NO800322L - System til aa motta frekvensmodulerte digitale informasjonssignaler - Google Patents

Description

Oppfinnelsen angår et system til å motta digitale informasjonssignaler som i form av en binær frekvensmodulasjon er innpreget på en bærebølge, i et refleksjonsbeheftet utbredelsesmedium, og særlig til mottagning ved mobile stasjoner, langveistrafikk og spredningsstråleforbindelser.

Ved systemer til"å overføre informasjoner i digital form er rekkevidden under sterkt forstyrrede utbredelsesforhold (flerveis-utbredelse) tilnærmelsesvis omvendt proporsjonal med høyden av den bittakt som skal overføres. Det grensetilfelle som bestemmer rekkevidden, representeres av total slettelse av informasjonene ved at modulasjonstegnene som følge av gangtidsdifferanser forårsaket av omveisdifferansene mellom de reflekterte bærebølger, inntreffer i faseopposisjon på mottagningsstedet og sletter hverandre gjen-sidig. Men. allerede i et vidt område foran dette grensetilfelle opptrer der partielle informasjonstap på grunn av gangtids- og amplitudeforvrengninger, som fører til meget stor hyppighet av feil i overføringen.

For å skaffe en betraktelig forbedring av overføringskvali-teten i det nevnte område, og dermed sluttelig også oppnå en forbedring av rekkevidden av digitale informasjonssystemer med binær frekvensmodulasjon, særlig mellom mobile stasjoner, og ved stadig varierende situasjon med hensyn til utbredelse har det i søkerens eldre søknad 77 2272 allerede vært foreslått å bestemme de ved fase- og amplitud-eforvrengninger opptredende inf ormas jonstap alt etter deres årsak,i to anordninger som supplerer hverandre, og hvorav den ene har en frekvensdiskriminator og en etterkoblet innretning til å avføle støyspisser forårsaket av refleksjonsforvreng-ninger samt en kobling som utligner disse støyspisser, og den annen inneholder en amplitudemodulator som er koblet parallelt med frekvensdemodulatoren i en annen gren. Utgangene fra begge demodulatorer er ført til en omkobler som styres av en amplitudedemodulasjons-tyd-ningsinnretning, og som i tilfelle av konstaterbar amplitudedemo-dulasjon av tilstrekkelig størrelse kobler amplitudedemodulatoren og ved konstaterbar frekvensmodulasjon kobler frekvensdiskrimina-toren tillike med støyspissdetektoren til en felles utgang, samt hvor der er etterkoblet AM-dernodulatorens utgang en polarisasjons-inverter som, styrt av en polaritetsintegrator, via et AM-sondrings ledd omstyrer AM-demodulasjonsproduktet i retning av polaritetsriktic

AM-demodulasjon avhengig av FM-demodulasjonsproduktets høyde.

Til grunn for den foreslåtte løsning ligger den erkjennelse at de forvrengninger som skyldes utbredelse på flere veier, ved binært frekvensmodulerte digitale informasjonssignaler i det vesentlige ytrer seg ved to støyformer som nettopp ved smalbåndsys-temer med en modulasjonsindeks mindre enn 1, klart kan sondres fra hverandre. Dette saksforhold vil bli belyst nærmere i det føl-gende under henvisning til fig. 1.

På fig. 1 viser øvre diagram forløpet av amplituden av den signalspenning Ureg som resulterer av flerveis mottagning^ og nedre diag3 ram viser den tilsvarende resulterende fasevinkel ir > res som funksjon av frekvens f for tre utpregede tilfeller I, II og III.

I høyde med øvre diagram er på venstre side dessuten vist et vektordiagram som angir på hvilken måte den mottatte signalspenning, nemlig den direkte mottatte signalspenning U, og den via en omvei mottatte signalspenning U ukompletterer hverandre til den resulterende mottatte signalspenning Ureg.

Såsnart gangtidsforskjellene mellom de innfallende bølge-fronter av den direkte stråle og omveisstrålen på mottagningsstedet kommer opp i størrelsesorden av en bits varighet, blir frekvensavstanden mellom fordelingskarakteristikkens minima så liten at mottagningssignalets energi allerede innenfor modulasjons-svinge variere nesten vilkårlig med modulasjonshastigheten og avhengig av radiofrekvensen u . og dybden av vedkommende minima. En følge av disse energivariasjoner som skyldes den vektorielle addisjon av de innfallende signaler , og som igjen blir. eliminert i mottagningssystemets amplitudebegrenser før demodulasjonen^ er de raske endringer i det resulterende signals fase som tvungent inn-trer ved den vektorielle addisjon. Disse raske faseendringer kan naturligvis ikke undertrykkes av amplitudebegrenseren og frem-bringer derfor ved utgangen fra FM-demodulatoren en bitsynkron støymodulasjon. Denne støymodulasjon kan overstige nyttemodulas-jonen med det flerdobbelte med hensyn til størrelse og gjør dermed nytteinformasjonen uleselig.

