DE102007028221A1

DE102007028221A1 - Empfangseinheit eines Fahrzeugkommunikationssystems

Info

Publication number: DE102007028221A1
Application number: DE200710028221
Authority: DE
Inventors: Masahiro Kariya Sugiura
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2006-06-21
Filing date: 2007-06-20
Publication date: 2007-12-27
Anticipated expiration: 2027-06-21
Also published as: CN101094208B; DE102007028221B4; US7953185B2; KR100877659B1; KR20070121548A; JP2008005157A; JP4887928B2; US20080008253A1; CN101094208A

Abstract

Ein Fahrzeugkommunikationssystem (1) hat eine Empfangseinheit (5) auf einer Fahrzeugseite zum Eingeben eines demodulierten analogen Signals in Bestimmungseinheiten (25, 27), basierend auf einem empfangenen Funksignal von einer Schlüsseleinheit (3). Eine der zwei Bestimmungseinheiten (25, 27) gibt dann ein Hoch-Prüfsignal, das einen hohen Wert annimmt, wenn das analoge Signal größer als eine hohe Schwelle ist, aus, und die andere Bestimmungseinheit gibt ein Niedrig-Prüfsignal, das einen niedrigen Wert annimmt, wenn das analoge Signal kleiner als eine niedrige Schwelle ist, aus. Ein Synchronisationssignal-Generator (35) definiert dann folgend, basierend auf den Hoch- und Niedrig-Prüfsignalen, eine Bestimmungsperiode. Ein Binärpegel des analogen Signals wird dann durch eine Pegelbestimmungseinheit (37), basierend auf den Prüfsignalen, zusammen mit einer Schätzung und einer Korrektur eines unbestimmten Signals, wenn der Signalpegel, basierend auf einer Kodierregel und der Bestimmung durch die Bestimmungseinheiten (25, 27), nicht bestimmt werden kann, bestimmt.

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf ein Fahrzeugkommunikationssystem zur Verwendung in einem Fahrzeug.
In den letzten Jahren werden verschiedene Kommunikationsverfahren zwischen einer Fahrzeugeinheit und einer tragbaren Einheit, wie ein schlüsselloses Zutrittssystem, ein intelligentes Zutrittssystem und dergleichen verwendet, und diese Systeme verwenden ein Funksignal, das von der tragbaren Einheit gesendet und durch die Fahrzeugeinheit empfangen wird, zum Authentifizieren eindeutiger digitaler Daten, die dem Funksignal entnommen werden, um beispielsweise eine Tür des Fahrzeugs durch Aktivieren einer Betätigungsvorrichtung zu öffnen. (Bezug nehmend auf beispielsweise japanische Patentdokumente JP-A-H09-41754, JP-A-2000-170420, JP-A-2001-98810) (Der Inhalt der JP-A-H09-41754 und JP-A-2001-98810 ist als US-Patentdokumente, die als US5835022 und US6670883 identifiziert sind, veröffentlicht) Bei der Sendeseiteeinheit dieser Systeme wird ein Zweiphasen-Kode oder ein Manchester-Code verwendet, um digitale Daten (NRZ-Format-Daten) für eine Sendung zu kodieren, und die kodierten digitalen Daten werden verwendet, um das Funksignal, das von einer Antenne unter Verwendung einer Trägerwelle, beispielsweise in dem UHF-Band, zu senden ist, zu modulieren. Das Funksignal wird daher auf der Empfangsseite des Systems empfangen und durch Bestimmen, ob ein Binärpegel des demodulierten analogen Signals hoch oder niedrig ist, zum Dekodieren der digitalen Daten demoduliert. Auf diese Art und Weise werden die digitalen Daten gesendet und wiederhergestellt (d. h., indem sie wiedergegeben werden).
Wie in 12A gezeigt ist, werden bei dem Manchester-Kodieren ein Datenbit von 1, das einen logischen Wert von 1 hat, und ein Datenbit von 0, das einen logischen Wert von 0 hat, durch Untersuchen eines Anstiegs (d. h., einer Änderung von einem niedrigen Pegel zu einem hohen Pegel) oder eines Fallens (d. h., einer Änderung von einem hohen Pegel zu einem niedrigen Pegel) in der Mitte einer Bit-Periode unterschieden. Das Bit 1 bei dem Manchester-Kodieren wird daher beispielsweise als das fallende Signal in der einen Bit-Periode kodiert, und das Bit 0 wird als das Anstiegssignal in der einen Bit-Periode kodiert.
