DE2921089B2

DE2921089B2 - Verfahren zum Erzeugen eines Pseudofehlersignals in einer FehlerrateÜberwachungseinheit und Schaltung zur Ausführung des Verfahrens

Info

Publication number: DE2921089B2
Application number: DE2921089A
Authority: DE
Inventors: Tadayoshi Kawasaki Katoh; Hiroshi Tokio Kurihara; Sadao Yokohama Takenaka
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1978-05-23
Filing date: 1979-05-23
Publication date: 1980-12-04
Also published as: IT1114016B; FR2428948B1; DE2921089C3; JPS54152802A; AU4734579A; DE2921089A1; SU1306487A3; SU1329631A3; CA1125404A; SU1246907A3; JPS5756983B2; SU1299527A3; FR2428948A1; IT7922906A0; US4247938A; AU541344B2

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Erzeugen eines Pscudofehlersignals in einer Fehlerrate-Überwachungseinheit, die in einem Trggerwellen-Digitalmodulationssystem und insbesondere in einer Empfangseinheit in einem /n-Phasen-PSK-Übertragungssystem oder in einer Empfangseinheit in

einem Mehrpegel-QAM-Übertragungssystem verwendet wird.

Die Schaltungsqualität eines PCM-Übertragungssystems wird durch eine Fehlerrate einer Reihe von Signalimpulsen abgeschätzt Diese Feblerrate kann

ίο erhalten werden, indem eine Anzahl von Fehisrbits, die innerhalb einer vorbestimmten Zeit erzeugt werden, durch die Gesamtzahl der ausgesandten Signalimpulse dividiert wird. Wenn diese Fehlerrate überwacht wird, kann die Wartung des Schaltungszustands sehr wirksam

Η ausgeführt werden.

In einer Vorrichtung zum Oberwachen der Fehlerrate sind die folgenden Bedingungen notwendig.

(i) Die Fehlerrate, die in der Fehlerrate-Überwa-

_9Q chungsvorrichtung gemessen wird, muß genau einer

tatsächlichen Fehlerrate in einem Verkehrsweg entsprechen.

(ii) Die Messung der Fehlerrate muß den Fehierweg nicht beeinträchtigen. (iii) Die Messung der Fehlerrate muß schnell ausgeführt

werden.

(iv) Die Messung der Fehlerrate muß ohne Änderung von Daten, die in dem System übertragen werden, ausgeführt werden.

_w (v) Der Aufbau der Überwachungsvorrichtung muß einfach sein und die Kosten der Herstellung der Vorrichtung müssen niedrig sein.

Von den vorstehenden Bedingungen ist die Bedingung (iii) sehr wichtig. Da der Wert der Fehlerrate in der

i¹) Schaltung üblicherweise sehr klein ist, würde normalerweise eine lange Periode erforderlich sein, um eine genaue Fehlerrate mit wenigen Fehlerbits zu erhalten. Deshalb wird tatsächlich eine Pseudofehlerrate gemessen, indem die Zahl der Fehlerbits künstlich erhöht wird.

in Die tatsächlichen Fehlerbits werden durch Messen der Pseudofehlerrate bestimmt so daß die für die Messung der Fehlerrate erforderliche Zeit verringert wird.

Bekannte Verfahren zum Erzeugen eines Pseudofehiersignais sind beschrieben von M. Keelty in

*"> »Pseudo-Error Detection Theory and Applications in OPSK IJ Vibps Data above FDM Voice System.,«. NTC 77, Seiten 43:4-1 u'a 6, und von C. R. Hogge in »Performance Monitoring of a Digital Radio by Pseudo Error Detection«, NTC 77, Seiten 43:3-1 bis 3.

w Dieser Stand der Technik kann in folgender Weise zusammengefaßt werden:

(a) Ein Pseudofehlerbereich wird in einer Phasenfläche eines Signalvektors vorgesehen. Wenn ein empfangenes Signal in den Pseudofehlerbereich aufgrund

v> von Rauschen eintritt, wird das in dem Pseudofehlerbereich eingetretene Signal als Pseudofehler behandelt.

