JPH10511525A

JPH10511525A - デュアルモードディジタルｆｍ通信システム

Info

Publication number: JPH10511525A
Application number: JP8520492A
Authority: JP
Inventors: ブラック、ピーター・ジェイ; ウイルソン、ナサニエル・ビー
Original assignee: クゥアルコム・インコーポレーテッド
Priority date: 1994-12-23
Filing date: 1995-12-19
Publication date: 1998-11-04
Anticipated expiration: 2015-12-19
Also published as: HK1003689A1; RU2142205C1; CN1098569C; BR9510534A; CA2208081C; JP3436372B2; KR100427836B1; ES2222469T3; FI972590A0; WO1996020540A2; US5757858A; IL116475A; WO1996020540A3; AU4599896A; CN1176715A; FI972590A; AU700691B2; DE69532863T2; ATE264025T1; CA2208081A1

Abstract

(57)【要約】周波数変調（ＦＭ）モード動作および多重アクセスモード動作時に情報信号を通信するデュアルモードディジタル通信システムがここに開示されている。本ディジタル通信システムは、ＦＭモード動作時にＦＭ通信信号を用いて情報信号を送信するとともに、多重アクセスモード動作時に多重アクセス通信信号を用いて情報信号を送信するデュアルモード送信器１４を含む。本通信システムは、さらに、ＦＭモード動作時にＦＭ通信信号を受信するとともに、多重アクセスモード動作時に多重アクセス通信信号を受信するデュアルモード受信器１６を含む。デュアルモード受信器１６に、ＦＭモード動作時に受信ＦＭ信号から情報信号を受信するとともに多重アクセスモード動作時に受信多重アクセス信号から情報信号を受信するディジタル復調器９６が内蔵されている。

Description

【発明の詳細な説明】デュアルモードディジタルＦＭ通信システム発明の背景Ｉ．産業上の利用分野本発明は、一般に、周波数変調（ＦＭ）通信システムに関する。さらに詳細には，本発明は、ＦＭモードまたは符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）モードのいずれかで選択的に動作する新しいデュアルモード通信システムに関する。ＩＩ．関連技術受信したＦＭ通信信号の復調は、通常、アナログ信号処理技術を用いて行われる。しかしながら、近年、ディジタル信号処理技術を用いてアナログ通信信号を処理できる方法が開発されてきた。このような技術には、位相サンプリング方法および到来信号を識別してメッセージ情報を回復する方法が含まれる。多くの場合、メッセージ情報を回復するため、例えば、直交(quadrature)方向処理が用いられる。ディジタル動作に適したＦＭ復調技術の１つとして、「直接変換」が知られている。この技術を用いると、直接変換または「ゼロ−ＩＦ」受信器によって、到来ＲＦ信号をベースバンドに直接混合する。直接変換の利点は、チャネル選択フィルタ処理をベースバンドで行えるので、集積回路技術を用いるのに好都合な点である。直接変換復調の不利な点は、望ましくないオフセット電圧が所望のベースバンド信号とともにミクサの出力に出現し、ＤＣスペクトル成分を含む点である。望ましくないＤＣオフセット電圧はミクサ段で生じるＤＣオフセットから発生するとともに、ＤＣに混合されるＲＦ局部発振器の漏れからも発生する。このようなＤＣオフセットがＦＭ復調処理に及ぼす影響によって、例えば、理想的な復調信号を非線形にしてしまう。その結果生じるひずみの振幅、すなわち、「オフセットエラー」は、ＦＭ信号の包絡線に対するＤＣオフセットの振幅の関数である。一般的な音声に適用する場合、許容忠実度はオフセットエラーが数％未満でなければならない。したがって、ディジタルＦＭ受信器は、所望のベースバンド信号を妨害ＤＣオフセットから抽出する機能を必要とする。また、直接変換ディジタル受信器の動的範囲は、比較的狭くなりがちである。受信ＦＭ信号の動的範囲の便宜を図るため、自動ゲイン制御（ＡＧＣ）回路をさらに備えなければならない。通常、ディジタル受信器の場合、自動ゲイン制御処理は、検出、Ａ／Ｄ変換および到来信号電力のベースバンド測定を含む。測定値は所望の基準値および発生したエラー値と比較される。エラー値はループフィルタで濾波され、濾波されたディジタル出力を用いて増幅器のゲインを調整し、所望の信号電力に一致するように信号強度を調整する。最適のＳＮ比を有するディジタル復調を行うため、自動ゲイン制御を用いて、ベースバンドのＡ／Ｄ変換器の全動的範囲に近いベースバンド波形の振幅を保持する。しかしながら、この方法によると、一般に、自動ゲイン制御増幅器は受信信号電力の全動的範囲をカバーしなければならない。ある動作環境において、ディジタル受信器は、信号電力を迅速かつ様々に変化させる信号を受信する場合がある。例えば、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）移動セルラ電話で用いられるようなディジタル受信器の場合、受信信号を適切に処理するため受信信号の電力を制限しなければならない。同様に、ＣＤＭＡ互換機および従来のＦＭ互換機であるディジタル受信器、すなわち、デュアルモードＣＤＭＡ／ＦＭ受信器の場合、広帯域ＣＤＭＡ信号および狭域ＦＭ信号の両方の電力を制限しなければならない。受信ＦＭおよびＣＤＭＡ信号電力に関連する動的範囲が異なるので、この制限方法は複雑である。すなわち、受信ＦＭ信号の振幅はセルラシステム内で１１０ｄＢのように広範囲にわたって変動するので、一般に、ＣＤＭＡシステムで用いられる既存の電力制御技術は、動的範囲を大幅に（すなわち、８０ｄＢ程度に）制限してしまう。デュアルモードＣＤＭＡ／ＦＭ受信器の各モード毎に分離したＡＧＣ回路を備えると、ハードウェアを複雑化するとともに、受信器のコストがかかる。したがって、狭域、動的範囲の広いＦＭ信号とともに動的範囲が限られた広帯域ＣＤＭＡ信号のいずれに対しても動作できるＡＧＣ回路を備えることが望ましい。ディジタルＦＭ受信器の場合、ディジタルＦＭ復調を行う技術が多数開発されてきた。一般に用いられる技術として、ゼロ交差カウントを用いるＩＦ復調または直交検出を用いるベースバンド復調がある。直交ＦＭ復調専用のディジタル方法は、米国特許弟４，６７５，８８２号「ＦＭ復調器」に開示され、これはMotorola社に譲渡されている。米国特許弟４，６７５，８８２号は、ほぼゼロ周波数に集中した直交ＦＭ信号からなるサンプル入力ベクトルを処理するように設計された装置を記載している。直交入力ベクトルは、所定の振幅域に入るようにスケーリングされる。さらに、位相累積器が生成した大まかな位相値に基づいて、入力ベクトルを所定の直交に回転させる。所定の直交内で、回転ベクトルに基づいて精密な位相値を決定し、精密な位相値および大まかな位相値を合計し、合成位相値として出力する。連続する合成位相サンプルを減じて、復調メッセージサンプル列を生成する。米国特許弟４，６７５，８８２号の復調装置の様々な特徴は、専用のディジタルハードウェアを用いるよりディジタル信号プロセッサ内の装置を用いることに非常に好都合である。例えば、米国特許弟４，６７５，８８２号の装置は反転器に依存し、違相ベースバンド成分を増倍する前に同相ベースバンド信号成分の反転を行う。好適な方法において、反転器は、チェビシェフ(Chebyshev)多項式近似を用いて関数ｆ（ｘ）＝１／ｘの近似を求める。チェビシェフ多項式近似は、従来、ディジタル信号処理でよく行われてきた。あいにく、このようなディジタル信号処理装置は電力消費が比較的高い点が、パーソナル通信装置のような様々なタイプの携帯通信送信器専用のハードウェアと比べて不利な点である。さらに、米国特許弟４，６７５，８８２号の復調装置は、局部発振器の漏れとともに望ましくないＤＣの様々なフィードスルー(feed through)源からＤＣオフセットエラーを引き起こしがちである。すなわち、米国特許弟４，６７５，８８２号の装置は、ゼロ周波数ベースバンドに直接到来する入力波形内のＤＣ信号エネルギをマッピングする。なお、ゼロ周波数ベースバンドには、所望の直交ベースバンド信号成分も存在する。したがって、外部からの強いＤＣ信号エネルギが存在する場合、マッピングの結果生じる位相角推定値は不正確になりうる。多くの場合、信号のフィルタ処理は中間周波数（ＩＦ）を用いて行われ、十分な帯域外信号拒絶を行う。必要な信号拒絶機能はセラミックＩＦフィルタを用いて行われるが、ＩＦフィルタは比較的大型でかつ高価である。一般に、小型で安価なＩＦフィルタは、所望の信号拒絶特性を有していないので実用化できない。したがって、ＩＦフィルタは、一般に、ＦＭセルラ電話の受信器には用いられない。公知のように、集積回路（ＩＣ）の近年の高性能化によって、極めて小型かつ安価な能動ベースバンドフィルタの実現が可能になった。望ましいことに、能動ＩＣベースバンドフィルタを用いて帯域外信号拒絶に絶大な効果を上げることによって、小型かつ安価なＩＦフィルタを用いてさらに必要な信号拒絶を行えるようになった。能動フィルタの拒絶機能はフィルタゲインの機能であるが、ゲイン能動ベースバンドＩＣフィルタが高性能であるほど、好ましくないＤＣバイアスオフセットを引き起こす傾向が高いことも知られている。このような傾向は、オフセット源の振幅が大きくなることに起因する。すなわち、このようなスプリアスＤＣ信号成分は能動ベースバンドＩＣフィルタによって増幅され、ＦＭ復調器の雑音源として作用する。さらに、能動ベースバンドＩＣフィルタを用いると、妨害ＤＣオフセットを抑制する機構が必要になる。あいにく、従来のディジタル受信器のＩＦ処理は、通常、局部発振器（Ｌ．Ｏ）を含む。局部発振器の周波数は、ＲＦ搬送波周波数をＤＣに低域変換するように選択されているので、ＤＣオフセットに対して抑制処理を行うとき、搬送波周波数で振幅および位相情報を破壊してしまう。これは、１／４位相シフトキーイング(shift keying)（ＱＰＳＫ）技術を用いて送信されるような抑制搬送波信号のディジタル復調にとって問題ではない。しかしながら、ＦＭセルラ電話システムにおいては、多くの場合、重要な振幅および位相情報は搬送波周波数に存在し、このような情報が破壊されると、性能に悪影響を及ぼしてしまう。