Den maksimale hastighet av faseendringene i den resulterende signalspenning opptrer i fordelingskarakteristikkens minima og er desto større jo lavere et minimum er. I grensetilfellet ved selektiv totalslettelse kan den bli vilkårlig stor.

Avhengig av om minimum befinner seg midt i svingområdet, som ved antatt modulasjonsindeks mindre enn 1 er definert ved de to hjørnefrekvenser, eller i nærheten av en av hjørnefrekvensene, opptrer de to forskjellige støyformer som allerede ble nevnt oven-for. Hjørnefrekvensene er på fig. 1 betegnet med<f>Q/<f>1,<fg>'</>^'

og fQ^/ f^' for de tre utpregede tilfeller I, II og III. Midtfrekvensen mellom de respektive hjørnefrekvenser er betegnet med fm, f og f m

m 3 m

a) Minimum i nærheten av en hjørnefrekvens av svingområdet.

Ligger minimum innenfor eller utenfor svingområdet, men i

nærheten av en av hjørnefrekvensene, vil mottagningsenergien ved denne hjørnefrekvens være relativt liten. Mottagningsenergien ved den annen hjørnefrekvens er derimot nødvendigvis høyere, da den ligger nærmere neste maksimum av den resulterende signalspenning U . Under disse forhold fås der i mottagningssignalet foran be-i c o

grenseren en entydig bitsynkron amplitudemodulasjon hvis polaritet alt etter beliggenheten av minimum, blir lik eller motsatt den i det opprinnelige modulasjonssignal. Den med frekvensmodulasjonen vanlige begrensning før demodulasjonen undertrykker denne ampli-tudemodulas jon . Dermed vil den ikke ytre seg ved demodulatorens utgang. Til virkning kommer derimot den endring i fase som opptrer i nærheten av minimum ved tegnskift, og som ytrer seg som en sterk tegnforvrengning ved utgangen fra demodulatoren. I tilfelle II på fig. 1 ligger hjørnefrekvensen f-^<1>i minimum og hjørnefre-kvensen fg' i maksimum av den frekvensavhengige mottagningskarak-teristikk for den resulterende signalspenning ^ res• Underskrider energien av hjørnefrekvensen f^* mottagerens egenstøy, er der nådd et meget vesentlig grensetilfelle av denne driftskarakteri-stikk. Som følge av den negative støyavstand ved en av hjørnefre-kvensene oppstår der istedenfor alle logiske tegn (null eller ett) som svarer til denne hjørnefrekvens, bare støy ved begrense-rens og demodulatorens utgang. Det med FM-demodulatoren demodulerte signal er dermed gjort ubrukelig. Mottagningssignalet foran begrenseren har imidlertid også i dette tilfelle en bitsynkron amplitudemodulasjo^så en regenerasjon av det mottatte signal er mulig under utnyttelse av denne amplitudemodulasjon såfremt der finnes en reagerende amplitude.

b) Minimum innenfor svingområdet og nær midtfrekvensen.

Opptrer minimum i det midtre område av det svingområde som

er gitt ved de to hjørnefrekvenser, viser den forstyrrelse som forårsakes av mottagningen på flere veier, seg i følgende form. Hastigheten av faseendringen i minimum ytrer seg ved utgangen fra begrenser og demodulator som frekvensforskyvning og kan gå opp i det flerdobbelte av nyttesvinget. Varigheten av forskyvningen avhenger av modulasjonshastigheten og den relative dybde av vedkommende minimum. Er varigheten av forskyvningen som følge av denne sammenheng mindre enn varigheten av en bit, så ytrer denne for-skyvning seg innenfor et modulasjonstegn (bit) som en spiss hvis størrelse og skarphet avhenger av dybden av minimum. Forvreng-ningsspissene opptrer imidlertid ikke nødvendigvis innenfor hver enkeltbit, men bare ved tegnskift, da svingområdet bare blir gjenn-omløpt i den forbindelse. På fig. 1 betegner I dette tilfelle hvor minimum opptrer ved frekvensen f mmidt mellom de to hjørnefrekven-ser fg og f^. Denne form for forstyrrelse lar seg langt på vei eliminere ved at de opptredende støyspisser blir undertrykket ved utgangen fra frekvensdemodulatoren.

Det ytterligere tilfelle III som er vist på fig. 1,represen-terer praktisk talt uforstyrret mottagning, hvor de to hjørnefrek-venser f0'' f^<1>' Pa begge sider av maksimum opptrer med tilstrekkelig amplitude og den ved faseforvrengninger betingede amplitu-demodulas jon praktisk talt kan ignoreres.