(b) Eine Phase von Augenmusterdiskriminier-Taktimpulsen wird aus einem optimalen Punkt verschoben

<λ und ein Diskriminier-Regenerierimpuls mit einer vergrößerten Fehlerrate wird erhalten. Dieser regenerierte Diskriminierimpuls mit einer vergrößerten Fehlerrate wird mit dem regenerierten Diskriminierimpuls verglichen, der unter Verwen dung eines Diskriminiertaktimpulses erhalten wird, der an dem optimalen Punkt positioniert ist. Wenn die Polaritäten der beiden regenerierten Diskriminierimpulse nicht übereinstimmen, werden die

Impulse als Pseudofehler behandelt.

(c) Ein Pegel eines Augenmusterdiskriminier-Schwell· werts wird von einem optimalen Pegel verschoben und ein Diskriminier-Regenerierimpuls mit einer vergrößerten Fehlerrate wird erhalten. Dieser regenerierte Diskriminierimpuls mit einer vergrößerten Fehlerrate wird mit dem regenerierten Diskriminierimpuls verglichen, der unter Verwendung eines Diskriminierschwellwerts erhalten wird, der an dem optimalen Punkt angeordnet ist Wenn die Polaritäten der beiden regenerierten Diskriminierimpulse nicht übereinstimmen, werden die impulse als Pseudofehler behandelt.

(d) Demodulierte Ausgangsdaten, die unter Verwendung eines Empfangsfilters mit einer sehr geringen Bandbreite erhalten werden, um die minimale Fehlerrate zu erhalten, werden mit anderen Demodulatorausgangsdaten verglichen, die unter Verwendung eines Empfangsfilters mit großer Bandbreite zum Zwecke der Vergrößerung des thermischen Rauschens erhalten werden. Wenn die Polaritäten der beiden Demodulatorausgangsdaten nicht übereinstimmen, werden die Impulse als Pseudofehler behandelt

Wenn der Phasenfehler des Bezugsträgers ansteigt, steigt bei den obenerwähnten Verfahren (a), (b) und (c) die Fehlerrate des Systems zum Extrahieren des Pseudofehlers mehr als die Fehlerrate (tatsächliche Fehlerrate) in dem System, das die Information überträgt, an. Die entsprechende Beziehung zwischen der Pseudofehlerrale und der tatsächlichen Fehlerrate wird deshalb verfälscht und die tatsächliche Fehlerrate kann nicht genau aus der Pseudofehlerrate abgeschätzt werden. Bei dem Verfahren (d) besteht dieser Nachteil nicht Da das Empfangsfilter jedoch eine große Bandbreite hat, wird der Interferenzeffekt zwischen Kanälen erhöht, so daß eine genaue Bestimmung der tatsächlichen Fehlerrate nicht erhalten werden kann.

Bekannt ist auch eine Vorrichtung zur Schätzung bzw. Messung der Fehlerrate von Binärelementen einer numerische» Schaltung, bei der das Eingangssignal durch einen Demodulator demoduliert wird (DE-OS 28 19 881). Bei dieser bekannten Vorrichtung wird das Ausgangssignal eines !Comparators mit dem Ausgangssignal eines Hilfsdemodulators addiert und dadurch ein Pseudofehlersignal erzeugt. Eine Rauschextraktion ist dabei nicht vorgesehen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Schaltung zum Erzeugen eines Pseudofehlersignals zu schaffen, bei dem (der) die entsprechende Beziehung zwischen der tatsächlichen Fehlerrate und der Pseudofehlerrate auf Parameter des Demodulators, wie eines Phasenfehlers des Bezugsträgers, unempfindlich ist

Gelöst wird diese Aufgabe durch die Merkmale des Kennzeichens des. Anspruchs 1. Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Die Erfindung wird beispielhaft anhand der Zeichnung beschrieben, in der sind

F i g. 1A und 1B Blockschaltbilder von Grundschaltungen zum Erzeugen eines Pseudofehlersignals nach der Erfindung,

Fig. 2A bis 2G Darstellungen von Signalwellenformen, die in Teilen der in Fig. IA dargestellten Grundschaltung erhalten werden,

Fig. 3 Kennlinien der Fehlerrate-Meßkreise zum Erzeugen eines Pserdofehlersignals nach dem Stand der Technik und der Erfindung,

Fig,4 ein Blockschaltbild einer ersten Ausfflhrungsform der Schaltung nach der Erfindung,

Fig.5 Vektordiagramme von Signalen in der Schaltung in F i g. 4,

Fig.6 Spektren von Signalen in der Schaltung in Fig. 4,

Fig.7 ein Diagramm zum Erläutern der Pseudofehlerkurven und der Kurven dec tatsächlichen Fehlers der Schaltung in F ig. 4,

Fig.8 ein Blockschaltbild einer zweiten Ausführungsform der Schaltung nach der Erfindung,

F i g. 9 ein Blockschaltbild einer dritten Ausführungsform der Schaltung nach der Erfindung,

Fig. 10 ein Blockschaltbild einer vierten Ausführungsform der Schaltung nach der Erfindung und

F i g. 11 ein Blockschaltbild einer fünften Ausführungsform der Schaltung nach der Erfindung.