標準的なＦＭセルラ電話システムにおいて、音声情報は、通常、高域フィルタを通過し、ＦＭ復調器に送られる前に３００Ｈｚ未満の周波数で信号エネルギを抑制する。音声情報が３００Ｈｚ未満の周波数オフセットでＦＭ波形に存在する場合もあるが、このような相互変調の製品は定常的ではない。したがって、低周波相互変調の製品を抑制することによって、常に、認識可能な音声情報を失う訳ではない。したがって、本発明の別の目的は、デュアルモード受信器に内蔵され、搬送波周波数情報を失わず、ベースバンド濾波を効果的に行えるＡＧＣ装置を提供することである。発明の概要本発明は、周波数変調（ＦＭ）モードおよび符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）モード動作時に情報信号を通信するための新しいデュアルモードディジタル通信システムである。本ディジタル通信システムは、ＦＭモード動作時にＦＭ通信信号を用いて情報信号を送信するとともに、ＣＤＭＡモード動作時にスペクトル拡散ＱＰＳＫ信号を用いて情報を送信するデュアルモード送信器を含む。さらに、本通信システムは、ＦＭモード動作時にＦＭ通信信号を受信するとともに、ＣＤＭＡ動作時にスペクトル拡散ＱＰＳＫ信号を受信するデュアルモード受信器を含む。さらに、デュアルモード受信器は、ＦＭモード動作時に受信ＦＭ信号から情報信号を回復させるとともに、ＣＤＭＡ動作時に受信ＱＰＳＫ信号から情報信号を回復させるディジタル復調器を含む。デュアルモード受信器に関して、ＦＭ復調器はディジタル復調器に含まれ、（好ましくは、ゼロ周波数からオフセットされた所定のベースバンド周波数に集中している）ディジタル受信ベースバンドＦＭ通信信号を回復情報信号に変換してもよい。受信ベースバンド信号の各ディジタルサンプルが１／４位相に第１および第２の成分を含むように変換が行われる。好適な実施の形態において、ＦＭ復調器は、まず、入力信号の各ディジタルサンプルの第１および第２のサンプル成分比を計算する。位相復調信号は、各ディジタルサンプル比のアークタンジェント(arctangent)を決定することによって算出される。周波数復調信号は復調情報信号に等しく、ディジタル微分器を用いる復調位相列を濾波することによって算出される。図面の簡単な説明図１は、本発明に係るデュアルモードディジタル通信システムを示す。図２は、本発明の通信システムのデュアルモード送信器に含まれる音声補間フィルタを示すブロック図である。図３Ａ〜図３Ｄは、ＦＭモードのデュアルモード送信器に含まれる広帯域波形発生器によって生成された１組の正弦曲線状のサンプル広帯域波形を示す。図３Ｅは、図３Ｅ〜図３Ｄに図示された情報を表形式で示す。図４は、広帯域データ波形発生器の好適な実施の形態を示すブロック図である。図５は、デュアルモード送信器に含まれる結合器／ゲイン調整ネットワークのブロック図である。図６は、ＣＤＭＡおよびディジタルＦＭ変調信号をＲＦ送信器に選択的に供給するように動作するＣＤＭＡ／ＦＭマルチプレクサのブロック図である。図７は、本発明のデュアルモード受信器に含まれるＩ／ＱＦＭ復調器の好適な実施の形態を示すブロック図である。図８は、ＩチャネルＤＣオフセット相殺システムを示すブロック図である。図９Ａは、ＩチャネルＤＣオフセットループフィルタネットワークに含まれる量子化ループフィルタの好適な実施の形態のブロック図である。図９Ｂは、ＤＣオフセット訂正ループがトラッキングおよび捕捉モード動作時に設定される１組の時間定数を示す表である。図１０は、Ｉ／ＱＦＭ復調器に含まれるＩ／Ｑ位相発生器を示すブロック図である。図１１は、Ｉ／ＱＦＭ復調器に含まれる周波数発生器に送られる位相の好適な実施の形態を示すブロック図である。図１２Ａは、ＩＦ信号増幅を制御するディジタルＡＧＣループの構造を示す。図１２Ｂは、ディジタルＡＧＣループのＲＳＳＩネットワークの好適な実施の形態を示すブロック図である。図１３Ａは、積分器および減算器を含むディジタルＡＧＣネットワークの好適な実施の形態を示す。図１３Ｂは、選択されたＡＧＣループゲインパラメータの様々な組み合わせに対応するＡＧＣループ時間定数を示す表である。図１４Ａは、本発明のデュアルモード受信器に含まれる周波数トラッキングループの好適な実施の形態の構造を示す。図１４Ｂは、選択されたループゲイン定数に関連する周波数トラッキングループの時間定数を示す表である。図１５は、本発明のデュアルモード受信器に含まれる音声１／１０フィルタの好適な実施の形態のブロック図である。図１６は、広帯域データ回復ネットワークの実施の形態の構造を示す。図１７は、広帯域データ回復ネットワークに含まれる補間フィルタのブロック図である。図１８Ａは、タイミング回復ネットワークおよびマンチェスター(Manchester) 復号ネットワークを示すブロック図である。図１８Ｂは、マンチェスター復号ネットワークに含まれるフェーズロックループに関連する時間定数およびループ帯域幅を示す。図１９Ａは、広帯域データ回復ネットワークに含まれるＮＲＺデコーダの部分概略図である。図１９Ｂは、ＮＲＺデコーダに含まれるＮＲＺ論理回路の動作の概略を示す表である。実施の形態図１は、本発明に係るデュアルモードディジタル通信システムを示す。デュアルモード通信システムはデュアルモード送信器１４を含み、送信器１４は、ディジタル情報信号をデュアルモードディジタル受信器１６に送信するために設けられている。ディジタルＦＭモードにおいて、送信ディジタル情報信号は、ディジタル化された音声および広帯域データ信号に基づいてＲＦ搬送波でＦＭ変調され、デュアルモード送信器内で発生する。多重アクセス動作モードにおいて、送信情報信号は、例えば、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）情報信号からなる。制御処理装置（図示されていない）によって送信器１４に供給されたＦＭ／ＣＤＭＡモード選択信号によって、ディジタルＦＭ動作モードまたはディジタルＣＤＭＡ動作モードのいずれかを選択できる。Ｉ．デュアルモード送信器の概観図１を参照すると、送信器１４のディジタルＦＭ処理は、サンプル音声情報信号１８をディジタル信号処理装置（ＤＳＰ）２０から受信するとともに、一連のバイナリメッセージデータ２１を制御処理装置（図示されていない）から受信するように構成されている。本実施の形態において、（例えば、１２ビットの）サンプル音声情報信号１８は２０ｋｓｐｓの速度で送信器１４の音声補間フィルタ４２に供給される。以下に示すように、補間フィルタ４２は２０ｋｓｐｓのサンプル音声データを１２０ｋｓｐｓのストリームのサンプル音声データ４４に変換し、各音声データ４４は１０ビットからなる。その後、サンプル音声データ４４は、結合器／ゲイン調整ネットワーク４８内で、広帯域データ波形発生器５４によって供給されたサンプル広帯域データ波形５０と結合される。複合ディジタルＦＭ変調信号５８は結合器＆ゲイン調整ネットワーク４８によって生成され、ＣＤＭＡ／ＦＭ送信インタフェース内のモード選択スイッチ６０に供給される。ディジタルＦＭモード動作の間、ＣＤＭＡ／ＦＭモード選択スイッチ６０はディジタルＦＭ変調信号をＤ／Ａ変換器（ＤＡＣ）６２に供給する。その結果生じるアナログＦＭ変調信号は、ＲＦ送信器６４内で、中間周波数搬送波の周波数を直接変調する。本発明による好適なディジタルＦＭ変調信号発生方法のさらに詳細について、図２〜図４を参照して以下に説明する。ディジタルＦＭ動作モードからＣＤＭＡ動作モードに切り替えると、ＣＤＭＡ入力線６６によって伝送されたＣＤＭＡデータ信号は、ディジタルＦＭモード変調信号の代わりに、ＲＦ送信器６４に供給される。ＣＤＭＡモード動作中、送信器６４は同相（Ｉ）擬似ランダム雑音列ＰＮＩおよび直交位相（Ｑ）擬似ランダム雑音列ＰＮＱを発生させ、ＰＮＩおよびＰＮＱは特定のエリア（すなわち、セル）に相当し、ＣＤＭＡモード動作中に情報がセルに送信される。送信器６４内で、ＣＤＭＡデータ信号はＰＮＩおよびＰＮＱとの排他的論理和が演算され、送信する前にＣＤＭＡデータ信号を拡散する。その結果生じるＩチャネル符号拡散列およびＱチャネル符号拡散列を用いて、直交する一対の正弦曲線を二相変調する。変調された正弦曲線の和を求め、帯域フィルタで濾波され、ＲＦ周波数に移し、再び濾波し、アンテナ７０を介してデュアルモード受信器１６とつながる通信チャネル全体に放射される前に増幅される。ＣＤＭＡ送信器および波形発生器の一例として、例えば、米国特許弟弟５，１０３，４５９号、１９９２年、「ＣＤＭＡセルラ電話システムにおける信号波形発生システムおよび方法」に記載されている。この特許は本発明の譲渡人に譲渡され、本明細書に含まれる。ＩＩ．デュアルモード受信器の概観図１を参照すると、デュアルモード受信器１６は、デュアルモード送信器１４によって送信されたＩチャネル情報信号およびＱチャネル情報信号を受信する受信アンテナ８０を含む。ＣＤＭＡモード動作およびＦＭモード動作の両方において、アンテナ８０によって受信されたＩチャネル情報信号およびＱチャネル情報信号は、直接変換アナログ受信器８４によって処理される。アナログ受信器８４内で、Ｉチャネル情報信号およびＱチャネル情報信号は局部発振器からの信号と混合され、同相（Ｉ）ベースバンド信号および直交位相（Ｑ）ベースバンド信号を生成する。ディジタルＦＭモード動作の間、局部発振周波数は、所定の極限値によってオフセットされるようにＲＦ搬送波周波数から選択される。このように、受信されたＩ情報信号およびＱ情報信号は、それぞれ、ＩディジタルＦＭベースバンド信号およびＱディジタルＦＭベースバンド信号に変換され、ＩおよびＱディジタルＦＭベースバンド信号は、所定の極限値によってゼロ周波数、すなわち、「ゼロＩＦ」からオフセットされている。上記のとおり、従来のＦＭ受信器では、入力波形に含まれる望ましくないＤＣ信号エネルギはゼロ周波数ベースバンドに直接にマッピングされ、所望の直交ベースバンド信号成分が集中している。その結果、外来の大きなＤＣ信号エネルギが存在する場合、次に求められる位相角の推定値は不正確になる。本発明によれば、アナログ受信器８４に故意に導入された周波数オフセットによって、ベースバンドＩおよびＱ信号を処理する間に、このような好ましくないＤＣ信号エネルギを除去することができる。ＣＤＭＡモード動作のとき、ＩおよびＱチャネルベースバンドＣＤＭＡ信号の成分は、受信器の出力線路８８および９０を介してＣＤＭＡ／ＦＭ受信器インタフェースのＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）９２に供給されるのが分かる。