Fig. 2 viser den prinsippielle koblingstekniske oppbygning av et system til mottagning av frekvensmodulerte digitale informasjonssignaler under undertrykkelse av støy, slik det er angitt i patentsøknad 77 2272. MF-demodulasjonsdelen ZD inngår i en konven-sjonell mottager. MF-inngangssignalet blir via MF-filteret 1 til-ført begrenseren 2 og demodulert i FM-demodulatoren 3. Mellom MF-filteret 1 og begrenseren 2 er der i tillegg anordnet en selektiv MF-utgang som er forbundet med en kobling SE som betegnes som statisk korreksjonsledd^ og som tjener til å undertrykke støy av den form som er omtalt under a). Utgangen fra FM-demodulatoren 3 er forbundet med inngangen til det dynamiske korreksjonsledd DE,

som undertrykker de forstyrrelser som er omtalt under b) og henger sammen med utbredelsen på flere veier. Utgangene fra det dynamiske og det statiske korreksjonsledd, henholdsvis DE og SE, etterfølges

av en data-tydningskobling DA, ved hvis datautgang det mottatte signal tas ut befridd for forstyrrelser.

Det dynamiske korreksjonsledd DE inneholder en omkobler 5 som utgangssignalet fra FM-modulatoren 3 blir tilført direkte for ved støyfri FM-mottagning å ledes direkte via koblingsanordningen 13 hos data-tydningskoblingen DA og regeneratoren 15 i denne til datautgangen.

Såsnart der nå opptrer forstyrrelser av den art som er angitt under b), og som blir å betegne som dynamiske forvrengnigner, trer en grenseverdibryter 4 som med sin inngang er parallellkoblet ved utgangen fra FM-demodulatoren 3^i funksjon og kobler omkobleren 5 til dens annen stilling. Samtidig går en koblingskommando til sample-holdkretsen, 7 som på sin inngangsside via et gangtidsledd 6 likeledes får utgangssignalet fra FM-demodulatoren 3 tilført. Sample-holdkretsen 7 er med sin utgang forbundet med den annen kontakt på omkobleren.5. På det tidspunkt da grenseverdibryteren 4 reagerer, ligger der dermed på sample-holdkretsen 7 et forsinket signal, hvis momentanverdi i første tilnærmelse tilsvarer momen-tanverdien av det demodulerte signal før overskridelsen av grense-verdien. For varigheten av grenseverdi-overskridelsen blir denne momentanverdi lagret i sample-holdkretsen 7 og via den annen kontakt på omkobleren 5 substituert i datastrømmen. På denne måte blir den opprinnelige bits energiinnhold opprettholdt og dens leselighet i regeneratoren 15 sikret.

Det ved utgangen fra MF-filteret 1 uttatte MF-signal har i tilfelle av støyform a)^som blir å betegne som statisk forvreng-ning, en bitsynkron amplitudemodulasjon. Dette AM-signal blir via en logaritmisk forsterker 8 tilført AM-demodulatoren 9. På utgangssiden. har amplitudedemodulatoren 9 en kondensator til sondring mellom like- og vekselstrømkomponentene av dens utgangssignal. Det for likestrømandelen befridde utgangssignal fra amplitudedemodulatoren 9 blir via en blokk 10, som omfatter taktgenerering og begrensning av AM-demodulasjonsproduktet, og en styrbar inverter 11 tilført en ytterligere tilslutning til koblingsanordningen 13. Polariteten av det demodulerte AM-signal ved utgangene fra amplitudedemodulatoren 9 og blokken 10 er enten den samme som eller motsatt av polariteten av det demodulerte FM-signal ved utgangen fra omkobleren 5, alt etter om den ene eller den annen av de to hjørnefrekvenser definisjonsmessig er utslettet. For her å skaffe de nødvendige entydige forhold blir den respektive leselige andel av det FM-demodulerte signal sammenlignet med det AM-demodulerte signal i polaritetsintegratoren 12, og etter behov blir inverteren 11, som i den forbindelse styres via utgangen fra polaritetsintegratoren, koblet om.

Som fig. 2 viser, er utgangen fra amplitudedemodulatoren 9 hos det statiske korreksjonsledd SE, såvel som utgangen fra inverteren 11, forbundet med tilsvarende innganger til AM-sondringsleddet 14/som inngår i data-tydningskoblingen DA og automatisk kon-trollerer om der forekommer en feilfri bitsynkron amplitudemodulasjon. Bare isåfall påvirker AM-sondringsleddet 14 koblingsanordningen 13 for tilkobling av utgangen fra inverteren 11 til regeneratoren 15, som da får de data tilført som fås via amplitude-demodulasjonen av det mottatte signal.