Gemäß Fig. IA wird ein empfangenes Signal (a) einem Demodulator 1 zugeführt und das Ausgangssignal (c)des Demodulators I wird einem Diskriminator 2 zugeführt Ein Signal (b), das von dem empfangenen Signal (a) abgezweigt wird, wird aviererseits an einen Rauschextrahierkreis 3 gegeben, wäh.end das Ausgangssignal (d) des Rauschextrahierkreises 3 an einen Kombinator 4 gegeben wird, in dem das Ausgangssignal (d) des Kreises 3 und das Ausgangssignal (c) des Demodulators I addiert werden. Das addierte Ausgangssignal (e) wird einem Diskriminator 5 zugeführt Das Ausgangssignal (f) des Diskriminator 2 wird als Dalenimpulse empfangen. Andererseits werden das Ausgangssignal (f) des Diskriminalors 2 und das Ausgangssignal (g) des Diskriminator 5 in einem Exklusiv-ODER-Kreis 6 verglichen, so daß ein Pseudofehlersignal erhalten wird.

F i g. 2A zeigt das empfangene Eingangssignal (a) und das von dem Eingangssignal (a) abgezweigte Signal (b). F i g. 2B zeigt ein Basisbandsignal nach der Demodulation. Fig.2C zeigt das Ausgangssignal (d) des Rauschextrahierkreises 3, d. h. das Rauschsignal, das aus dem empfangenen Signal extrahiert und verstärkt ist F i g. 2D zeigt das addierte Signal (e) des Ausgangssignals (ς/des Demodulators 1 und des Rauschsignals (d). Wenn das Ausgangssignal (c)des Demodulators I durch den Diskriminator 2 diskriminiert wird, wird ein Datenimpuls (f) erhalten, siehe Fig.2E. Wenn das Ausgangssignal (e) des Kombinators 4 durch den Diskriminator 5 diskriminiert wird, wird der Datenimpuls (^erhalten, siehe F i g.2F. Wenn die Datenimpulse (I) und (g) in dem Exklusiv-ODER-Kreis 6 verglichen werden, kann ein Pseudofehlersignal (h) erhalten werden (siehe F i g. 2G).

In Fig.3 zeigt eine Kurve A die tatsächliche Fehlerrate und eine Kurve B die Pseudofehlerrate, die unter Verwendung der Schaltung in Fig. IA erhalten wird. Die Kurve B entspricht in ihrer Form genau der Kurve A. Eine Kurve Czeigt die Pseudofehlerrate, wenn angenommen wird, daß der dem Kosnbinator 4 zugeführte Rauschpegel konstant ist Die Kurve C ändert und sättigt sich in Übereinstimmung mit dem Signal-Rausch-Verhältnis S/N. Dies bedeutet, daß das Signal-Rausch-Verhältnis des Demodulatoreingangssignals nicht proportional zum Eingangssignal des Kombinators 4 ist, da die zu dem Demodu'dtorausgangssignal addierte Rauschleistung konstant ist. Aue Fig. 3 ergeben sich die charakteristischen Merkmale der Erfindung.

In der Schaltung der Fig. IB werden ein Ausgangssignal (e)des Kombinators 4 und ein Ausgangssignal (c)

des Demodulators 1 in dem Exklusiv-ODER-Kreis 6 verglichen, woraufhin ein Ausgangssignal des Exklusiv-ODER-Kreises 6 einem Diskriminator 5 zugeführt wird.

Bei der Ausführungsfoim in Fig.4 wird eine Vierphasen-PSK-Welle verwendet und der Pseudofehlersignal-Er::eugungskreis ist in dem Demodulationssystem des m-Phasen-PSK-Übertragungssystems enthalten. Der Figurenteil mit den Bezugszeichen 11 bis 20 ist ein Hauptpaßdemodulator, der Figurenteil mit den Bezugszeichen 21 bis 24 ist ein Trägerwellenregenerierkreis zum Erzeugen einer Bezugsträgerwelle und der Figurenteil mit den Bezugszeichen 25 bis 32 ist eine Schaltung zum Erzeugen eines Pseudofehlersignals nach der Erfindung.

