信号之绝对值的最大值对所述I数字调频基带信号或所述Q数字调频基带信号之所述绝对值的最小值的比值，来计算所述I和Q数字调频基带信号的接收到的信号强度；
耦合到所述接收到的信号强度测量电路的数字减法器，用于从所述计算得的接收到的信号强度中减去基准电平，所述数字减法器产生数字AGC误差信号；
耦合到所述数字减法器的积分器，用于在上饱和限和下饱的限之间对所述数字AGC误差信号进行积分；以及
耦合到所述积分器的转换器，用于把经积分的数字AGC误差信号转换成模拟AGC误差信号。
5.如权利要求3所述的双模式接收机，其特征在于所述频率跟踪回路滤波器包括：
数字减法器，用于从所述合成数字调频音频信号和宽频带数据信号的频率中减去基准频率，从而产生数字频率误差信号；
耦合到所述数字减法器的移位寄存器，响应于增益信号调节所述频率跟踪回路滤波器的时间常数：
耦合到所述移位寄存器的累加器，用于对经移位的数字频率误差信号进行累加；以及
耦合到所述累加器的转换器，用于把经累加的移位数字频率误差信号转换成模拟频率误差信号。
6.如权利要求3所述的双模式接收机，其特征在于所述宽频带数据恢复网络包括：
数字相位锁定回路，用于从合成数字调频音频和宽频带数据信号中恢复曼彻斯特编码的非归零数据信号；以及
非归零解码器，用于对所述曼彻斯特编码的非归零数据信号进行解码。
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