Etter hva en praktisk utprøvning av en slik korreksjonskobling i kjøredrift viser, opptrer der i tilfelle av bakket og berg-fullt terreng meget raske, kronologiske skiftninger mellom de en-kelte forvrengningstilstander. For her å gjøre det mulig å bevirke en effektiv forvrengningskorreksjon må man forlange høye tilpass-ningshastigheter hos korreksjonsinnretningen. Med andre ord må forvrengningsinnretningen være i stand til ved ugunstige forhold å koble over til en annen tydningstilstand opptil 80 ganger i se-kundet. Ved slike høye tilpasningshastigheter kan der ved omkoblingen fra FM-datastrømmen til AM-datastrømmen og omvendt, opptre fasesprang i den respektive tilhørende taktgenerering. Den forstyrrelse av bitens integritet som derved opptrer i signalstrøm-men ved utgangen fra data-tydningskoblingen DA på fig. 2, fører så til synkroniseringstap for data-mottagningsdelen og dermed til store informasjonstap.

Til grunn for oppfinnelsen ligger den oppgave med utgangspunkt i et system til mottagning av digitale informasjonssignaler i henhold til patentsøknad 77 2272, å gi anvisning på en løsning som utvikler dette system videre, idet den gjør det mulig selv ved høye tilpasningshastigeheter hos korreksjonskoblingen med stor sikkerhet å utelukke tap av synkroniseringen av data-mottagningsdelen.

Med utgangspunkt i det allerede beskrevne system i henhold til den nevnte patentsøknad. blir denne oppgave ifølge oppfinnelsen løst ved at den omkobler som er tilordnet utgangene fra de to demodulatorer, blir utvidet til en koblingsanordning med en dob-belt omkobler til samtidig omkobling mellom FM-takt og AM-takt såvel som mellom det regenererte FM-demodulasjonsprodukt og det regenrerte AM-demodulasjonsprodukt, at der videre i denne koblingsanordning finnes en fase-etterføringsinnretning som er blokkert i tidsrommet for et manglende tydbart AM-demodulasjonsprodukt, og som bevirker en faseutjevning mellom AM-demodulasjonsproduktet, resp. AM-takten, og FM-demodulasjonsproduktet, resp. FM-takten,

og at AM-sondringsleddet oppviser en tidsbedømmelseskobling til å avlede såvel koblingssignalet for dobbeltomkobleren som styresignalet for den blokkerbare fase-etterføringsinnretning.

Til grunn for oppfinnelsen ligger den vesentlige erkjennelse at de fasesprang som er ansvarlige for tapet av synkronisering av data-mottagningsstedet ved omkoblingen mellom de to demodulator-utganger, ved anvendelse av en fase-etterføringsinnretning vil opptre hvis der ikke ved innføring av en tidsbedømmelse av omkob-lingskriteriet blir sørget for at feilkoblinger blir eliminert med stor sikkerhet, og det dessuten også er sikret at fase-etter-føringsinnretningen ved manglende tydbart AM-demodulasjonsprodukt ikke kan arbeide på udefinert måte.

Gunstige koblingstekniske utformninger av oppf innelsesgjen-standen er angitt i patentkravene 2-6.

Oppfinnelsen vil nå bli nærmere belyst ved et utførelses-eksempel under henvisning til tegningen.

Fig. 1 er det allerede omtalte diagram som ved en modell for to veier anskueliggjør de forskjellige støyformer ved utbredelse på flere veier,

fig. 2 er et blokkskjerna over den prinsippielle oppbygning av en korreksjonskobling,

fig. 3 viser i et mer detaljert blokkskjerna data-tydningskoblingen hos korreksjonskoblingen ifølge oppfinnelsen,

fig. 4 viser likeledes i et mer detaljert blokkskjema fase-sammenligneren hos fase-etterføringsinnretningen på fig. 3,

fig. 5 viser en første gruppe av tidsdiagrammer til å an-skueliggjøre funksjonen av fase-sammenligneren på fig. 4, og

fig. 6 viser en annen gruppe av tidsdiagrammer likeledes til å anskueliggjøre funksjonen av fase-sammenligneren på fig. 4.

Den data-tydningskobling DA som er vist på fig. 2^omfatter

i det utførelseseksempel i henhold til oppfinnelsen som er vist på fig. 3 f koblingsanordningen 13, regeneratoren 15 og AM-sond-r ringsleddet 14. Denne data-tydningskoblings inngangssidige til-slutninger xl, x2, x3, x4 og x 5 og utgangssidige tilslutning x6

er på fig. 3 likeledes angitt tilsvarende fig. 2.

Koblingsanordningen 13 består av FM-regeneratoren FR, fase-etterføringsinnretningen PE, omkobleren U og et forsinkelsesledd t1 innskutt foran dennes styreinngang. FM-demodulasjonsproduktet som ankommer ved tilslutningen xl, blir regenerert i FM-regeneratoren og tilført ■. inngangstilslutningen yl til f ase-sammenligneren Ph hos fase-etterføringsinnretningen PE. Videre utleder FM-regeneratoren FR FM-takten fra FM-demodulasjonsproduktet, og fra FM-takten igjen en skifttakt med fire ganger så høy frekvens. Skift-takten blir via ledninger 11 og 12 tilført to skiftregistre SRI

og SR2 hos fase-etterføringsinnretningen PE. Videre blir FM-takten tilført skiftregisteret Ri som inngangssignal via ledningen 13 og det regenererte FM-demodulasjonsprodukt tilført inngangen til skiftregisteret SR2 over ledningen 14. Skiftregisteret SRI utgjør sammen med en multiplekser MUXl og skif tregisteret SR2 sammen med multiplekser MUX2 en fra de to utganger y3 og y4 styrbar forsinkelsesanordning for henholdsvis FM-takten og det regenererte FM-demodulas jonsprodukt. Disse forsinkelsesanordninger etterfølges av dobbeltomkobleren U, som setter seg sammen av omkoblere ul og u2. Utgangene fra multipleksere MUXl og MUX2 er forbundet med én og