ベースバンドＣＤＭＡ信号の成分は、ＡＤＣ９２からＣＤＭＡ処理ネットワーク９４に転送される。ＣＤＭＡ処理ネットワーク９４において、ベースバンドＣＤＭＡ信号成分は復調され、インタリーブを解除され、復号される。このような例は、例えば、上記米国特許弟５，１０３，４５９号に記載されている。ディジタルＦＭモード動作の間、ベースバンドＩおよびＱ信号は、受信器の出力線路８８および９０を介してＡＤＣ９２に供給される。ＡＤＣ９２内で、ベースバンドＩおよびＱ信号は、例えば、４０ｋｓｐｓの速度でディジタル化され、８ビットの同相（Ｉ）および直交位相（Ｑ）サンプルを形成する。８ビットのＩおよびＱサンプルは、例えば、４０ｋｓｐｓの速度でＩ／ＱＦＭ復調器９６に出力される。ディジタルＦＭ復調器９６内で、ＩおよびＱベースバンド信号は位相信号に復調され、さらに、復調周波数信号に変換される。以下に詳細に説明するように、ディジタルＦＭ復調器９６は、さらに、受信器８４でＲＦ処理を行う間に導入されたＤＣオフセットを除去するためのＤＣオフセットトラッキングループ、自動ゲイン調整（ＡＧＣ）ループおよび周波数トラッキングループを含む。図１を参照すると、ディジタルFMモード動作の間、復調周波数信号は、例えば、４０ｋｓｐｓのデータレートで音声１／１０(decimation)フィルタ１０２および広帯域データ回復ネットワーク１０４の両方に供給される。１／１０フィルタ１０２によって処理された後、ダウンサンプル音声信号はボコーダ(vocoder)（図示されていない）を通過し、受信音声情報を回復させる。同時に、広帯域データ回復ネットワーク１０４が動作して、受信広帯域データおよびタイミング情報を復調周波数信号から抽出する。この抽出広帯域信号情報は広帯域データメッセージデコーダ１０８によって用いられ、デコーダ１０８は広帯域データワードフレームを識別し、ビットエラーを訂正し、さらに評価するため識別データワードおよびメッセージを制御処理装置に送るように機能する。ＩＩＩ．デュアルモード送信器の詳細な説明Ａ．音声補間フィルタ図２を参照すると、音声補間フィルタ４２のブロック図が示されている。図２に示されるように、ディジタル信号処理装置２０から送られた音声データの１２ビットのサンプルは、それぞれ、２０ｋｓｐｓの速度で線路１８を介して音声補間フィルタ４２内のゼロ次ホールドレジスタ１４０に供給される。ゼロ次ホールドレジスタ１４０の出力は、所定の複数の入力データレートに等しい速度で補間スイッチ１４４によってサンプリングされる。好適な実施の形態において、スイッチ１４４は１２０ｋＨｚ、すなわち、音声データ入力速度の６倍の速度でトグル(toggled)される。その結果生じる１２０ｋｓｐｓのサンプル音声データは、８タップＳＩＮＣフィルタ１４８および４タップＳＩＮＣフィルタ１５２によって順次処理される。８タップＳＩＮＣフィルタ１４８および４タップＳＩＮＣフィルタ１５２は、それぞれ、以下のｚ定義域の変換関数Ｔ８およびＴ４で示される： T8=(1+z-1+...+z-7)/8，及び T4=(1+z-1+...+z-3)/4．４タップＳＩＮＣフィルタ１５２は、１２９ｋｓｐｓストリームのサンプル音声データ４４を供給し、各音声データ４４は１０ビットからなる。Ｂ．広帯域データ波形発生器好適な実施の形態において、広帯域データ波形発生器５４が動作し、バイナリメッセージデータ２１からの周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）変調波形を直接合成する。メッセージデータ２１が非ゼロ復帰（ＮＲＺ）バイナリデータ列からなる場合、波形発生器５４は、ＮＲＺデータ列にマンチェスター符号化を行うとともに、ＦＳＫ変調波形を合成する。各ＮＲＺ論理１は、０−１列としてマンチェスター符号化が行われ、各ＮＲＺ論理０は、１−０列としてマンチェスター符号化が行われる。その結果生じる変調波形のスペクトル帯域幅を限定するため、マンチェスター列の理想遷移は正弦曲線状の遷移として合成される。広帯域データ波形発生器は、搬送波の周波数変調を行う前に広帯域データ変調信号を低域フィルタで濾波する必要がないように有利に設計されている。図３Ａ〜３Ｄは、様々なＮＲＺデータビットに応じて波形発生器５４によって生成された１組のサンプル広帯域遷移波形を示す。各ＮＲＺデータビットに含まれる第１のＮＲＺビットは、図３Ａ〜図３Ｄの横軸に沿ってＸ（ｎ−１）で表され、第２のビットはＸ（ｎ）で表される。図３Ａ〜図３Ｄに示されるように、１２個のサンプルがＮＲＺデータに応じて生成され、各マンチェスターデータビットに対応して正弦曲線状に示される。図３Ａ〜図３Ｄは、それぞれ、ＮＲＺビットＸ（ｎ−１）のマンチェスター波形の最後の６つのサンプルおよびＮＲＺビットＸ（ｎ）のマンチェスター波形の最初の６つのサンプルに対応する１２個のサンプル点を示す。合成波形値は、所定の固定定数±ｓ０、ｓ１、ｓ２およびｓ３によって示される。図３Ａ〜図３Ｄに示される情報は、図３Ｅの表に示される。図４を参照すると、広帯域データ波形発生器５４の好適な実施の形態のブロック図が示されている。図４の実施の形態において、入力ＮＲＺバイナリデータは、例えば１０ｋビット／秒（ｋｂｐｓ）で供給され、サンプルマンチェスター表示は、１０ビットのサンプル分解能で１２０ｋｓｐｓの速度で行われる。波形発生器５４は、連続するＮＲＺバイナリデータ、Ｘ（ｎ−１）およびＸ（ｎ）を記憶するＮＲＺデータレジスタ１６０を含む。入力マルチプレクサ１６４は、レジスタ１６０に蓄積されたＸ（ｎ−１）およびＸ（ｎ）の値に基づいたｓ０、ｓ１、ｓ２および／またｓ３の値からなる列を生成する。例えば、図３ｅは、Ｘ（ｎ −１）＝０およびＸ（ｎ）＝１の場合、マルチプレクサ１６４が列ｓ０、ｓ１、ｓ２、ｓ３、ｓ３、ｓ３に続いてｓ３、ｓ３、ｓ３、ｓ２、ｓ１、ｓ０を生成することを示す。これらの列およびインバータ１６８によって生成された列の負数は、出力マルチプレクサ１７２に供給される。Ｘ（ｎ−１）＝０およびＸ（ｎ）＝１の場合、出力マルチプレクサ１７２は、X （n −１）＝０の前半に対応する −ｓ０、−ｓ１、−ｓ２、−ｓ３、−ｓ３、−ｓ３およびX （n −１）＝１の後半に相当する−ｓ３、−ｓ３、−ｓ３、−ｓ２、−ｓ１、−ｓ０を生成する。一般的な場合、出力マルチプレクサ１７２は、入力マルチプレクサ１６４によって生成された列とインバータ１６８によって生成された相補列との間で選択し、レジスタ１６０に最近蓄積されたＮＲＺ値Ｘ（ｎ）およびＸ（ｎ−１）に関連するサンプル波形を生成する。Ｃ．結合器／ゲイン調整ネットワーク図５は、結合器／ゲイン調整ネットワーク４８のブロック図を示す。ネットワーク４８は、サンプル音声データ４４をサンプル広帯域データ波形５０（図４参照）と結合するディジタル加算器１７８を含む。その結果生じる１０ビットのサンプルＦＭ変調信号は、乗算器１８０内で６ビットのゲイン調整定数ＧＡＤＪによってスケーリングされる。定数ＧＡＤＪは、ＲＦ送信器６４内の電圧制御発振器（図示されていない）によって示された所望の電圧周波数応答に対する偏差を補償するように選択される。次に、乗算器１８０から送られるゲイン調整ディジタルＦＭ変調信号５８は、ＣＤＭＡ／ＦＭマルチプレクサ６０に供給される。Ｄ．ＣＤＭＡ／ＦＭインタフェースＤ／Ａ変換器図６を参照すると、ＣＤＭＡ／ＦＭマルチプレクサ６０のブロック図が示されている。図６に示されるように、データマルチプレクサ１９０は、ＣＤＭＡデータ６６およびディジタルＦＭ変調信号５８の両方を受信する。適当なデータストリームはＤ／Ａ変換器（ＤＡＣ）１９２に多重化され、ＲＦ送信器６４に出力される前にアナログ信号に変換される。出力に用いるディジタル入力ストリームの選択は、データマルチプレクサ１９０に送られるＦＭ／ＣＤＭＡモード選択信号によって制御される。同様に、ＣＤＭＡクロック信号またはディジタルＦＭクロック信号のいずれかはＤＡＣ１９２に供給され、データ変換処理を入力（すなわち、ＦＭまたはＣＤＭＡ）データ列に同期させる。ＩＶ．デュアルモード受信器の詳細な説明Ａ．ベースバンドディジタルＦＭ復調器１．構造の概観図１を参照すると、ＦＭモード動作時、８ビットの同相（Ｉ）および８ビットの直交位相（Ｑ）サンプルは、４０ｋｓｐｓの速度でＣＤＭＡ／ＦＭ受信インタフェースＡＤＣ９２からＩ／ＱＦＭ復調器９６に出力される。Ｉ／ＱＦＭ復調器９６の好適な実施の形態のブロック図は、図７に示される。ＩサンプルおよびＱサンプルは、それぞれ、受信ＦＭ信号のベースバンド等価値を示す復号ベクトルの実部および虚部を示す。実施の形態において、ベースバンド等価信号は、所定の極限値によってゼロ周波数（すなわち、０Ｈｚ）からベースバンド周波数オフセットに変換される。上記のとおり、アナログ受信器８４は、所定の周波数極限値、例えば、１５０ＨｚによってＲＦ中心周波数からゼロ周波数にオフセットする受信信号をマッピングするように設計されている。このようなＤＣオフセット極限値によって、変調されていないＦＭ信号、すなわち、連続波（ＣＷ）信号とアナログ処理時に導入されたＤＣオフセットエラーとの微分を行うことができる。本発明の一側面によると、ＤＣオフセットエラーはゼロ周波数で残る一方、周波数変換ＣＷ信号は所定の周波数極限値（例えば、１５０Ｈｚ）と等価の非ゼロベースバンド周波数までマッピングされる。図８を参照して以下に示すように、ＩチャネルオフセットＱチャネルＤＣオフセット訂正ループネットワーク２１０および２１２は、Ｉ／Ｑ復調器９６によってさらに処理される前にＤＣオフセットを受信信号路から除去するように設計されている。ＤＣオフセット訂正ループ２１０および２１２によって、ＣＷ信号情報を破壊せず、ＤＣオフセットエラーの除去が有利に行える。さらに、ＦＭ復調器９６はＩ／Ｑ位相発生器２１４を含み、Ｉ／Ｑ位相発生器２１４は、受信ＦＭ信号ベクトルの位相角を推定するように設計されている。Ｉ／Ｑ位相発生器２１４によって演算される関数は下式に示される：Ｐ（ｎ）=arctan ｛Ｉ（Ｑ）／Ｑ（ｎ）｝上式で、Ｐ（ｎ）はＩ（ｎ）およびＱ（ｎ）によって決められるＦＭ信号ベクトルのサンプルに関連する位相角を示す。位相角Ｐ（ｎ）の推定値を求める４象限のアークタンジェント計算は下式のとおりである：（ｉ）B=min(｜I ｜，｜Q ｜)/max(｜I ｜/｜Q ｜)を計算し、（ｉｉ）−πから３０πの範囲の位相推定値Ｐｅ（ｎ）を決定する。ここで、Pe(n)= TAN^-1(B)である。（ｉｉｉ）｜I ｜および｜Q ｜の相対振幅値およびＩおよびＱに基づいて、０からπ／４の範囲で位相推定値Ｐｅ（ｎ）を再マッピングする。