Die Bandbreite der empfangenen Vierphasen-PSK-Welle (a) wird durch ein Bandpaßfilter ti gefiltert und das Ausgangssignal des. Bandpaßfilters wird einem Richtungskoppler 12 zugeführt. Ein Ausgangssignal des Richtungskoppler; !2 wird durch einen Hybridkreis !3 abgezweigt. Die Ausgangssignale des Hybridkreises 13 werden durch Phasendetektoren 14 und 15 demoduliert, so daß zwei Folgen von Basisbandsignalen von den Ausgängen der Phasendetektoren 14 und 15 zugeführt werden. Diese beiden Basisbandsignale werden jeweils über Tiefpaßfilter 17 und 18 an Diskriminierkreise 19 und 20 angelegt und die Ausgangssignale der Diskriminierkreise werden als Datenausgangssignale / und Q erhalten.

Ein Teil der Vierphasen-PSK-Welle (a), der durch den Richtungskoppler 12 abgezweigt ist. wird andererseits viermal durch den Multiplizierkreis 21 multipliziert und das Ausgangssignal des Multiplizierkreises 21 wird einem Schmalbandpaßfilter 22 zugeführt, in dem eine Rauschkomponente des Eingangssignals entfernt wird. Das Ausgangssignal des Schmalbandpaßfilters 22 wird über einen Begrenzer 23 einem Demultiplizierkreis 24 zugeführt, in dem die Frequenz des Signals durch vier dividiert wird, so daß eine regenerierte Trägerwelle mit einem Monospektrum erhalten wird. Die Trägerwelle wird den Phasendetektoren 14 und 15 als Bezugsträgerwelle zugeführt.

In dem Pseudofehlersignal-Erzeugungskreis gemäß der Erfindung werden die Rauschkomponente, die aus dem Ausgangssignal des Multiplizierkreises 21 extrahiert wird, und das demodulierte Basisbandsignal ausgenutzt.

Das Extrahieren der Rauschkomponente gemäß der Erfindung kann leicht unter Verwendung eines Teils des Trägerwellenregenerierkreises ausgeführt werden. Ein Teil der Vierphasen-PSK-Welle (a), die von dem Richtungskoppler 12 extrahiert worden ist, wird durch den Multiplizierkreis 21 multipliziert und es wird eine multiplizierte Trägerwelle erhalten. Diese multiplizierte Trägerwelle enthält eine Komponente, die der Rauschkomponente des Eingangssignals proportional ist Die Phasen jedes Signalvektors der Vierphasen-PSK-Welle werden mit Phasendifferenzen von 90° angeordnet, siehe F i g. 5 (a), und durch viermaliges Multiplizieren der Frequenz der Trägerwelle werden die multiplizierten Trägerwellen mit denselben Phasen, wie in Fig.5 gezeigt erhalten. Das Spektrum der multiplizierten Trägerwelle hat eine Rauschkomponente, die eine im wesentlichen symmetrische Verteilung mit einem Mittelpunkt der multiplizierten Trägerwelle 4/c aufweist Wenn sich die Rauschkomponente der Eingangs-Vierphasen-PSK-Trägerweiie ändert ändert sich auch die Rauschkomponente der multiplizierten Trägerwelle. In der Rauschkomponente ist die Komponente aufgrund des Miusterjitters enthalten. Die Rauschkomponente aufgrund des Musterjitters beeinflußt jedoch nicht den Kreis zum Erlangen der Pseudofehlerrate.

Bei der Schaltung nach der Erfindung wird die -. multiplizierte Welle einschließlich der Rauschkomponente einem 90°-Phasenschieber 25 und über ein Schmalbandfilter 22 auch einem Begrenzer 23 zugeführt. Das Ausgangssignal des Begrenzers 23 ohne Rauschkomponente und das Ausgangssignal des

ίο 90°-Phasenschiebers 25 werden einem Phasendetektor 26 zugeführt, in dem die Signale synchron bestimmt werden. Das Ausgangssignal des Synchrondetektors wird über einen Kondensator 27, ein Filter 28 und ein Dämpfungsglied 29 einem Addierkreis 30 zugeführt.