én koblingskontakt på omkobleren ul, resp. u2. Ved den annen koblingskontakt på omkobleren ul står den regenererte AM-takt, og ved den annen koblingskontakt på omkobleren u2 står det regenererte AM-demodulasjonsprodukt. Ved omkoblingen blir således takten og demodulasjonsproduktet hver gang omkoblet samtidig. Multipleksere er med sine innganger forbundet med skiftregisterets posisjonsutganger og har i utførelseseksempelet tre koblingsstillinger ved hvis hjelp det ved den valgte skifttakt er mulig å foreta en faseforskyvning på ± 90°. Fase-sammenligneren Ph, som ved den annen inngangstilslutning y2 får det regenererte AM-demodulasjonsprodukt tilført, sammenligner ved tilsvarende signal på sperre-

inngangen y2 fasestillingene av AM- og FM-demodulasjonsproduktet og bevirker via sine utganger y3 og y4 om nødvendig en fasekorrek-sjon på + eller - 90° svarende til den konstaterte fasefeil.

Regeneratoren 15 består av en sumdata-taktgenerator STW og et bistabilt kipptrinn BKl. Takten blir først av omkoblingskon-takten på omkobleren ul tilført sumdata-taktgeneratoren. Denne består av en oscillator med fasereguleringssløyfe, hvor oscillato-ren synkroniserer seg på den inngangssidig tilførte takt og på sin utgangsside er forbundet med taktinngangen til det bistabile kipptrinnBKl. Fasereguleringssløyfen utligner de fasesprang i AM/FM-takten som opptrer ved utgangen fra omkobleren ul, i samsvar med sine regulerings.tidskonstanter. Demodulasjonsproduktet på om-koblingskontakten hos omkobleren u2 blir på sin side tilført inngangen til det bistabile kipptrinnBKl. Dette kipptrinns utgang utgjør med tilslutningen x6 utgangen fra regulatoren 15.

Utgangssignalet fra AM-sondringsleddet 14 står, som allerede påpekt^ ved styreinngangen til dobbeltomkobleren U via forsinkelsesleddet xl. Videre blir dette utgangssignal direkte tilført sperreinngangen y5 til fase-sammenligneren Ph hos fase-etterføringsinn-retningen PE. Omkoblingssignalet er tildannet slik at fase-sammenligneren Ph eravblokkerti en tidsintervall som omfatter omkoblingen av signaltydningen fra FM til AM, for å gjøre det mulig å gjen-nomføre en eventuelt nødvendig fasetilpasning før omkoblingen. Forsinkelsesleddet t1 i tilførselsveien for styresignalet ved utgangen fra AM-sondringsleddet 14 til dobbeltomkobleren U overspen-ner den tid som skal til for fullførelse av sumdata-taktgenereringen ved STW hos regeneratoren 15 pga. en. endring i fase, ved hjelp av fase-etterføringsinnretningen PE. Det samme foregår ved gjen-nomførelse av en omkobling fra tydning av AM-demodulasjonsproduktet til FM-demodulasjonsproduktet. På denne måte blir det sørget for dels at der ved manglende AM-demodulasjonsprodukt, altså i tilfellene I, III på fig. 1, ikke kommer i stand noen regulering som i dette tilfelle vil være udefinert, og dels at forsinkelses-anordningene klarer seg med tre koblingsstillinger. Nettopp i til-fellet I, hvor nullstedet opptrer i midten av spekteret, vil der kunne forespeiles et AM-demodulasjonsprodukt. I og for seg er nivåene av de to hjørnefrekvenser fg og f.^i tilfelle av fig. 1 dempet omtrent like sterkt av forvrengningen. På grunn av støy- avhengige variasjoner i FM-samplingstakten kan der imidlertid bli forespeilet vesentlig større nivåforskjeller, altså et tilsyne-latende AM-demodulasjonsprodukt som ved sammenligningen med FM-demodulas jonsproduktet i fase-sammenligneren Ph ville utløse en falsk reguleringsprosess om fase-sammenligneren ikke hadde vært blokkert.