上記は、４象限のアークタンジェント計算を行う技術の１つを示し、このアルゴリズムの代替形が用いられることは当業者に理解される。次に、Ｉ／Ｑ位相発生器２１４から送られた位相推定値列は、対位相周波数発生器２１８によって周波数信号に変換される。実施の形態において、対位相周波数発生器２１８の入力は８ビットの正規位相信号Ｐ（ｎ）からなり、０＜Ｐ（ｎ）＜２である。対位相周波数発生器２１８によって演算される微分関数は、以下の数式で示される：Ｆ（ｎ）＝Ｐ（ｎ）−Ｐ（ｎ−１），上式で、Ｆ（ｎ）は正規位相サンプルＰ（ｎ）およびＰ（ｎ−１）から導出される周波数サンプルである。好適な実施の形態において、周波数サンプルＦ（ｎ）は、−１＜Ｆ_N（ｎ）＜１になるようにサンプルＦ_N（ｎ）に正規化される。Ｉ／Ｑ位相発生器２１４および対位相周波数発生器２１８は、図１０および図１１を参照して以下に詳細に説明する。図７を参照すると、ＲＳＳＩ探索ネットワーク２２０は、パラメータmax(｜Ｉ｜，｜Ｑ｜)およびmin(｜Ｉ｜，｜Ｑ｜)/max(｜Ｉ｜，｜Ｑ｜)に基づいて受信信号強度の推定値を算出し、max(｜Ｉ｜，｜Ｑ｜)およびmin(｜Ｉ｜，｜Ｑ｜)/max (｜Ｉ｜，｜Ｑ｜)は両方とも、Ｉ／Ｑ位相発生器２１４から供給される。その結果生じるＲＳＳＩ信号をディジタル自動ゲイン制御（ＡＧＣ）ネットワーク２２２内で用い、ディジタルＡＧＣ制御信号を生成する。次に、ディジタルＡＧＣ制御信号は、Ｄ／Ａ変換器２２４によってアナログＡＧＣ信号に変換される。図７に示されるように、周波数トラッキングループフィルタ２５０は、対位相周波数発生器２１８によって生成された周波数サンプルＦ_N（ｎ）を受信する。周波数トラッキングループフィルタ２５０はディジタル信号を発生させ、ディジタル信号はＤ／Ａ変換器２５１によってアナログ周波数トラッキング信号（Ｆ_TR _ACK ）に変換される。信号Ｆ_TRACKをアナログ受信器８４で用い、受信ＲＦ信号の周波数低域変換に用いられる局部発振信号の周波数調整が行われる。上記のとおり、受信ＩチャネルおよびＱチャネルＦＭ信号エネルギは、アナログ受信器８４で０Ｈｚとは異なるベースバンド周波数に周波数変換され、望ましくないＤＣオフセットエラーの除去を容易に行う。したがって、所定の定数関数バイアス（Ｆ_BIAS ）は周波数トラッキングループフィルタ２５０に供給され、周波数サンプルＦＮ（ｎ）から減算されることによって、アナログ受信器８４に導入されたベースバンドオフセットを補償する。２．ＦＭ復調器の動作説明図８を参照すると、ＩチャネルＤＣオフセットループフィルタネットワーク２１０を示すブロック図が示されている。ＱチャネルＤＣオフセットループフィルタネットワーク２１２がループフィルタネットワーク２１０と同じであることは理解されるであろう。図８に示されるように、ループフィルタネットワーク２１０によって生成されたＩチャネルオフセット訂正信号２６０は、ベースバンドＩチャネルパス内の減算回路２６２に供給される。ループフィルタネットワーク２１０は、Ｉチャネル訂正信号２６０がＩチャネルパスに存在する望ましくないＤＣオフセットに近づくように設計される。このように、減算回路２６２によって生成された補償信号は、ＤＣオフセットエラーから実質的に離れるように生成される。動作時、受信器８４のＡ／Ｄ変換器２６６から送られたディジタルＩチャネル信号は、量子化ループフィルタ２７０で量子化されるとともに濾波される。その結果生じるディジタルＩチャネル訂正信号は、Ｄ／Ａ変換器２７２によってアナログＩチャネル訂正信号２６０に変換され、減算回路２６２に供給される。図９Ａを参照すると、量子化ループフィルタ２７０の好適な実施の形態の部分概略図が示されている。フィルタ２７０はＭＳＢ抽出レジスタ２７６を含み、ＭＳＢ抽出レジスタ２７６は、最上位ビット（ＭＳＢ）、すなわち、Ａ／Ｄ変換器の８ビットの出力の符号ビットをシフトレジスタ２７８に供給する。ＩチャネルＤＣオフセット訂正ループフィルタネットワーク２１０の時間定数は、シフトレジスタ２８０の数を調整することによって制御してもよい。シフトレジスタ２８０は、２つの補数バイアス信号２８２とともに、受信器の制御処理装置によってシフトレジスタ２７８に供給される。シフトレジスタ２７８の１１ビットの出力は累算器２８６に供給され、累算器２８６が動作して、２１ビットの符号拡張累積出力を９ビットＭＳＢ抽出回路２９０に供給する。抽出回路２９０は、２１ビットの累積ディジタルオフセット訂正信号の９つのＭＳＢをＤ／Ａ変換器２７２（図８参照）に送り、Ｄ／Ａ変換器２７２はアナログＩチャネル訂正信号２６０を生成する。特に、図９Ｂの表は、シフトレジスタ２７８で行われたビットシフトがＤＣオフセット訂正ループの時間定数を設定する方法を示す。図９Ｂに示されるように、ＤＣオフセット訂正ループは、トラッキング（ＴＲＡＣＫＩＮＧ）および捕捉（ＡＣＱＵＩＳＩＴＩＯＮ）モード動作を行うことができる。捕捉モード動作の特徴は短いループ時間定数であり、オフセット訂正に対して迅速に初期収束を行うことができる。捕捉モードで用いられる比較的短いループ時間定数は、トラッキングモード帯域幅に対するループ帯域幅を大きくするので、オフセットエラーはトラッキングモードより捕捉モード時に存在する。反対に、長いループ時間定数およびそれに伴う狭域のループ帯域幅をトラッキングモード時に用いると、定態オフセットエラーを最小化することができる。このようなデュアルモード動作によって、初期収束を最小限の遅延で得ることができると同時に、定態動作の最適化が行える。図１０を参照すると、Ｉ／Ｑ位相発生器２１４のブロック図が示されている。Ｉ／Ｑ位相発生器２１４は、ＩチャネルおよびＱチャネルのベースバンドデータの符号および振幅を決定するＩチャネルおよびＱチャネルバイナリ変換回路２９６および２９８を含む。好適な実施の形態において、ＩチャネルおよびＱチャネルのベースバンドデータは、オフセットバイナリ形式のＩチャネルおよびＱチャネルバイナリ変換回路２９６および２９８に存在する。オフセットバイナリ形式のベースバンドデータの場合、変換回路２９６および２９８は、表Ｉに示される関数を演算する。すなわち、入力ベースバンドデータサンプルのＭＳＢが論理１の場合、サンプルの絶対値（すなわち、｜Ｉ｜または｜Ｑ｜）はサンプルの８つの最下位ビット（ＬＳＢ）に等しい。それ以外の場合、絶対値は８つのＬＳＢを反転することによって得られる。さらに、変換回路はＩ_±、Ｑ_±を生成し、Ｉ_±およびＱ_±は、それぞれ、現ＩチャネルおよびＱチャネルのベースバンドデータサンプルの符号を示す。図１０を参照すると、ディジタルコンパレータ３０２は｜Ｉ｜と｜Ｑ｜の値を比較し、min(｜Ｉ｜，｜Ｑ｜)およびmax(｜Ｉ｜，｜Ｑ｜)をそれぞれ、信号線路３０８および３１０のディジタル分周器３０６に供給される。また、コンパレータ３０２は制御信号Ｃ_I/Qを発生させる。｜Ｉ｜＞｜Ｑ｜の場合、制御信号Ｃ_I/Q は１に設定され、｜Ｉ｜＞｜Ｑ｜でない場合、制御信号Ｃ_I/Qは０に設定される。分周器３０６は６ビットの比率（ＲＡＴＩＯ）信号を生成し、比率信号はmin( ｜Ｉ｜，｜Ｑ｜)／max(｜Ｉ｜，｜Ｑ｜)に等しい。比率信号はアークタンジェント（ＡＲＣＴＡＮ）ＲＯＭテーブルに供給され、テーブル３１６のインデックスとして機能する。特に、関数θ＝ａｒｃｔａｎ（比率）はテーブル３１６に記憶されている。インデックス比率は、０〜１の十進範囲に対応して０〜６３である。算出値θは、０〜π／４の十進範囲に対応して０〜３１である。本実施の形態において、アークタンジェントＲＯＭテーブル３１６は、表ＩＩに示される６４個の５ビットの位相推定値からなる。表ＩＩに示されるように、「初期値」位相の情報のみがアークタンジェントＲＯＭ３１６に蓄積されている。すなわち、メモリ容量を節約するため、アークタンジェントＲＯＭ３１６は極平面の１／８の値、すなわち、０〜π／４の値しか含まない。したがって、４５°調整モジュール３２０が動作して、アークタンジェントＲＯＭ３１６から検索された各θの値を適当な４５°だけ回転させることによって、位相（ＰＨＡＳＥ）値の出力列Ｐ（ｎ）を求める。４５°調整処理は、Ｉ＞０、Ｑ＞０かどうかおよび｜Ｉ｜＞｜Ｑ｜かどうかに基づいて、すなわち、Ｉ_+/-、Ｑ_+/-およびＣ_I/Qの値に基づいて行われる。表ＩＩＩは、４５°調整ネットワーク３２０がＩ_+/-、Ｑ_+/-およびＣ_I/Qのそれぞれの組み合わせに関連するθの値に対して行った調整を示す。表ＩＩＩに示される位相値を算出するために行われる論理演算は、下式のように表してもよい： PHASE[7]＝〜Ｑ_+/- PHASE[6]＝Ｉ_+/-ＸＯＲＱ_+/- PHASE[5]＝〜Ｑ_I/QＸＯＲＩ_+/-ＸＯＲＱ_+/- PHASE[4 …0]＝〜Ｑ_I/QＸＯＲＩ_+/-ＸＯＲＱ_+/-ＸＯＲ THETA[4…0] 上式で、位相[i]は、最下位ビットに対応するビット０を有する非符号８ビットの位相値のｉ番目のビットを示す。図１１を参照すると、対位相周波数発生器２１８の好適な実施の形態のブロック図が示されている。発生器２１８は、Ｉ／Ｑ位相発生器２１４によって生成された位相値Ｐ（ｎ）列を周波数値ＦＮ（ｎ）の正規列に変換するように設けられている。また、対位相周波数発生器２１８でシフトレジスタ３３０およびディジタル加算器３３２によって行われる微分関数は、Ｆ（ｎ）＝Ｐ（ｎ）−Ｐ（ｎ −１）の数式で表される。範囲調整モジュール３３４は、−１＜Ｆ_N（ｎ）＜１の範囲でサンプル列Ｆ（ｎ）をサンプルＦ_N（ｎ）に正規化する。本実施の形態において、この範囲調整はモジュロ２で計算される。例えば、Ｐ（ｎ）＝１．１をモジューロ２により範囲調整することによって、この数量は正規周波数Ｆ_N （ｎ）＝−０．９まで再マッピングされる。モジューロ演算は、単位円の「位相ラップ」から生じる位相差計算の曖昧さを除く。次に、周波数サンプルは、以下に示す音声１／１０フィルタ１０２および広帯域データ回復ネットワーク１０４によって処理される。図１２Ａを参照すると、受信器８４で生成された中間周波数（ＩＦ）信号の増幅を制御するように動作するディジタルＡＧＣループのブロック図が示されている。ディジタルＡＧＣループは、ＲＳＳＩネットワーク２２０、ディジタルＡＧＣネットワーク２２２およびＤ／Ａ変換器２２４を含む。ＡＧＣループ動作時、ＲＳＳＩ信号は、Ｉ／ＱＦＭ復調器９６で生成された｜Ｉ｜および｜Ｑ｜の値に基づいてＲＳＳＩネットワーク２２０で生成される。図１２Ａに示されるように、ＡＧＣネットワーク２２２のディジタル減算器３４０は、基準レベルＡＧＣ＿ＲＥＦをＲＳＳＩテーブル２２０によって出力されたＲＳＳＩ信号から減算する。