η Das Eingangssignal des Addierkreises ist nur die Rauschkomponente (d)und enthält keine Trägerwcllenkomponente, siehe Fig. 2C. Der Kondensator 27 wird zum Entfernen einer Leck-Gleichstromkomponente der Trägerwelle vprwpnrlpi nntl Has Tiefnaßfilter wird /um Entfernen einer unerwünschten Welle verwendet, wie einer höheren harmonischen Komponente, die nach der Phasenfeststellung der Trägerwelle erzeugt wird, wie einer Zeitgeberkomponente und einer Phasenjit'.erkomponente.

.'Ί Die Rausehkomponente (d) und das dernodulierte Basisbandsignal (c) werden in dem Addierkreis 30 addiert und das ßasisbandsignal (e) einschließlich der Rausch¹,omponente, siehe Fig. 2D. werden am Ausgang des Addierkreises 30 erhalten. Die Rauschkompo-

jf) nente (d) und das demodulierte Basisbandsignal (b) können addiert werden, um das ßasisbandsignal einschließlich der Rauschkomponente zu erhalten. Das Basisbandsignal (c) wird durch einen Diskriminator 31 diskriminiert und regeneriert, siehe Fig. 2F. Die

ν, Fehlerrate in dem diskriminierten Impulssignal (g) hat einen hohen Wert. Dieses diskriminierte Impulssignal (g) und das Ausgangssignal (i) des Diskriminator 20 werden in dem Exklusiv-ODER-Kreis 32 verglichen und es wird ein Pseudofehlersignal (/^erhalten.

Wenn das Pseudofehlersignal (h) in ein RZ-Kodesignal umgesetzt wird und das umgesetzte RZ-Kodesignal einem Zähler zugeführt wird, wird die Pseudofehlerrate erhalten.
In F i g. 7 bezeichnet die Ordinate die Fehlerrate, die Abszisse das Träger-Rausch-Verhältnis, Pe die Bitfehlerrate der Daten /und Q. die unter Verwendung des Fehlerratenpriifkreises gernessen werden, und Pp die Bitfehlerrate des Pseudofehlerimpulssignals (b), die unter Verwendung der Schaltung nach der Erfindung gemessen wird. In Fi g. 7 bezeichnet »o« den Wert, bei dem die Phase der Bezugsträgerwellen nicht verschoben wird, und bezeichnet »x« den Wert, bei dem die Phase der Bezugsträgerwelle um ±5° verschoben wird. Gemäß Fig.7 wird die Pseudofehlerrate Ppum 10' bis 10⁴ in bezug auf die tatsächliche Fehlerrate Pe der in Rede stehenden Schaltung vergrößert und die große Pseudofehlerrate Pp wird auch erhalten, wenn die tatsächliche Fehlerrate Pe klein ist Deshalb kann eine Messung in kurzer Zeit ausgeführt werden. Der

Vergrößerungsfaktor der Fehlerrate kann durch Ändern des Werts des variablen Dämpfungsglieds 29 geändert werden.

Die Pseudofehlerrate Pp entspricht bei der Erfindung des weiteren genau der tatsächlichen Fehlerrate in der in Rede stehenden Schaltung. Wenn deshalb ein« Tabelle vorgesehen wird, wekhe die Beziehung zwischen der Pseudofehlerrate Pp und der tatsächlicher Fehlerrate Pe in der jeweiligen Schaltung zeigt kann die

tatsächliche Fehlerrate Pe aus der Tabelle bestimmt werden.

Bei der Ausführungsform nach Fig.8 wird die Rauschkomponente unter Verwendung eines Trägerwellenregenerierkreises mit einem automatischen Frequenzsteuerkreis extrahiert. Eine Vierphasen-PSK-Signalwelle wird durch einen Multiplizierkreis 41 multipliziert und die multiplizierte Signalwelle wird in einer«: ,Vlischkreis 42 in eine Frequenz umgesetzt, die mit einer Mittelfrequenz des Schmalbandfilters 43 Ubereinstimmt. Als nächstes wird das Ausgangssignal des Mischkreises 42 über einen Begrenzer 44 und einen Demultiplizierkreis 45 einem Mischkreis 46 zugeführt und das Ausgangssignal ohne Rauschkomponente wird am Ausgang des Mischkreises 46 erhalten.