De nevnte større nivåforskjeller som ville kunne forespeiles av støyavhengige variasjoner i FM-samplingstakten, ville dessuten i AM-sondringsleddet 14 føre til en utilsiktet omkobling fra tydning av FM-modulasjonsprodukt til AM-demodulasjonsprodukt dersom man ikke hadde gjort bruk av en tidsbedømmelseskobling TD slik det er tilfelle ved AM-sondringsleddet 14. Tidsbedømmelseskoblin-gen ZB har en tidsport i form av en rammeteller Zl som får det regenererte AM-demodulasjonsprodukt tilbudt ved tilslutningen x4 og får det tilført ved sin telleinngang via en seriekobling av en pulsformer PF og et monostabilt kipptrinn MKl. Pulsformeren PF utleder av pulsflankene hos det regenererte AM-demodulasjonsprodukt korte pulser som i det monostabile kipptrinn MKl blir omsatt til rektangelpulser. Rammetelleren Zl teller altså de suksessive pulsflanker og stiller seg ved slutten av en rammesyklus automatisk igjen tilbake på null. Tilbakestillingspulsen blir samtidig tilført taktinngangen til et bistabilt kipptrinn BK2 etterkoblet tidsbedømmelseskoblingen ZB såvel som tilbakestillingsinngangen til en fenomenteller Z2, ved hvis telleinngang de utgangssidige pulser fra det monostabile kipptrinn MKl foreligger via en 0G-port G. Den annen inngang til OG-porten G er forbundet med utgangen fra en komparator K, hvis inngang får det ikke regenerte AM-demodulas jonsprodukt tilført via tilslutningen x5. Det signal som foreligger ved x2, har pga. regenereringen en faseforskyvning på bit/2 i etterliggende retning i forhold til AM-demodulasjonsproduktet ved x5. Komparatoren K utgjør i forbindelse med en inn-stillbar motstand R en terskelverdikobling som bare når AM-veksel-spenningsandelen av det ikke regenererte AM-demodulasjonsprodukt har en tilstrekkelig størrelse, avgir et utgangssignal til den annen inngang til OG-porten G. På denne måte er det sikret at fenomentelleren Z2 bare hår der foreligger et tydbart AM-demodu-las jonsprodukt, teller annenhver puls ved utgangen fra det monostabile kipptrinn MKl. Såsnart fenomentelleren Z2 når, resp. over- skrider, den tellestilling som er gitt på forhånd innen et be-dømmelsestidsrom^kommer der via en sammenligner V etterkoblet fenomentellerens utgang, ved inngangen til det bistabile kipptrinn BK2 til virkning et signal som på tidspunktet for avgivelsen av en tilbakestillingspuls ved rammetelleren Zl blir avgitt via dette bistabile kipptrinns utgang som pulsformet omkoblingssignal til koblingsinnretningen 13. Som fig. 3 ennvidere viser, er sammenligneren V også forbundet med utgangene fra en koderkobling CS som har fått innlest den telleverdi fra fenomentelleren Z2 fra og med hvilken der skal foretas en omkobling ved sammenlignerens utgang.

For fullstendighets skyld er der på fig. 4 også vist en ut-førelsesform for en blokkerbar fase-sammenligner Ph i henhold til fig. 3. Den har i det vesentlige to signalveier mellom sine to inn-gangstilslutninger yl og y2 og sine to utgangstilslutninger y3 og y4. I den ene signalvei er det bistabile kipptrinn BK11, forsinkelsesleddet t2 , det bistabile kipptrinn BKl og det bistabile kipptrinn BK13 anordnet etter hverandre. I den annen signalvei sitter en seriekobling av de bistabile kipptrinn BK21, BK22 og BK23. Til taktstyring av de bistabile kipptrinn BK12 og BK 22 tjener det monostabile kipptrinn MK2, som på inngangssiden er forbundet med inngangstilslutningen y2. De bistabile kipptrinn BK13 og BK23 be-høves til blokkering av fase-sammenligneren Ph og er.til dette formål forbundet med sperreinngangen y5 ved sine taktinnganger. Videre skal i denne sammenheng også nevnes et monostabilt kipptrinn MK3 som på inngangssiden likeledes er forbundet med sperreinngangen y5, og som på utgangssiden er sammenkoblet med tilbake-stillingsinngangene R til de bistabile kipptrinn BK13 og BK23. Som det videre fremgår av fig. 4, er inngangstilslutningen y2 forbundet både med inngangen til det bistabile kipptrinn BK21 og med tilbakestillingsinngangen R til det bistabile kipptrinn BKll. På samme måte er inngangstilslutningen yl forbundet med inngangen til det bistabile kipptrinn BKll og tilbakestillingsinngangen R til det bistabile kipptrinn BK21.

I skjemaet på fig. 4 er der på forskjellige steder av kob-lingen innført små bokstaver a, b, c, d, e, f, g,.h. som markerer hvor de tilsvarende betegnede spenningsforløp er gjengitt i tidsdiagrammene på de følgende figurer 5 og 6. Under henvisning til disse tidsdiagrammer skal virkemåten av fase-sammenligneren Ph på fig. 4 nå bli forklart enda mer detaljert.