Wie in 12B gezeigt ist, wird ferner bei dem Zweiphasen-Kodieren das Datenbit von 0 als ein Signal, das seinen (hohen/niedriegen) Pegel in der Mitte der Bit-Periode invertiert, kodiert, und das Bit 1 wird als ein Signal kodiert, das seinen Hoch-niedrigen-Pegel an einem Ende der einen Bit-Periode invertiert, mit einer zusätzlichen Invertierung des Signalpegels von jedem Bit, so dass einem Hochpegel-Ende des vorhergehenden Bit ein Niedrigpegel-Start des nächsten Bit und einem Niedrigpegel-Ende des vorhergehenden Bits ein Hochpegel-Start des nächsten Bits folgt.
Jedes Bit der digitalen Daten wird daher sowohl bei dem Manchester-Kodieren als auch bei dem Zweiphasen-Kodieren als ein Signal, das mindestens eine Binärpegeländerung zwischen dem hohen Pegel und dem niedrigen Pegel in der Mitte des Bits oder am Ende des Bits hat, kodiert. Ferner kann der Takt des Signals aufgrund des im Vorhergehenden beschriebenen Schemas des Kodierens nach einem Kodieren aus dem digitalen Signal wiederhergestellt werden.
Das Fahrzeugkommunikationssystem, das das im Vorhergehenden beschriebene Kodierschema hat, kann möglicherweise bei dem demodulierten analogen Signal, das durch die Empfangsseiteeinheit empfangen und demoduliert wird, aufgrund eines äußeren Rauschens oder dergleichen relativ zu den ursprünglichen Daten eine verzerrte Wellenform haben. Die verzerrte Wellenform bei der empfangsseitigen Einheit kann zu einer falschen Bestimmung des Binärsignalpegels in dem demodulierten analogen Signal führen und dadurch einen fehlerhaften logischen Wert als das Resultat des Dekodierens der ursprünglichen digitalen Daten ergeben.
Angesichts der im Vorhergehenden beschriebenen und anderer Probleme sieht die vorliegende Erfindung eine Empfangseinheit eines Fahrzeugkommunikationssystems vor, die einen Fehler bei der Bestimmung eines logischen Wertes in empfangenen Daten verhindert, selbst wenn eine Wellenform des demodulierten analogen Signals unter einem Einfluss eines Rauschens oder dergleichen verzerrt wird.
Die Empfangseinheit des Fahrzeugkommunikationssystems empfängt das digitale Signal, das eine Trägerwelle unter Verwendung eines spezifischen Kodierverfahrens zum Senden digitaler Daten von einem Sender des Kommunikationssystems moduliert. Das Kodierverfahren zum Kodieren der digitalen Daten ändert mindestens entweder innerhalb des Bits oder bei einer Teilung (d. h., einer Beginnflanke und einer Endflanke) des Bits den hohen Zustand und den niedrigen Zustand des Binärpegels eines Datenbits.
Die Empfangseinheit empfängt daher von dem Sender das Funksignal zum Demodulieren, und stellt durch Bestimmen des hohen Zustands und des niedrigen Zustands des Binärpegels aus dem demodulierten analogen Signal die digitalen Daten wieder her. Die Empfangseinheit umfasst eine erste Signalausgabeeinheit, eine zweite Signalausgabeeinheit, eine Bestimmungssignalausgabeeinheit, eine Pegelentscheidungseinheit und eine Pegelkorrektureinheit zum Bestimmen des Binärpegels des analogen Signals.
Die erste Signalausgabeeinheit vergleicht das analoge Signal und die Schwelle für eine Hochpegelprüfung, und gibt das Hoch-Prüfsignal, das auf einem aktiven Pegel ist, aus, wenn das analoge Signal einen höheren Pegel als die Schwelle hat. Die zweite Signalausgabeeinheit vergleicht das analoge Signal und die Schwelle für eine Niedrigpegelprüfung, und gibt das Niedrig-Prüfsignal, das auf einem aktiven Pegel ist, aus, wenn das analoge Signal einen niedrigeren Pegel als die Schwelle hat.