Eine automatische Frequenzsteuerschleife enthält einen 90°-Phasenschieber 47, einen Phasendetektor 48, ein Tiefpaßfilter 49, einen spannungsgesteuerten Oszillator 50, einen Kristalloszillator 52, einen Mischkreis 51 und einen Muitipiizierkreis 53. wenn sich die Frequenz der Vierphasen-PSK-Trägerwelle ändert und die umgesetzte Frequenz von der Mittelfrequenz des Schmalbandpaßfilters verschoben wird, stellt die automatische Frequenzsteuerschleife die Differenz zwischen dem Eingangssignal und dem Ausgangssignal des Scnmalbandpaßfilters fest und die Frequenzsteuerschleife steuert den spannungsgesteuerten Oszillator 50, so daß die umgesetzte Frequenz immer mit der Mittelfrequenz des Schmalbandpaßfilters übereinstimmt. Unter Verwendung der automatischen Frequenzsteuerschleife kann eine regenerierte Trägerwelle mit konstanter Phase erhalten werden.

Gemäß der Erfindung wird die Rauschkomponente ijber den Kondensator 54 und das Tiefpaßfilter 55 aus dem automatischen Frequenzsteuersignal am Ausgang des Phasendetektors 48 erhalten. Der Kreis zum Erzeugen des Pseudofehlersignals ist deshalb einfach ,aufgebaut.

In der vorangehenden Beschreibung ist eine Schaltung zum Erzeugen des Pseudofehlersignals in einem Vierphasen-PSK-System beschrieben. Die Schaltung gemäß der Erfindung kann aber auch bei einem m-Phasen-PSK-System angewendet werden.

In der Schaltung der Fig.9 wird die Phase der vierphasen-PSK-modulierten Welle, die über die Leitung 61 empfangen wird, durch einen Vier-<P-Phasende· tektor 62 bestimmt und Basisbandsignale werden den Verkehrssammelschienen 63 und 64 zugeführt. Diese Basisbandsignale werden jeweils durch Diskriminatoren 65 und 66 diskriminiert und digitale Daten werden auf Ausgangsleitungen 69 und 70 erhalten. Taktimpulssignale werden über Leitungen 67 und 68 den Diskriminatoren 65 und 66 zugeführt

Gemäß Fig.9 enthält ein Trägerwellenregenerierkreis einen Regelkreis 72, ein Schleifenfilter 74 und einen spannungsgesteuerten Oszillator 78. Die modulierte Welle wird von der Eingangsleitung 61 erhalten. Eine Trägerwelle mit derselben Frequenz wie die modulierte Welle wird regeneriert und die regenerierte Trägerwelle wird dem Vier-i>-Phasendetektor 62 zugeführt Der Steuerkreis 72 erzeugt eine Signalspannung, die der Phasendifferenz zwischen der empfangenen Trägerwelle und der regenerierten Trägerwelle oder sin θ proportional ist, wobei θ die Phasendifferenz ist Der Steuerkreis 72 wird beispielsweise durch einen Umkehrmodulationskreis, einen Remodulationskreis, einen Entscheidungsrückkopplungskreis oder einen COSTAS-Kreis gebildet Die in dem Steuerkreis 72

erzeugte Fehlerspannung wird dem spannungsgesteuerten Oszillator 78 als Steuerspannung zugeführt, nachdem das Rauschen der Fehlerspanniing durch das Schleifenfilter 74 entfernt worden ist, so daß der spannuRgsgesteuerte Oszillator eine Trägerwelle mit einer Frequenz erzeugt, die der Steuerspannung entspricht.

Der Verstärker 75 verstärkt die an der Ausgangsleitung 73 des Steuerkreises 72 auftretende Rauschkomponente. Die an dem Ausgang des Verstärkers 75 auftretende Rauschkomponente wird einem Eingang eines Addierkreises 77 zugeführt und das an der Verkehrssammelschiene 64 auftretende Basisbandsignal wird einem anderen Eingang des Addierkreises 77 zugeführt. Das Ausgangssignal des Addierkreises 77, d. h. das Flasisbandsignal, das zu der Rauschkomponente addiert werden soll, wird durch einen Diskriminator 79 diskriminiert. Ein Taktimpulssignal wird über eine Leitung 82 dem Diskriminator 79 zugeführt.