その結果生じるエラー信号は、ループフィルタの積分器３４２によって積算され、Ｄ／Ａ変換器２２４に供給される。Ｄ／Ａ変換器２２４から送られるアナログＡＧＣ信号は受信器８４の低域フィルタ３４６によって濾波され、濾波信号を用いて、受信器のＩＦ信号路内のＡＧＣ増幅器３５０のゲインを調整する。増幅器３５０は、高い動的範囲にわたって線形（ｄＢ）ゲイン制御を行うことができる。増幅器３５０は、例えば、米国特許弟５，０９９，２０４号「線形ゲイン制御増幅器」に記載されているように設計されてもよい。なお、この特許は、本発明の譲渡人に譲渡されている。閉ループＡＧＣシステムを図１２Ａに示すため、受信器８４で行われるベースバンド処理を概略的に示す。特に、ＡＧＣ増幅器３５０から送られるレベル制御ＩＦ信号は、ミクサ３５４のベースバンド周波数に変換される。上記のとおり、ミクサ３５４に送られるＬＯ信号の周波数は、中心ＩＦ周波数が０Ｈｚからベースバンド周波数オフセットにマッピングされるように選択される。ミクサ３５４で生成されたベースバンド信号ＩおよびＱは、ＣＤＭＡ／ＦＭ受信器９２に送信される前にベースバンドＬＰＦ／Ａ／Ｄネットワーク３５８で濾波されるとともにディジタル化される。図１２Ｂを参照すると、ＲＳＳＩネットワーク２２０の好適な実施の形態のブロック図が示されている。ＲＳＳＩネットワーク２２０は、関数10log₁₀ （Ｉ²＋Ｑ²）を演算するように動作する。この関数は代わりに下式のように示してもよい：ＲＳＳＩ＝20l0g10 ［max(｜Ｉ｜，｜Ｑ｜］＋ 10log₁₀ ［1+min （｜Ｉ｜，｜Ｑ｜）²／max(｜Ｉ｜，｜Ｑ｜)²］中間結果もまた位相復調処理時に決定しなければならないので、max(｜Ｉ｜，｜Ｑ｜)およびmin（｜Ｉ｜，｜Ｑ｜）／max(｜Ｉ｜，｜Ｑ｜)の値は、Ｉ／Ｑ位相発生器２１４から効率的に得られる。20log₁₀[max(｜Ｉ｜，｜Ｑ｜)］および1 0log₁₀［1+min （｜Ｉ｜，｜Ｑ｜）²／max(｜Ｉ｜，｜Ｑ｜)²の計算は、第１および第２のＬＯＧ関数ブロック３７０および３７２で行われる。ＬＯＧ関数ブロック３７０および３７２は、例えば、プログラム論理アレー（ＰＬＡ）または従来の論理ゲートを用いて演算を行ってもよい。ＲＳＳＩ信号は、ディジタル加算器３７４のＬＯＧ関数ブロック３７０および３７２からの出力を組み合わせることによって得られる。図１３Ａは、ディジタルＡＧＣネットワーク２２２のディジタル減算器３４０および積分器３４２の好適な実施の形態を示す。図１３Ａを参照すると、レジスタ３４４から送られるＡＧＣＲＥＦ信号は、ＲＳＳＩネットワーク２２０から送られるＲＳＳＩ信号とともに減算器３４０に供給される。本実施の形態において、ＡＧＣＲＥＦパラメータは５ビットの定数で、受信器の制御処理装置によってレジスタ３４４にロードされる。図１３Ａを参照すると、制御処理装置から送られる５ビットの所定の定数信号ＡＧＣＲｅｆは、ＲＳＳＩネットワーク２２０から送られる７ビットのＲＳＳＩ信号とともに減算器３４０に供給される。その結果生じる推定ＲＳＳＩ信号と所望の信号レベル（ＡＧＣＲｅｆ）との振幅差は、ループフィルタゲインネットワーク３４１によってスケーリングされる。ループフィルタゲインはゲイン値Ｇによって特定され、ここで、Ｇ＝０．ａ₁ ａ₂ _×２^SHIFTである。本実施の形態において、分数成分（ａ₁ａ₂）は２ビットの値からなり、パラメータSHIFTによって特定される算術左桁上げは３ビットの値である。一例として、ａ₁＝１、ａ₂＝１およびSHIFT＝３の場合、等価ループゲインは０．１１×２^-3（バイナリ）または３／３２（十進法）である。図１３Ａにおいて、分数スケーリング処理は完全乗算として行われ、桁処理は算術左桁上げとして行われる。２つの所定の定数ループゲイン信号、すなわち、ＡＧＣ＿ＡｔｔａｃｋおよびＡＧＣ＿ＤｅｃａｙはＡＧＣネットワークに供給される。ＡＧＣ＿ＡｔｔａｃｋおよびＡＧＣ＿Ｄｅｃａｙは、それぞれ、ゲイン成分ａ１およびａ２を示す２ビットのセグメントからなり、３ビットのセグメントはパラメータSHIFT を示す。信号レベルエラー信号の符号ビットは、ＡＧＣ＿ＡｔｔａｃｋおよびＡＧＣ＿Ｄｅｃａｙによって符号ビットのスケーリングを決定する。符号ビットが正（すなわち、論理「０」）の場合、エラーはＡＧＣ＿Ｄｅｃａｙによって特定されたゲインによってスケーリングされる。反対に、エラーが負の場合、エラーはＡＧＣ＿Ａｔｔａｃｋによって特定されたゲインによってスケーリングされる。正の信号レベルエラーの場合、ＡＧＣループは、ＡＧＣ増幅器のゲインを減らすことによって信号レベルを小さくする。この場合、ループゲインおよびそれに伴って対応するループ時間定数は、ＡＧＣ＿Ｄｅｃａｙの値によって決められる。同様に、負の信号レベルエラーが存在する場合、ＡＧＣループは、ＡＧＣ増幅器のゲインを増やすことによって信号レベルを大きくする。このような状況で、ループゲインおよび時間定数はＡＧＣ＿Ａｔｔａｃｋによって決められる。ループ時間定数の選択は、ＡＧＣの信号レベルトラッキング能力とベースバンド信号レベルがＡＧＣ受信器のＤＡＣの動的範囲内にとどまる程度との所望のバランスにしたがって行われる。図１３Ｂは、ループ時間定数の例に対応するパラメータ値を示す。図１３Ａを参照すると、スケーリングされた８ビットの信号レベルエラーは、１４ビットの飽和積分器３４２に供給される。さらに、積分器３４２の６ビットの所定の飽和の上限および下限（ＡＧＣ＿Ｍａｘ、ＡＧＣ＿Ｍｉｎ）は、受信器の制御処理装置によってＡＧＣネットワークに供給される。積分器３４２は平均信号エラーを強制的に０にし、これは、平均推定信号レベル（ＲＳＳＩ）と所望の信号レベル（ＡＧＣ＿Ｒｅｆ）の差の最小化に等しい。飽和限界（ＡＧＣ＿Ｍａｘ、ＡＧＣ＿Ｍｉｎ）は、通常、ＡＧＣ増幅器の制御電圧の範囲の上限および下限に対応するように選択される。７つの最上位ビット（ＭＳＢ）は積分器３４２の出力から抽出され、ＤＡＣ２２４（図１２Ａ）に供給され、ＤＡＣ２２４は、ＡＧＣ増幅器Ｋのゲインを再調整する。図１４Ａは、デュアルモード受信器に含まれる周波数トラッキングループの好適な実施の形態の構造を示す。図１４Ａを参照すると、周波数トラッキングループフィルタ２５０はディジタル減算器３９０を含み、８ビットのＦＭ復調周波数信号は、対位相周波数発生器２１８から減算器３９０に供給される。減算器３９０は周波数バイアス信号（Ｆ_BIAS）を減算するように設計され、本実施の形態において、周波数バイアス信号は、８ビットの復調周波数信号から送られる周波数ＬＳＢ（すなわち、１５６Ｈｚ）にほぼ等しい。その結果生じる差信号はシフトレジスタ３９２に供給され、周波数トラッキングループゲイン定数Ｆ_Gainにしたがってビットシフトされる。様々なゲイン定数Ｆ_Gainに関連する周波数トラッキングループの時間定数が図１４ｂの表に示される。次に、シフトレジスタ３９２の符号拡張出力はディジタル累算器３９４に伝送される。本実施の形態において、シフトレジスタ３９２からの出力は１５ビットの確度であり、累算器３９４は２２ビットの幅である。図１４Ａに示されるように、累算器３９４によって出力された８のＭＳＢはＤ／Ａ変換器２５１に供給される。ＣＤＭＡモード動作時に、ＣＤＭＡ周波数トラッキング信号は、累算器３９４からの出力の代わりに、Ｄ／Ａ変換器２５１にマルチプレクス(maltiplexd 多重送信）されてもよい。Ｄ／Ａ変換器２５１によって生成された周波数トラック信号Ｆ_trackは、受信器８４のＲＦ部に含まれる局部発振器３９６の周波数を調整するために使用される。さらに、受信器８４は、局部発振器３９６に与えられた周波数に応じて受信ＲＦ信号の周波数を変換するミクサ３９８を含む。ＩＦ信号はＩＦ処理部４０２に供給され、ＩＦ処理部４０２の出力はＡ／Ｄ変換器２６６によってサンプリングされ、Ｉ／Ｑ位相発生器２１４に供給される。このように、図１４Ａの周波数トラッキングループは、受信ＲＦ搬送波周波数の閉ループディジタルトラッキングを容易にする。さらに、図１４Ａに示されるディジタル化によって、所望のループ応答を得られるようにパラメータＦ_GAINをプログラムできる。Ｂ．音声１／１０フィルタ図１５を参照すると、音声１／１０フィルタ１０２の好適な実施の形態のブロック図が示されている。１／１０フィルタは、Ｉ／ＱＦＭ復調器９６から送られる復調周波数信号を低速のデータレートに変換する。本実施の形態において、Ｉ／ＱＦＭ復調器によって生成された４０ｋｓｐｓの８ビットのデータは、フィルタ１０２内で、２０キロサンプル／秒（ｋｓｐｓ）の１２ビットのデータに変換される。図１５のフィルタ構造は１組のカスケード接続ＳＩＮＣフィルタ（すなわち、 sinc(x)=sin(x)/x）に依存し、ハードウェアの実行効率を達成する。特に、フィルタ１０２は、２タップＳＩＮＣ³フィルタ４１６とカスケード接続された入力３タップＳＩＮＣフィルタ４１２を含む。ＳＩＮＣ³フィルタ４１６からの出力は、例えば、２０ｋｓｐｓの速度でスイッチ４１８によってサブサンプリングされる。フィルタ１０２は、通常、少なくとも４０ｄＢの減衰を１６〜２０ｋＨｚの周波数域にわたって供給するように設計されている。以下のｚ定義域の変換関数にしたがってＳＩＮＣフィルタを演算することによって、減衰度を変更してもよい。ＳＩＮＣフィルタ変換関数３タップＳＩＮＣ（４１２） (1+z-1+z-2)/4 ２タップＳＩＮＣ³（４１６） (1+z-1)(1+z-1)(1+z-1)/8 Ｃ．広帯域波形タイミング／データ回復図１６を参照すると、広帯域データ回復ネットワーク１０４の例示的な実施の形態の構造が示されている。広帯域データ回復ネットワーク１０４は、デュアルモード受信器１６によって受信されマンチェスター符号化されたデータストリームにタイミング回復および復号動作を行うために設けられている。ネットワーク１０４は受信器（ＲＸ）フィルタ４３０を含み、フィルタ４３０はマンチェスター記号ストリームの整合フィルタに近い。さらに、ＲＸフィルタ４３０は復調ＦＭ信号の帯域を限定し、対位相周波数発生器２１８によって生じる高周波雑音を拒絶する。例示的な本実施の形態において、ＲＸフィルタ４３０は、１３ｋＨｚ程度の遮断周波数のアナログ−４番目のバターワース(Butterworth)低域フィルタの特性に対してエミュレト(emulate)するように設計されている。復調ＦＭ信号が例えば４０ｋｓｐｓの速度でＩ／Ｑ復調器によって生成されると、ＲＸフィルタ４３０は、ｚ定義域変換関数（１＋ｚ−１）／２を有する２タップＳＩＮＣフィルタ（２０ｋｓｐｓで０）で演算を行う。