Tidsdiagrammene på fig. 5 viser først det tilfelle at FM-demodulas jonsproduktet ved inngangstilslutningen yl ligger 180°, svarende til en halv bit^ foran AM-demodulasjonsproduktet ved inngangstilslutningen y2. De tilhørende pulstog er vist i diagrammene a og b på fig. 5. Man har her gått ut fra at de bistabile kipptrinn BKll og BK21 bare reagerer på den positive flanke av pulstogene i tidsdiagrammene a og b. Ved den gitte, foranliggende fase av FM-demodulasjonsproduktet fremkommer der ved utgangen fra det bistabile kipptrinn BKll her ikke noe signal- siden tilbakestillingsinngangen R stadig er aktivert på tidspunktet for en positiv pulsflanke. I mangel av et utgangssignal opptrer der heller ingen signaler ved inngangen til og utgangen fra det bistabile kipptrinn BK12 eller ved utgangen y3. På fig. 4 er dette markert ved nullinjen i diagrammene c, f og g.

Ved utgangen fra det bistabile kipptrinn BK21 i den annen signalvei forekommer der i det tilsvarende diagram d pulser hvis varighet er lik faseforskyvningen mellom pulsdiagrammene a og b, altså en halv bit. Som diagram e viser^ avleder det monostabile kipptrinn MK2 med hver positiv pulsflanke i pulstoget a ved inngangstilslutningen y2 en puls hvis varighet er en fjerdedel av en bit av pulstogene ifølge diagrammene a og b. Med andre ord skjer der her med den positive bakre flanke av pulsene ved utgangen fra det monostabile kipptrinn MK2 en kontroll av om der ennå finnes pulser ifølge diagram d, og ved positivt resultat blir det bistabile kipptrinn BK22 omkoblet fra hvile- til arbeidstilstand. Denne prosess gjentar seg med hver ytterligere puls, så der ved utgangen fra dette bistabile kipptrinn blir opprettholdt et positivt utgangssignal svarende til diagram h. Dette utgangssignal kommer i avblokkert tilstand av det bistabile kipptrinn BK23 til virkning ved utgangstilslutningen y4 og omkobler multiplekserne MUXl, MUX2 på fig. 3 i retning av en minskning av faseforskyvningen. Avblokkeringen av de bistabile kipptrinn BK13 og BK23 skjer ved hjelp av omkoblingspulsen ved sperreinngangen y5, som m.a.o. forbereder de bistabile kipptrinn BK13 og BK23 for gjénnomkobling av et signal ved deres inngang, mens det monostabile kipptrinn MK3 etter en på forhånd gitt forsinkelse ved tilbakegang til sin opprinnelige tilstand igjen kobler de bistabile kipptrinn BK13 og BK23 til deres utgangstilstand. På denne måte er det sørget for at den ønskede fasetilpasning i tidsområdet for omkoblingen bare blir opprettholdt sålenge til omkoblingen er utført og den beskrevne reguleringsprosess i sumdata-taktgeneratoren STW har svunnet hen. Tilbakegangen avmultiplekserne MUXl og MUX2 til deres utgangs-stilling ved tilbakegang av det monostabile kipptrinn MK3 og den dermed forbundne tilstandsendring ved tilbakestillingsinnngangene R til de .nevnte bistabile kipptrinn utløser da riktignok en ytterligere reguleringsprosess i sumdata-taktgenereringen, men den kan, da den bare bevirker en faseendring på 90°, ikke utløse noe bittap med de følger et slikt ville ha.

Diagrammene på fig. 6 viser forholdene for det tilfelle

at FM-demodulasjonsproduktet ligger en halv bit etter AM-demodulasjonsproduktet i fase. I dette tilfelle opptrer der ved utgangen fra det bistabile kipptrinn BK21 i samsvar med diagrammet d ikke noe utgangssignal, siden tilbakestillingsinngangen R er aktivert under en positiv pulsflanke som opptrer ved trinnets inngang. Tilsvarende gjelder for signalet ved utgangen fra det bistabile kipptrinn BK22 og ved utgangstilslutningen y4. Som fig. 6 viserfopptrer der nå ved utgangen fra det bistabile kipptrinn BKll et pulstog hvis pulser har en halv bits varighet. Disse pulser blir i forsinkelsesleddet Z2 forsinket en halv bit i samsvar med diagram f og via utgangspulsene fra det monostabile kipptrinn MK2 testet med hensyn til varighet. I samsvar med forholdene på fig. 5 opptrer der nå ved utgangen fra det bistabile kipptrinn BK12 svarende til diagram d et varig signal som i avblokkert tilstand av det bistabile kipptrinn BK13 kommer frem til utgangstilslutningen y3.