in der Schaltung der F i g. y sind die Ausgangsdaten des Diskriminators 66 und die Ausgangsdaten des Diskriminators 65 die gleichen, wenn nicht eine Rauschkomponente addiert wird. Da jedoch das Rauschsignal von dem Verstärker 75 über den Addierkreis 77 an den Diskriminator 79 gegeben wird, ist die Fehlerrate der Ausgangsdaten des Diskriminators 79 größer als die Fehlerrate der Ausgangsdaten des Diskriminators 66. Die beiden Ausgangssignale der Diskriminatoren 66 und 79 werden den beiden Eingängen eines Exklusiv-ODER-Kreises 80 zugeführt. Wenn die beiden Ausgangssignale nicht übereinstimmen, wird ein Ausgangssignal auf einer Leitung 81 erhalten.

Wie bereits erwähnt wurde, erzeugt der Steuerkreis 72 in dem Trägerwellenregenerierkreis auf der Ausgangsleitung 73 das Signal, das der Phasendifferenz zwischen der modulierten Welle auf der Leitung 61 und der Trägerwelle an dem spannungsgesteuerten Oszillator 78 entspricht. Das Signal auf der Ausgangslcitung 73 enthält deshalb eine Gleichstromkomponente entsprechend der obenerwähnten Phasendifferenz und eine Rauschkomponente, die einem Rauschen oder einer in der Trägerwelle auf der Eingangsleitung 61 enthaltenen Verzerrung proportional ist. Die durch den spannungsgesteuerten Oszillator regenerierte Trägerwelle enthält weder Rauschen noch Verzerrung.

Das Eingangssignal des Diskriminators 79 enthält deshalb ein Basisbandsignal und eine Rauschkomponente proportional dem Rauschen und der Verzerrung auf der Eingangsleitung 61. Die Fehlerrate der Ausgangsdaten des Diskriminators 79 steigt deshalb an, wenn das Rauschen und die Verzerrung des Signals auf der Eingangsleitung 61 ansteigen. Die Fehlerrate der Ausgangsdaten des Diskriminators 66 steigt des weiteren auch an, wenn das Rauschen und die Verzerrung des Signals auf der Leitung 61 ansteigen. Die Fehlerraten der Ausgangsdaten der Diskriminatoren 66 und 79 stehen deshalb in entsprechenden Beziehungen zueinander.

Wenn ein Fehler in dem Datenimpuls erzeugt wird, ist das Ausgangssignal des Exklusiv-ODER-Kreises 80 der binäre Wert »1«. Dieser Wert wird durch einen (nicht dargestellten) Zähler innerhalb einer vorbestimmten Zeit gezählt und der gezählte Wert wird in einem (nicht dargestellten) Festwertspeicher gespeichert Da der Festwertspeicher die tatsächliche Fehlerrate entsprechend dem gezählten Wert speichert, kann die tatsächliche Fehlerrate aus dem gezählten Wert

erhalten werden.

tnFig. 10 bezeichnen 61 bis 70,75 bis 77 und 79 bis 81 dieselben Teile wie in F i g. 9.83 ist ein Trägerwellenregenerierkreis mit demselben Aufbau wie in Fig.9. 85 bezeichnet einen Zeitgabeextrahierkreis zum Extrahieren von Zeitgabebits aus der modulierten Eingangswelle. Die extrahierte Bitzeitgabekomponente wird über einen Verbindungskreis 86, der die Funktion eines Filters hat, der Leitung 84 als Zeitgabesignal zugeführt. Das Zeitgabesignai wird an einen Frequenzdiskriminator 87 angelegt, in dem die Jitterkomponente festgestellt wird. Die festgestellte Jitterkomponente wird durch einen Verstärker 75 verstärkt und einem Eingang des Addierkreises 77 zugeführt.