図１６を参照すると、補間フィルタ４３２は、ＲＸフィルタ４３０によって生成されたフィルタ信号のサンプルレートを増加するために備わり、タイミング回復ネットワーク４３３およびマンチェスター復調ネットワーク４３４による処理に適したサンプル分解能を達成する。補間フィルタ４３２は図１７により詳細に示され、ＲＸフィルタ４３０からの４０ｋｓｐｓのサンプルストリームを受けるゼロ次ホールド４３６を含む。スイッチ４３８は、ゼロ次ホールド４３６の出力を例えば３２０ｋｓｐｓで再サンプリングし、２０ｋｂｐｓのマンチェスターストリームのタイミング回復および検出に必要な分解能を供給する。その結果生じる再サンプリングされた３２０ｋｓｐｓのサンプルストリームは、変換関数（１＋ｚ−１＋．．．＋ｚ−７）／８を有する８タップＳＩＮＣフィルタ４４０によって濾波される。その結果、ＲＸフィルタ４３０が生成した列ｘ（ｎ）に応じて８タップＳＩＮＣフィルタ４４０が生成した線形補間列ｙ（ｎ）は下式に示される： y(8n+k)=x(n) k=0 k=0 の場合 y(8n+k)=y(8n+k-1)+(x(n)-x(n-1)/8) k=1,...7の場合図１８Ａを参照すると、タイミング回復ネットワーク４３３およびマンチェスター復号ネットワーク４３４のブロック図が示されている。例示的な本実施の形態において、マンチェスター復号ネットワーク４３４は１番目のディジタルフェーズロックループ（ＤＰＬＬ）を用いて動作し、ＤＰＬＬのタイミングは、タイミング回復ネットワーク４３３が生成したゼロ交差４６０によって決定される。図１８Ａに示されるように、タイミング回復ネットワーク４３３は、閾値データビット４７０を補間速度３２０ｋｓｐｓでゼロ交差回路４７２に供給するデータ閾値化回路４６４を含む。閾値データビット４７０は、入力サンプル列の符号に基づいて生成される。特に、各ゼロ交差４６０は、閾値データビット４７０の連続するデータビットの排他的論理和(XOR'ing)を求めることによって、ゼロ交差回路４７２内で生成される。マンチェスター復号ネットワーク４３４のＤＰＬＬは、２０ｋｓｐｓのマンチェスター符号レートにロックするように設計されている。復号ネットワーク４３４はゼロ交差サンプル位相検出器４８０を含み、検出器４８０は、各ゼロ交差４６０の発生時に位相累算器４８４の出力をサンプリングするように動作する。好適な実施の形態において、位相検出器４８０は位相累算器の３つの最上位ビット（ＭＳＢ）から抽出された３ビットのエラー信号を生成し、１／２の最下位ビット（ＬＳＢ）オフセットは位相累算器に加えられ、バイアスをかけていない４ビットの位相エラー推定値を求める。位相検出器４８０が生成した検出位相サンプルは、それぞれ、受信器の制御処理装置から送られるループゲインシフト（Ｌ_SHIFT）コマンドにしたがって、ループゲインスケーリングレジスタ４９０内でビットシフトされる。スケーリングレジスタ４９０で行われたビットシフトの大きさは、時間定数とともにネットワーク４３４のＤＰＬＬの帯域幅を決定する。例示的一組のＬ_SHIFT値に関連する時間定数，及びループ帯域幅は、図１８Ｂに示されている。図１８Ｂに示されるように、好適な実施の形態において、Ｌ_SHIFT値は５〜８で、８０Ｈｚ〜１０Ｈｚのループ帯域幅に相当する。図１８Ａを参照すると、位相累算器４８４は、例えば３２０ｋＨｚのレートで同一位相増分して更新される。例示的な本実施の形態において、各固定位相増分が１／８になるように選択されることによって、位相累算器４８４は、３２０ｋＨｚでマンチェスター符号の１６クロックサイクル毎に１回の割合で−１〜＋１の間を傾斜(ramping)する。一般に、位相累算器４８４は±１のオーバフローで完了する(wrap)ように動作する。動作時、図１８ＡのＤＰＬＬはフェーズロックを行い、入力信号のゼロ交差４６０は位相累算器４８４から出力された±１のゼロ交差に一致する。原理上、この一致は位相検出器４８０から送られるゼロの平均サンプル位相エラーになるが、様々な要素（例えば、量子化時間分解能および信号雑音）は、非ゼロサンプル位相エラーを発生させることによって連続的なループ動作を確実に行う。特定の動作例として、例えば、±１信号が遷移する場合、位相累算器４８４から入力信号のゼロ交差４６０が「立ち上がる(leadyng)」。この場合、その結果生じる正エラー信号は、減算器４９８に供給される次の１／８位相増分から減算される。それによって、入力ゼロ交差４６０に対する累算器４８４の出力の位相立ち上がりが小さくなる。図１８Ａを参照すると、回復マンチェスタークロック５０２は累算器４８４で累積された位相エラーの符号から導出される。フェーズロック時、回復マンチェスタークロック５０２の正遷移は、ラッチ５０６が生成した回復マンチェスターデータ５０４の符号間遷移に対応する。特に、ラッチ５０６が回復マンチェスタークロック信号５０２の立ち下がりで閾値データ信号４７０をラッチすることによって、マンチェスターデータ５０４は発生する。図１９Ａは、広帯域データ回復ネットワーク１０４に含まれるＮＲＺデコーダ５２０の部分概略図である。図１９Ａを参照すると、広帯域データ回復ネットワーク１０４から送られるマンチェスターデータ５０４は入力シフトレジスタ５２４および５２６を介して転送され、シフトレジスタ５２４および５２６から、信号線路５２８および５３０上の連続するマンチェスター符号が出力される。マンチェスター符号は、それぞれ、マルチプレクサ５３４および第１のＸＯＲゲート５３６に供給される。また、マンチェスター符号５３０は第２のＸＯＲゲート５４２に供給され、さらに、入力シフトレジスタ５４０を通過する。図１９Ａに示されるように、レジスタ５４０の出力は第２のＸＯＲゲート５４２に供給される。好適な実施の形態において、ＮＲＺデコーダ５２０はランダムウォークフィルタ（ＲＷＦ）５５０を含み、ＲＷＦ５５０は、ＸＯＲゲート５３６および５４２の出力に応じてＮＲＺデータおよびクロック位相を回復させるため設けられている。ＮＲＺデコーダ５２０はＮＲＺビットクロック５５４も備え、ＮＲＺビットクロック５５４は、回復マンチェスタークロック信号５０２が二分回路５５６を通過することによって得られる。しかしながら、マンチェスタークロック５０２とＮＲＺビットクロック５５４の間に１８０°位相の象限不明が存在するので、ＮＲＺビットクロック５５４固有のタイミング情報のみではマンチェスターデータからＮＲＺデータへ直接変換できない。本発明に従って，回復マンチェスターデータ５０４固有のエラー検出特性に依存することによって、この位相象限不明はＲＷＦ５５０で解決される。すなわち、連続するマンチェスター符号の排他的論理和が常に均一であることがマンチェスターデータストリームの特徴である。図１９Ａを参照すると、連続するマンチェスター符号５２８および５３０の各々は，１対の存在し得るＮＲＺ復号データ値に相当する。ＲＷＦ５５０は、回復マンチェスターデータを処理することによって、マルチプレクサ５３４を介してＮＲＺ値の１つを選択し、もっともあり得るＮＲＺサンプル位相を決定する。特に、ＲＷＦ５５０のＮＲＺ論理５６０は排他的−ＯＲゲート５４２および５３６からの出力を受け入れる。以下、排他的−ＯＲゲート５４２および５３６は、それぞれ、位相有効表示の位相１（Ｐ１）および位相２（Ｐ２）と呼ぶ。位相有効表示Ｐ１およびＰ２は、それぞれ、ＮＲＺデータビット５３０および５２８で識別され、ＮＲＺデータビット５３０および５２８はマルチプレクサ５３４に供給される。回復ＮＲＺクロック５５４の立ち上がりで、ＲＷＦ５５０の累積器５６２は、ＮＲＺ論理５６０から増分された増分値（ＩＮＣ）を供給される。好適な実施の形態において、増分値（ＩＮＣ）は０または±１のいずれかであり、上記のマンチェスターエラー検出にしたがって位相有効表示Ｐ１およびＰ２を分析することによって、ＮＲＺ論理５６０によって生成される。なお、所定の３つ連続するマンチェスター符号の場合、Ｐ１は第１および第２の符号の排他的論理和を演算することによって求められ、Ｐ２は第２および第３の符号の排他的論理和を演算することによって求められる。位相有効表示Ｐ１およびＰ２は、１に設定された場合、「正確」である。１に設定することによって、連続する符号の排他的論理和が均一であるというマンチェスターエラー検出の制限を満たすからである。Ｐ１が正確でＰ２が不正確な場合、累積器５６２が増分される。逆の場合（すなわち、Ｐ１＝０、Ｐ２＝１の場合）、累積器５６２は減分される。Ｐ１およびＰ２が同一値の場合、累積器５６２は増分も減分もされない。図１９ｂは、ＮＲＺ論理５６０の動作モードの概略を表で示す。本実施の形態において、累積器５６２は６ビットの幅なので、−３１または＋３２で飽和する。正確なＮＲＺ符号は、累積器５６２に記憶された値の符号に基づいてマルチプレクサ５３４によって選択される。特に、正累積値は出力レジスタ５６６に供給される信号線路５３０上のマンチェスター符号になる。一方、マルチプレクサ５３４は、負累積値に応じて、信号線路５２８上のマンチェスター符号をレジスタ５６６に送る。ＮＲＺデコーダ５２０は、自己同期するのに有利に設計されている。すなわち、デコーダ５２０は、システム始動時に初期化を必要としない。さらに、正確なＮＲＺ位相を達成する最悪な場合「ウォーク」は、６ビットの累積器を含むＲＷＦ５５０を用いるとき、３２である。好適な実施の形態において、出力レジスタ５６６から送られるＮＲＺデータの連続ストリームは、デュアルモード送信器１４によって符号化された様々な形式のメッセージを含んでもよい。連続ＮＲＺデータからこのようなメッセージ情報を識別し抽出する技術は当業者によって行われることは明らかである。好適な実施の形態の上記説明によって、当業者は本発明を行ったり用いることができる。これらの実施の形態の様々な変形は当業者には明らかであり、本明細書に記載された基本原理は、発明的能力を用いることなく他の実施の形態に適用してもよい。このため、本発明は本明細書に記載の実施の形態に限定されず、本明細書記載の原理および新規性と一致した広範囲の発明であることを意図する。