Die Bestimmungsperiodenbestimmungseinheit bestimmt folgend eine Bestimmungsperiode zum Bestimmen des Binärpegels des analogen Signals basierend auf dem Hoch-Prüfsignal und dem Niedrig-Prüfsignal.
Die Pegelentscheidungseinheit bestimmt den Binärpegel des analogen Signals in jeder der Prüfperioden, die durch die Bestimmungsperiodebestimmungseinheit bestimmt werden, und bestimmt den Pegel des analogen Signals als unbestimmt, wenn der Binärpegel nicht bestimmt werden kann. Ferner korrigiert die Pegelkorrektureinheit den unbestimmten Pegel, um entweder den hohen Zustand oder den niedrigen Zustand des Binärpegels zu haben basierend auf einer Schätzung, die aus dem Prüfresultat der Entscheidungseinheit und des Verfahrens des Kodierens abgeleitet wird.
Auf diese Art und Weise bestimmt die Pegelentscheidungseinheit den Binärpegel des analogen Signals basierend auf der Schwelle des Hoch-Prüfsignals und der Schwelle des Niedrig-Prüfsignals, wodurch eine genauere Bestimmung des Binärpegels der digitalen Daten, als bei dem Bestimmungsverfahren, das einfach das analoge Signal mit einer Schwelle, die den Wert in die hohen Zustände und die niedrigen Zustände teilt, vergleicht, ermöglicht wird.
Ferner kann der unbestimmte Pegel der digitalen Daten bei einer bestimmten Prüfperiode, um den hohen Zustand oder den niedrigen Zustand des Binärpegels zu haben, basierend auf dem Prüfresultat bei anderen Prüfperioden und der Regel des Kodierverfahrens korrigiert werden, wodurch eine genaue Wiederherstellung der digitalen Daten aus einer verzerrten Wellenform des analogen Signals ermöglicht wird.
Ferner wird die Prüfperiode des Binärpegels des analogen Signals folgend basierend auf dem Hochpegelprüfsignal und dem Niedrigpegelprüfsignal bestimmt, wodurch eine korrekte Bestimmung des Binärpegels des analogen Signals ermöglicht wird, selbst wenn die Sendeseite und die Empfangsseite der Kommunikationssystems jeweils unterschiedliche Betriebstakte verwenden.
Andere Aufgaben, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus der folgenden detaillierten Beschreibung, die unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen vorgenommen wird, offensichtlicher, in denen:
1 ein Blockdiagramm eines schlüssellosen Zutrittssystems bei einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung zeigt;
2 eine Darstellung eines Hoch-Prüfsignals und eines Niedrig-Prüfsignals sowie eines analogen Signals zeigt;
3 eine Darstellung eines Verfahrens, das bei einer Synchronisationssignalerzeugungseinheit ausgeführt wird, zeigt;
4A eine Darstellung eines Verfahrens, das bei einer Datenpegelprüfeinheit ausgeführt wird, zeigt;
4B ein Flussdiagramm eines Verfahrens, das bei der Datenpegelprüfeinheit ausgeführt wird, zeigt;
5A und 5B Korrekturregeln, die bei einer Pegelkorrektureinheit verwendet werden, zeigt;
6A und 6B Korrekturresultate der Korrekturregeln, die bei einer Pegelkorrektureinheit angewendet werden, zeigt;
7A und 7B Zeitdiagramme eines Verarbeitens bei der Synchronisationssignalerzeugungseinheit bei einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung zeigen;
8 ein Flussdiagramm eines Verarbeitens bei der Synchronisationssignalerzeugungseinheit bei dem zweiten Ausführungsbeispiel zeigt;
9A, 9B, 9C Korrekturregeln und Korrekturresultate für unbestimmte Bit-Teilungen zeigen;
10 ein Flussdiagramm einer Betriebsartänderung bei der Pegelkorrektureinheit bei einem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung zeigt;
11 ein Blockdiagramm einer Modifikation des schlüssellosen Zutrittssystems zeigt; und
12A und 12B Wellenformen des Manchester-Kodierens und des Zweiphasen-Kodierens zeigen.
Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung sind unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben. Bei den Ausführungsbeispielen ist ein schlüsselloses Zutrittssystem als ein Beispiel eines Fahrzeugkommunikationssystems beschrieben. Das schlüssellose Zutrittssystem bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel kann ferner ein schlüsselloses Fernzutrittssystem (engl.: Remote Keyless Entry; RKE) genannt werden.
(Erstes Ausführungsbeispiel)
Wie in 1 gezeigt ist, umfasst ein schlüsselloses Zutrittssystem 1 bei einem ersten Ausführungsbeispiel einen elektronischen Schlüssel 3, der durch einen Benutzer eines Fahrzeugs als ein Sender verwendet wird, und eine Fahrzeugeinheit 5, die an dem Fahrzeug angeordnet ist.
Der elektronische Schlüssel 3 umfasst einen Mikrocomputer 7 zum Steuern einer Funktion des elektronischen Schlüssels 3, eine Takterzeugungseinheit 9 zum Erzeugen eines Takts des Mikrocomputers 7, eine Trägererzeugungseinheit 13 zum Erzeugen und Ausgeben einer Sinuswelle, die als eine Trägerwelle eines Funksignals einer vorbe stimmten Frequenz (z. B. 300 MHz bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel) verwendet wird, einen Modulationsverstärker 15 zum Durchführen einer analogen Modulation (z. B. einer AM-Modulation bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel) der Trägerwelle unter Verwendung eines digitalen Signals, das aus dem Mikrocomputer 7 ausgegeben wird, und zum Liefern nach einer Modulation eines modulierten Signals, das als das Funksignal zu senden ist, zu einer Antenne 11, einen Verriegelungsschalter 17 eines Knopftyps zum Verriegeln von Türen des Fahrzeugs und einen Entriegelungsschalter 19 eines Knopftyps zum Entriegeln der Türen.
Wenn der Mikrocomputer 7 erfasst, dass der Schalter 17 gedrückt und eingeschaltet wird, gibt der Mikrocomputer 7 das digitale Signal einschließlich eines Verriegelungs-Befehlskodes zum Liefern einer Türverriegelungsanweisung zu der Fahrzeugeinheit 5 zu dem Modulationsverstärker 15 aus. Das Funksignal, das die Trägerwelle unter Verwendung des digitalen Signals einschließlich des Verriegelungsbefehlskodes moduliert, wird dann von der Antenne 11 gesendet.
Wenn der Mikrocomputer 7 zusätzlich erfasst, dass der Schalter 19 gedrückt und eingeschaltet wird, gibt der Mikrocomputer 7 das digitale Signal einschließlich eines Entriegelungsbefehskodes zum Liefern einer Türentriegelungsanweisung zu der Fahrzeugeinheit 5 zu dem Modulationsverstärker 15 aus. Das Funksignal, das die Trägerwelle unter Verwendung des digitalen Signals einschließlich des Verriegelungsbefehlskodes moduliert, wird dann von der Antenne 11 gesendet.
Der Mikrocomputer 7 gibt weiterhin bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel das digitale Signal, das aus den digitalen Daten eines Objekts einer Sendung (d. h., den digitalen Daten einschließlich des Verriegelungs-/Entriegelungsbefehlskodes) unter Verwendung des Zweiphasen-Kodieren erzeugt wird, aus, wie in 12B gezeigt ist. Bei diesem Fall ist der Verriegelungs-/Entriegelungsbefehlskode für das Fahrzeug, das den elektronischen Schlüssel 3 verwendet, spezifisch.
Andererseits umfasst die Fahrzeugeinheit 5 eine Antenne 21 zum Empfangen des Funksignals von dem elektronischen Schlüssel 3, eine Empfangsschaltung 23 zum Demodulieren und zum Ausgeben des Signals, das durch die Antenne 21 empfangen wird (z. B., AM-Demodulation bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel), eine Hochpegelprüfeinheit 25 zum Ausgeben eines digitalen Signal eines Binärpegels in einer digital geformten Wellenform, das mit dem digitalen Signal, das durch den elektronischen Schlüssel 3 kodiert wird, identisch ist, eine Niedrigpegelprüfeinheit 27, eine Signalverarbeitungsschaltung 29, einen Taktgenerator 31 zum Erzeugen und Ausgeben eines Betriebstakts der Signalverarbeitungsschaltung 29 und eine Authentifizierungs-ECU 33 zum Empfangen des digitalen Signals nach einem Wellenformen aus der Signalverarbeitungsschaltung 29.