Claims (6)

1. System til mottagning av digitale informasjonssignaler som i form av en binær frekvensmodulasjon er innpreget på en bære-svingning, i et refleksjonsbeheftet utbredelsesmedium, særlig for mottagning ved mobile stasjoner, langveistrafikk og spredningsstråleforbindelser, hvor de ved fase- og amplitudeforvrengninger opptredende informasjonstap alt etter sin årsak automatisk detek-teres i to anordninger som supplerer hverandre, og hvorav den ene oppviser en frekvensdiskriminator med en etterkoblet innretning til å erkjenne støyspisser forårsaket av refleksjonsforvrengninger^ samt en kobling som utligner disse støyspisser, og den annen inneholder en amplitudedemodulator som er parallelkoblet med frekvensdemodulatoren i en annen gren, og hvor ennvidere utgangéne fra de to demodulatorer er ført til en omkobler som styres av en ampli-tudemodulas jons-tydningsinnretning# og som ved. konstanterbar ampli-tudemodulas jon av tilstrekkelig størrelse kobler amplitudedemodulatoren og ved konstaterbar frekvensmodulasjon kobler frekvens-diskriminatoren med støyspissføler til en felles utgang^ samt hvor der er etterkoblet AM-demodulatorens utgang en polarisasjonsinver-ter soirij styrt av polaritetsintegrator, via et AM-sondringsledd omstyrer AM-demodulasjonsproduktet i avhengighet av FM-démodula-sjonsproduktets hø yde for å gi polaritetsriktig AM-demodulasjon, karakterisert ved at omkobleren som er tilordnet utgangene fra de to demodulatorer^ er utvidet til en koblings-anordhing (13) med en dobbeltomkobler (U) til samtidig omkobling mellom FM-takt og AM-takt og mellom regenerert FM-demodulasjonsprodukt og regenerert AM-demodulasjonsprodukt, at der i denne koblingsanordning ennvidere finnes en fase-etterføringsinnretning (PE) som i det minste i tidsrommet.for et manglende tydbart AM-demodu-las jonsprodukt, er sperret^ og som bevirker en faseutligning mellom AM-demodulasjonsproduktet, resp. AM-takten, og FM-demodulasjonsproduktet, resp. FM-takten, og at AM-sondringsleddet (14) oppviser en tidsbestemmelseskobling (ZB) for avledning av både koblings-signaler for dobbeltomkobleren og styresignaler for den blokkerbare fase-etterføringsinnretning.

2. System som angitt i krav 1, karakterisert ved at fase-etterføringsinnretningen består av forsinkelsesanordninger som er anordnet i tilførselsveien for FM-takten og i tilførselsveien for AM-demodulasjonsproduktet til dobbeltomkobleren (U) og styres av en fase-sammenligner Ph.

3. System som angitt i krav 2, karakterisert ved at hver forsinkelsesanordning oppviser et taktstyrt skiftregister hvis takt er avledet fra FM-takten, men har vesentlig høyere taktfrekvens enn denne, og at der er etterkoblet skiftregisterets posisjonsutganger en multiplekser (MUXl, MUX2) som kan styres av fase-sammenligneren (Ph) og kompletterer forsinkelsesan-ordningen.

4. System som angitt i krav 3, karakterisert ved at frekvensen av styretakten for skiftfregistrene (SRI, SR2). er lik det firedobbelte av FM-taktens frekvens, og at styrin-gen av den av ett og ett skiftregister med multiplekser (MUXl, MUX2) bestående forsinkelsesanordning skjer i faseskritt på ± 90°.

5. System som angitt i et av kravene 1-4, karakterisert ved at AM-sondringsleddet består av en seriekobling av den inngangssidige tidsbedømmelseskobling (ZB) og en utgangssidig koinsidenskobling (BK2), at tidsbedømmelseskoblingen som tidsport har en rammeteller (Zl) som teller pulsflankene i det regenererte AM-demodulasjonsprodukt, og som med fullførelsen av. en rammesyklus avgir en puls til koinsidenskoblingens inngang og til tilbakestillingsinngangen til en fenomenteller (Z2) som likeledes teller pulsflanker i det regenererte AM-demodulasjonsprodukt, og som når en gitt tellerstand nås, utløser avgivelsen av en styrepuls til koinsidenskoblingens annen inngang, og at der foran fenomentellerens telleinngang er anordnet en OG-port (G) som styres til åpen tilstand av utgangssignalet fra en terskelverdi-komparator (K) når, og bare når, det ikke regenererte AM-demodu-las jonsprodukt som foreligger ved dens inngang, over-, resp. underskrider, en på forhånd gitt terskelverdi.

6. System som angitt i et av kravene 1-5, karakterisert ved at AM-sondringsleddets (14) utgangssignal tilføres den blokkerbare, resp. avblokkerbare, faseretterførings-innretning (PE) direkte som styresignal og tilføres dobbeltomkobleren (U) indirekte via et forsinkelsesledd (il) som omkoblingssignal.