【手続補正書】特許法第１８４条の８第１項【提出日】１９９６年７月２３日【補正内容】ルの実部および虚部を示す。実施の形態において、ベースバンド等価信号は、所定の極限値によってゼロ周波数（すなわち、０Ｈｚ）からベースバンド周波数オフセットに変換される。上記のとおり、アナログ受信器８４は、所定の周波数極限値、例えば、１５０ＨｚによってＲＦ中心周波数からゼロ周波数にオフセットする受信信号をマッピングするように設計されている。このようなＤＣオフセット極限値によって、変調されていないＦＭ信号、すなわち、連続波（ＣＷ）信号とアナログ処理時に導入されたＤＣオフセットエラーとの微分を行うことができる。本発明の一側面によると、ＤＣオフセットエラーはゼロ周波数で残る一方、周波数変換ＣＷ信号は所定の周波数極限値（例えば、１５０Ｈｚ）と等価の非ゼロベースバンド周波数までマッピングされる。図８を参照して以下に示すように、ＩチャネルオフセットＱチャネルＤＣオフセット訂正ループネットワーク２１０および２１２は、Ｉ／Ｑ復調器９６によってさらに処理される前にＤＣオフセットを受信信号路から除去するように設計されている。ＤＣオフセット訂正ループ２１０および２１２によって、ＣＷ信号情報を破壊せず、ＤＣオフセットエラーの除去が有利に行える。さらに、ＦＭ復調器９６はＩ／Ｑ位相発生器２１４を含み、Ｉ／Ｑ位相発生器２１４は、受信ＦＭ信号ベクトルの位相角を推定するように設計されている。Ｉ／Ｑ位相発生器２１４によって演算される関数は下式に示される：Ｐ（ｎ）=arctan ｛Ｉ（Ｑ）／Ｑ（ｎ）｝上式で、Ｐ（ｎ）はＩ（ｎ）およびＱ（ｎ）によって決められるＦＭ信号ベクトルのサンプルに関連する位相角を示す。位相角Ｐ（ｎ）の推定値を求める４象限のアークタンジェント計算は下式のとおりである：（ｉ）B=min(｜I ｜，｜Q ｜)/max(｜I ｜／｜Q ｜)を計算し、（ｉｉ）０から３０π/4の範囲の位相推定値Ｐｅ（ｎ）を決定する。ここで、Pe(n)= TAN^-1(B)である。（ｉｉｉ）｜Ｉ｜および｜Ｑ｜の相対振幅値およびＩおよびＱに基づいて、−π からπの範囲で位相推定値Ｐｅ（ｎ）を再マッピングする。上記は、４象限のアークタンジェント計算を行う技術の１つを示し、このアル請求の範囲１．周波数変調（ＦＭ）モード時にはＦＭ信号を使用して，及び符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）モード時にはＣＤＭＡ信号を使用して，情報信号を送信するためのデユアルーモード送信器であって，デイジタルＦＭ音声信号を発生するディジタル音声処理装置；前記ディジタル信号処理装置に接続され，広帯域データ信号を発生する広帯域データ発生器；前記広帯域データ発生器に接続され，前記広帯域データ信号を前記ディジタルＦＭ音声信号と結合し，そこで複合ディジタルＦＭ信号を生起する結合器；前記モードのスイッチに接続され，前記情報信号をアップコンバートし，そして送信する送信器；及び前記結合器に接続され，前記複合ディジタルＦＭ信号とＣＤＭＡデータ信号を受信し，そして前記ＦＭモード時には前記複合ディジタルＦＭ信号を前記送信器に供し，前記ＣＤＭＡモード時には前記ＣＤＭＡデータ信号を前記送信器に供する，モードスイッチ；を具備するデユアルーモード送信器２．請求項１に記載されたデユアルーモード送信器であって，前記ディジタル信号処理装置と前記結合器との間に設置されそれらに接続された，前記ディジタルＦＭ音声信号をアップサンプリングする音声補間フィルタ；及び前記結合器及び前記モードスイッチとの間に設置されそれらに接続された，前記複合ディジタルＦＭ信号を拡大縮小する乗算器，を具備するデユアルーモード送信器。３．ＣＤＭＡ及びＦＭデユアルーモード送信器で広帯域データ信号を発生する広帯域データ発生器であって，非ゼロ復帰入力データ信号を受信するデータレジスタ；前記データレジスタに接続され，前記非ゼロ復帰入力データ信号に応じて前記広帯域データ信号の一部を発生する第一のマルチプレクサ；前記第一のマルチプレクサに接続され，前記広帯域データ信号の前記発生された部分を逆変換するインバータ；及び前記インバータ，前記データレジスタ及び前記第一のマルチプレクサに接続され，前記広帯域データ信号の前記部分を前記広帯域データ信号の前記逆変換された部分と多重化し，そこで前記広帯域データ信号を発生するする，第二のマルチプレクサ，を具備する広帯域データ発生器。４．情報信号を受信するデユアルモード受信機であって，前記情報信号はＦＭモード時には複合ディジタルＦＭ音声及び広帯域データ信号を表し，前記情報信号はＣＤＭＡモード時には符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）データ信号を表しており，前記デユアルモード受信機は，前記情報信号をダウンコンバートするダウンコンバータであって，前記ＦＭモード時には同位相（Ｉ）及び直交位相（Ｑ）のアナログＦＭ信号を供し，前記Ｉ及びＱのアナログＦＭ信号は予め定められたオフセット極限値までゼロ周波数からオフセットされており，前記ＣＤＭＡモード時には同位相（Ｉ）及び直交位相（Ｑ）のアナログＣＤＭＡ信号を供する，ダウンコンバータ；前記Ｉ及びＱアナログＦＭ信号をＩ及びＱディジタルＦＭ信号に変換し，及び前記Ｉ及びＱアナログＣＤＭＡ信号をＩ及びＱディジタルＣＤＭＡ信号に変換する，前記ダウンコンバータに接続されたデユアルモードインタフエイスであって，前記デユアルモードインターフエイスはさらに前記Ｉ及びＱディジタルＦＭ信号をディジタルＦＭ復調器に伝送し，及び前記Ｉ及びＱディジタルＣＤＭＡ信号をＣＤＭＡ復調器に伝送する，デユアルモードインタフエイス；前記ＣＤＭＡ復調器は，前記デユアルモードインターフエイスに接続され，前記Ｉ及びＱディジタルＣＤＭＡ信号をディジタル的に復調し，ここにおいて前記ＣＤＭＡデータ信号を回復する，前記ＣＤＭＡ復調器；前記ディジタルＦＭ復調器は，前記デユアルモードインタフエイスに接続され，前記Ｉ及びせＱディジタルＦＭ信号をディジタル的に復調し，そこにおいて前記複合ディジタルＦＭ音声及び広帯域データ信号を回復する前記ディジタルＦＭ復調器；前記ディジタルＦＭ復調器に接続され，前記複合ディジタルＦＭ音声及び広帯域データ信号から前記広帯域データ信号を回復する広帯域データ回復ネットワーク；及び前記広帯域データ回復ネットワークに接続され，前記広帯域データ信号をデコードする広帯域メッセージデコーダ；を具備する，デユアルモード受信機５．請求項４に記載されたデユアルモード受信機において，前記ディジタルＦＭ復調器は，前記Ｉ及びＱディジタルＦＭ信号をディジタル的に濾波し，前記予め定められたオフセット極限値を消去し，そしてＩ及びＱディジタルＦＭベースバンド信号を生起するＩ及びＱオフセットループフィルタ；前記Ｉ及びＱディジタルＦＭベースバンド信号の受信信号強度を測定し，前記受信器の可変ゲインを前記受信信号強度測定値に応じて変える，ディジタル自動ゲイン制御ネットワーク；及び前記複合ディジタルＦＭ音声及び広帯域データ信号をディジタル的に濾波し，及び前記ディジタル的に濾波されたディジタルＦＭ音声信号に応じて，前記受信器の局部発信周波数を調整する，周波数トラッキングループフィルタ；を具備する，デユアルモード受信機。６．ディジタルＦＭ復調器におけるディジタルＦＭ信号から予め定められたオフセット極限値を消去するＤＣオフセットループフィルタであって，前記ディジタルＦＭ信号の最上位ビットを抽出する第一の抽出レジスタ；前記第一の抽出レジスタに接合され，前記ＤＣオフセットループフィルタの時間定数を調整する，シフトレジスタ；前記シフトレジスタに接続され，前記抽出された最上位ビットを累積する塁算器；前記塁算器に接続され，前記累積された最上位ビットから予め定められた数の上位ビットを抽出する，第二の抽出レジスタ；及び前記第二の抽出レジスタに接続され，前記抽出された予め定められた数の上位ビットをアナログＤＣオフセット修正信号に変換する，コンバータ；とを，具備するＤＣオフセットループフィルタ。７．同位相（Ｉ）及び直交位相（Ｑ）ディジタルＦＭベースバンド信号を有するディジタルＦＭ復調器における自動ゲイン制御（ＡＧＣ）ネットワークであって，少なくとも前記ＩディジタルＦＭベースバンド信号又は前記ＱディジタルＦＭベースバンド信号のいずれかの絶対値の最大値の，前記ＩディジタルＦＭベースバンド信号又は前記ＱディジタルＦＭベースバンド信号のいずれかの前記絶対値の最小値に対する比に基づいて，前記Ｉ及びＱディジタルＦＭベースバンド信号の受信した信号強度を計算する，受信信号強度測定回路；前記受信信号強度測定回路に接続され，前記計算れた受信信号強度から基準レベルを減算するディジタル減算器であって，ディジタルＡＧＣエラー信号を供する前記ディジタル減算器；前記ディジタル減算器に接続され，飽和の上限と飽和の下限との間で前記ディジタルＡＧＣエラー信号を積分する積分器；及び前記積分器に接続され，前記ディジタルＡＧＣエラー信号をアナログＡＧＣエラー信号に変換するコンバータ；とを具備する自動ゲイン制御ネットワーク。８．ディジタルＦＭ復調器における周波数トラッキングループフィルタであって，基準周波数をディジタルＦＭ信号から減算し，それによりディジタル周波数エラー信号を供するディジタル減算器；前記ディジタル減算器に接続され，ゲイン信号に応じて前記周波数トラッキングループフィルタの時定数を調整する，シフトレジスタ；前記シフトレジスタに接続され，前記ディジタル周波数エラー信号を計算する塁算器；及び前記塁算器に接続され，前記ディジタル周波数エラー信号をアナログ周波数エラー信号に変換するコンバータ；とを具備する周波数トラッキングループフィルタ。９．広帯域データ回復ネットワークであって，マンチエスター符号化された非ゼロ復帰（ＮＲＺ）データ信号を複合ディジタルＦＭ音声及び広帯域データ信号から回復するディジタル位相ロックループ；及び前記マンチエスター符号化されたＮＲＺデータ信号を復合するＮＲＺデコーダ；とを具備した広帯域データ回復ネットワーク。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＨＵ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ

Claims