Die Jitterkomponente des Zeitgabesignals, die aus der modulierten Eingangswelle extrahiert wird, steigt an, wenn das Eingangsrauschen zunimmt. Die Jitterkomponente kann deshalb anstelle der Rauschkomponente bei der Ausführungsform in F i g. 9 verwendet werden.

dieselben Teile wie in F i g. 10. Gemäß F i g. 11 wird eine Bitzeitgabe, die durch den Zeitgabekreis 85 extrahiert wird, einem Zeitgabesignal-Regenerierkreis zugeführt, der einen Phasendetektor 88, ein Schleifenfilter 89 und einen spannungsgesteuerten Oszillator 90 enthält. Ein

10

Phasendifferenzsignal, d. h. das Ausgangssignal des Phasendetektors 88, enthält eine Rauschkomponente, die in der Zeitgabekomponente enthalten ist, die von dem Zeitgabekreis 85 zugeführt wird, zusätzlich zu einer

• Gleichstromkomponente entsprechend der Phasendifferenz. Das in dem spannungsgesteuerten Oszillator regenerierte Zeitgabesignal enthält keine Rauschkomponente. Die Rauschkomponente im Ausgangssignal des Phasendetektors 88 wird über einen Verstärker 75

ίο einem Addierkreis 77 zugeführt. Danach wird derselbe Vorgang ausgeführt, wie er oben beschrieben wurde, und ein Pseudofehlersignal wird auf der Ausgangsleitung 81 erhalten.

Mit der Schaltung zum Erzeugen eines Pseudofehler-

ii signals nach der Erfindung ändert sich die relative

Beziehung zwischen der tatsächlichen Fehlerrate und

der Pseudofehlerrate nicht, auch wenn sich r':e

Parameter des Demodulators ändern. Der Wert der Pseudofehlerrate kann des weiteren

/Tf CIIIlSIIl WCtUtII, SKI UCI

Pseudofehlerrate wesentlich verringert werden kann. Deshalb ist die Erfindung sehr wirksam, wenn sie in einem Zeitteil-Multiplexnachrichtensystem verwendet wird, das eine geringe Bitrate aufweist oder das kurze Daten als Burstsignale aussendet und empfängt.

Hierzu 7 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Verfahren zum Erzeugen eines Pseudofehlersignals, bei dem ein Eingangssignal durch einen Demodulator demoduliert wird, dadurch gekennzeichnet,

daß eine Rauschkomponente aus dem Eingangssignal extrahiert wird,

daß die Rauschkomponente und das Ausgangssignal von dem Demodulator (1) addiert werden und daß festgestellt wird, ob das Ausgangssignal von dem Demodulator mit dem addierten Signal übereinstimmt oder nicht

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Rauschkomponente aus einem Trägerregenerierkreis (21 bis 24) zum Regenerieren einer Trägerwelle zur Demodulation des Eingangssignals erhalten wird.

3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Rauschkomponente aus einem Zeitgabeestrahierkreis (88 bis 90) zum Extrahieren einer Zeitgeberkomponente aus dem Eingangssignal erhalten wird.

4. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Rauschkomponente verstärkt oder gedämpft wird und daß die verstärkte oder gedämpfte Rauschkomponetväe zu einem Basisbandsignal addiert wird.

5. Schaltung zur Ausführung des Verfahrens nach Anspruch !,gekennzeichnetdurch einen Demodulator (1) zum Demodulieren eines Eingangssignals, durch eine Rauschextrahiereinrichtung (3) zum Extrahieren einer *iausch>V>mponente aus dem Eingangssignal, durch einen Addierkreis (4) zum Addieren des Ausgangssignak 'er Rauschextrahiereinrichtung und des Ausgangssignals des Demodulators und durch einen Exklusiv-ODER-Kreis (6) zum Erkennen, ob das Ausgangssignal des Addierkreises mit dem Ausgangssignal des Demodulators übereinstimmt oder nicht.

6. Schaltung nach Anspruch 5, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (75) zum Verstärken oder Dämpfen der Rauschkomponente.

7. Schaltung nacn Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Rauschextrahiereinrichtung (3) einen Multiplizierkreis (21) zum Multiplizieren der Frequenz einer empfangenen m-phasendemodulierten Welle mit »m«, ein Schmalbandfilter (22) zum Entfernen der Rauschkomponente aus dem Ausgangssignal des Multiplizierkreises und einen Synchrondetektor (26) zum synchronen Feststellen des Ausgangssignals des Schmalbandfilters und des Ausgangssignals des Multiplizierkreises, dessen Phase um 90° verschoben ist, enthält

8. Schaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Rauschkomponente eine Phasenfehlerspannung ist, die proportional zu einer Phasendifferenz zwischen einei empfangenen Trägerwelle und einer regenerierten Trägerwelle ist

9. Schaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Rauschkomponenlc eine Jitterkomponente eines Zeitgabesignals ist, das aus dem Eingangssignal extrahiert ist.