【特許請求の範囲】１．周波数変調（ＦＭ）モードおよび多重アクセスモード動作時に情報信号を通信するデュアルモードディジタル通信システムにおいて、前記ディジタル通信システムは、前記ＦＭモード動作時にＦＭ通信信号を用いて前記情報信号を送信するとともに、前記多重アクセスモード動作時に多重アクセス通信信号を用いて前記情報信号を送信するデュアルモード送信器と；前記ＦＭモード動作時に前記ＦＭ通信信号を受信するとともに、前記多重アクセスモード動作時に前記多重アクセス通信信号を受信するデュアルモード受信器とを備え、前記デュアルモード受信器は、前記ＦＭモード動作時に前記受信ＦＭ信号から前記情報信号を回復させるとともに、前記多重アクセスモード動作時に前記受信多重アクセス信号から前記情報信号を回復させるディジタル復調手段を含むことを特徴とするデュアルモードディジタルＦＭ通信システム。２．請求項１記載のシステムにおいて、前記デュアルモード送信器は、前記情報信号に含まれる第１のバイナリデータ列をサンプル変調波形に変換する手段と；前記サンプル変調波形の少なくとも一部に基づいて搬送波信号を変調させることによって、前記ＦＭ通信信号を供給する変調器とを含むことを特徴とするデュアルモードディジタルＦＭ通信システム。３．請求項２記載のシステムにおいて、前記送信器は、さらに、第２のデータ列を前記サンプル変調波形を用いて多重化し、ＦＭ変調波形を形成する手段を含み；前記変調器は、前記搬送波信号を前記ＦＭ変調波形を用いて変調するように動作することを特徴とするデュアルモードディジタルＦＭ通信システム。４．請求項１記載のシステムにおいて、前記ディジタル復調手段は、前記受信ＦＭ通信信号を、ゼロ周波数からオフセットされた所定の周波数に集中したディジタル入力信号に変換するＦＭ復調器を含み；前記入力信号は複数のディジタルサンプルからなり、前記入力信号のディジタルサンプルは、それぞれ、１／４位相に第１および第２のサンプル成分を含むことを特徴とするデュアルモードディジタルＦＭ通信システム。５．請求項４記載のシステムにおいて、前記ＦＭ復調器は、さらに、前記入力信号の各ディジタルサンプルの第１および第２のサンプル成分比を計算する手段と；前記比のそれぞれのアークタンジェントを決定することによって、各ディジタルサンプルの位相ベクトルを計算する手段と；前記位相ベクトルのそれぞれを所定の角度範囲内にあるように回転させる４５ °調整手段と；前記回転位相ベクトルを濾波することによって、復調周波数信号を供給するディジタルフィルタとを含むことを特徴とするデュアルモードディジタルＦＭ通信システム。６．請求項５記載のシステムにおいて、前記ディジタルフィルタは、前記回転位相ベクトルのそれぞれの角度の値から前記回転位相ベクトルの前の１つの角度の値を減じる減算回路を含むことを特徴とするデュアルモードディジタルFM通信システム。７．請求項５記載のシステムにおいて、前記所定の角度範囲は０からπ／４ラジアンまで延長することを特徴とするデュアルモードディジタルＦＭ通信システム。８．請求項１記載のシステムにおいて、前記デュアルモード受信器は、前記受信ＦＭ信号と基準信号の電力差を示すエラー信号を選択的に積分することによってゲイン制御信号を供給するために動作するＦＭモード自動ゲイン制御装置を含むことを特徴とするデュアルモードディジタルＦＭ通信システム。９．請求項１記載のシステムにおいて、前記デュアルモード送信器は、ＣＤＭＡ通信信号の形をとる前記多重アクセス通信信号を生成するとともに、前記ＣＤＭＡ通信信号を送信する符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）変調器／送信器を含み、前記ディジタル復調手段は、前記情報信号を前記デュアルモード受信器によって受信された前記ＣＤＭＡ通信信号から抽出するＣＤＭＡ復調器を含むことを特徴とするデュアルモードディジタルＦＭ通信システム。１０．周波数変調（ＦＭ）モードおよび多重アクセスモードで動作するデュアルモードディジタル通信システムにおいて、情報信号を通信する方法は、前記ＦＭモード動作時にＦＭ通信信号を用いて前記情報信号を送信するとともに、前記多重アクセスモード動作時に多重アクセス通信信号を用いて前記情報信号を送信するステップと：前記情報信号を回復させるため、前記ＦＭモード動作時に前記ＦＭ通信信号を受信するとともにディジタル復調するステップと；前記多重アクセスモード動作時に前記多重アクセス通信信号を受信するとともに、前記情報信号を前記受信多重アクセス通信信号から抽出するステップとからなることを特徴とするデュアルモードディジタルＦＭ通信方法。１１．請求項１０記載の方法において、前記送信ステップは、前記情報信号に含まれる第１のバイナリデータ列をサンプル変調波形に変換するステップと；前記サンプル変調波形の少なくとも一部に基づいて搬送波信号を変調させることによって、前記ＦＭ通信信号を供給するステップとを含むことを特徴とするデュアルモードディジタルＦＭ通信方法。１２．請求項１１記載の方法において、前記送信ステップは、前記サンプル変調波形を用いて第２のデータ列を多重化するステップと、前記搬送波信号を前記ＦＭ変調波形を用いて変調するステップとを含むことを特徴とするデュアルモードディジタルＦＭ通信方法。１３．請求項１０記載の方法において、前記ディジタル復調ステップは、前記受信ＦＭ通信信号を、ゼロ周波数からオフセットされた所定の周波数に集中したディジタル入力信号に変換し、前記入力信号は複数のディジタルサンプルからなり、前記入力信号のディジタルサンプルは、それぞれ、１／４位相の第１および第２のサンプル成分を含むことを特徴とするデュアルモードディジタルＦＭ通信方法。１４．請求項１３記載の方法において、前記ディジタル復調ステップは、さらに、前記入力信号の各ディジタルサンプルの第１および第２のサンプル成分比を計算するステップと；前記比のそれぞれのアークタンジェントを決定することによって、各ディジタルサンプルの位相ベクトルを計算するステップと；前記位相ベクトルのそれぞれを所定の角度範囲内にあるように回転させることによって４５°調整するステップと；復調周波数信号を供給するため、前記回転位相ベクトルを濾波するステップとを含むことを特徴とするデュアルモードディジタルＦＭ通信方法。１５．請求項１４記載の方法において、前記ディジタル復調ステップは、前記回転位相ベクトルのそれぞれの角度の値から前記回転位相ベクトルの前の１つの角度の値を減じるステップを含むことを特徴とするデュアルモードディジタルＦＭ通信方法。１６．請求項１４記載の方法において、前記所定の角度範囲は０からπ／４ラジアンまで延長することを特徴とするデュアルモードディジタルＦＭ通信方法。１７．請求項１０記載の方法において、さらに、前記受信ＦＭ信号と基準信号の電力差を示すエラー信号を選択的に積分することによってゲイン制御信号を供給するステップを含むことを特徴とするデュアルモードディジタルＦＭ通信方法。１８．請求項１０記載の方法において、前記多重アクセス通信信号はＣＤＭＡ通信信号の形をとることを特徴とするデュアルモードディジタルＦＭ通信方法。１９．受信周波数変調（ＦＭ）信号をディジタル復調する方法において、前記方法は、前記受信ＦＭ信号をゼロ周波数からオフセットされた所定の周波数に集中したディジタル入力信号に変換し、前記入力信号は複数のディジタルサンプルからなり、前記入力信号の各ディジタルサンプルは１／４位相に第１および第２のサンプル成分を含むステップと；前記入力信号の各ディジタルサンプルの第１および第２のサンプル成分比を計算するステップと；前記比のそれぞれのアークタンジェントを決定することによって各ディジタルサンプルの位相ベクトルを計算するステップと；前記位相ベクトルのそれぞれを所定の角度範囲にあるように回転させるステップと；復調周波数信号を生成するため前記回転位相ベクトルを濾波するステップとからなることを特徴とする受信周波数変調（ＦＭ）信号ディジタル復調方法。２０．請求項１９記載の方法において、前記変換ステップは、前記ＦＭ信号を局部発振信号と混合するステップと；ゼロ周波数から前記所定のベースバンド周波数の前記周波数オフセットの振幅を変えるため、前記局部発振信号を周波数変調するステップとを含むことを特徴とする受信周波数変調（ＦＭ）信号ディジタル復調方法。２１．ＦＭ信号を受信するディジタル受信器において、前記ディジタル受信器は、各々が１／４位相に第１および第２のサンプル成分を含む複数のディジタルサンプルからなる受信ＦＭ信号を、ゼロ周波数からオフセットされた所定の周波数に集中したディジタル入力信号に変換する手段と；前記入力信号の各ディジタルサンプルの第１および第２のサンプル成分比を計算する手段と；前記比のそれぞれのアークタンジェントを決定することによって、各ディジタルサンプルの位相ベクトルを計算する手段と；前記位相ベクトルのそれぞれを所定の角度範囲にあるように回転させるアクタント調整回路と；復調周波数信号を生成するため前記回転位相ベクトルを濾波するディジタルフィルタとを備えることを特徴とするディジタル受信器。２２．請求項２１記載のディジタル受信器において、前記変換手段は、前記受信ＦＭ信号を周波数変調局部発振信号と混合するミクサと；前記周波数変調局部発振信号を生成するため局部発振信号を周波数変調する手段とを備え；前記周波数変調局部発振信号は、ゼロ周波数から前記所定の周波数の前記周波数オフセットの振幅を変えることを特徴とするディジタル受信器。２３．受信ＦＭ信号をディジタル復調する方法において、前記方法は、各々が１／４位相に第１および第２のサンプル成分を含む複数のディジタルサンプルからなる受信ＦＭ信号を、ゼロ周波数からオフセットされた所定の周波数に集中したディジタル入力信号に変換するステップと；前記入力信号の各ディジタルサンプルの第１および第２のサンプル成分比を計算するステップと；前記比のそれぞれのアークタンジェントを決定することによって、各ディジタルサンプルの位相ベクトルを計算するステップと、前記位相ベクトルのそれぞれを所定の角度範囲にあるように回転させるステップと；復調周波数信号を生成するため前記回転位相ベクトルを濾波するステップとからなることを特徴とするディジタル復調方法。２４．請求項２３記載の方法において、さらに、前記受信ＦＭ信号を局部発振信号と混合するステップと；ゼロ周波数から前記所定のベースバンド周波数の前記周波数オフセットの振幅を変えるため前記局部発振信号を周波数変調するステップとからなることを特徴とするディジタル復調方法。２５．請求項２１記載のディジタル受信器において、さらに、ゲイン制御信号を発生させるために設けられた自動ゲイン制御ループを含み、前記自動ゲイン制御ループは、前記ディジタル入力信号の電力に基づいて受信電力信号を発生させる手段と；前記受信電力信号を基準信号と比較するとともに前記比較の結果に応じてエラー信号を発生させる飽和積分手段とを備え、前記飽和積分手段は、前記エラー信号およびゲイン制御信号の値に基づいて前記エラー信号を選択的に積分することによって、前記ゲイン制御信号を供給する手段を含むことを特徴とするディジタル受信器。２６．請求項２５記載のディジタル受信器において、さらに、前記ＦＭ信号をディジタル入力信号に変換する前記手段に接続され、前記受信ＦＭ信号を前記ディジタル入力信号に変換するときに生じるＤＣフィードスルー信号を抑制するＤＣオフセット訂正ループを含むことを特徴とするディジタル受信器。