Die Authentifizierungs-ECU 33 demoduliert das digitale Signal aus der Signalverarbeitungsschaltung 29 und stellt die digitalen Daten (d. h., im Folgenden Empfangsdaten) der NRZ-Form, die durch das digitale Signal dargestellt werden, wieder her. Die ECU 33 bestimmt dann, ob ein Kode, der in den Empfangsdaten umfasst ist, mit einem Verriegelungsbefehlskode oder einem Entriegelungsbefehlskode (d. h., dem Verriegerungs-/Entriegelungsbefehlskode, der für das Fahrzeug, das die ECU 33 hat, spezifisch ist), der in der ECU 33 gespeichert ist, übereinstimmt. Wenn der Kode mit demselben, der gespeichert ist, übereinstimmt, treibt die ECU 33 eine Türverriegelungsbetätigungsvorrichtung (in der Figur nicht gezeigt) zum Verriegeln/Entriegeln der Türen. Mit anderen Worten werden alle Türen in einen verriegelten Zustand gebracht, wenn der Kode in den Empfangsdaten der Verriegelungsbefehlskode ist, und alle Türen werden in einen entriegelten Zustand gebracht, wenn der Kode in den Empfangsdaten der Entriegelungsbefehlskode ist.
Der Benutzer des Fahrzeugs kann daher unter Verwendung der ECU 33 durch Drücken der Schalter 17, 19 eines geeigneten elektronischen Schlüssels 3 ein Verriegeln/Entriegeln einer Tür absichtlich durchführen.
Die Authentifizierungs-ECU 33 wird zusätzlich mit einem Takt, der durch einen sich von dem Taktgenerator 31 unterscheidenden Takt erzeugt wird, betrieben. Mit anderen Worten, die ECU 33 und die Signalverarbeitungsschaltung 39 werden ohne Synchronisation mit jeweils unterschiedlichen Takten betrieben.
Als Nächstes sind die Hochpegelprüfeinheit 25, die Niedrigpegelprüfeinheit 27 und die Signalverarbeitungsschaltung 29 beschrieben.
Als Erstes empfängt sowohl die Hochpegelprüfeinheit 25 als auch die Niedrigpegelprüfeinheit 27 eine Eingabe des analogen Empfangssignals von der Empfangsschaltung 23.
Die Hochpegelprüfeinheit 25 vergleicht dann, wie in 2 gezeigt ist, das analoge Empfangssignal hinsichtlich eines Signalpegels mit einer Schwelle VH (d. h., im Folgenden einer Hochpegelschwelle) und gibt ein Hochpegelprüfsignal aus, wie in 2 gezeigt ist. Genauer gesagt, wenn „das analoge Empfangssignal > VH", wird das Hochpegelsignal auf einen aktiven Pegel (d. h., zu HOCH bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel) gesetzt und wenn „das analoge Empfangssignal ≦ VH", wird das Hochpegelprüfsignal auf einen NIEDRIG-Pegel gesetzt.
Ähnlich vergleicht die Niedrigpegelprüfeinheit 27, wie in 2 gezeigt ist, das analoge Empfangssignal hinsichtlich eines Signalpegels mit einer Schwelle VL (d. h., im Folgenden einer Niedrigpegelschwelle) und gibt ein Niedrigpegelprüfsignal aus, wie in 2 gezeigt ist. Genauer gesagt, wenn „das analoge Empfangssignal < VL", wird das Niedrigpegelsignal auf einen aktiven Pegel (d. h., auf ein HOCH bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel) gesetzt, und wenn das analoge Empfangssignal ≧ VL", wird das Niedrigpegelprüfsignal auf einen NIEDRIG-Pegel gesetzt.
Bei diesem Fall kann beispielsweise sowohl die Hochpegelprüfeinheit 25 als auch die Niedrigpegelprüfeinheit 27 unter Verwendung eines Vergleichers zusammengesetzt sein. Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist zusätzlich die Hochpegelschwelle VH auf die Spannung, die höher als eine mittlere Spannung einer Amplitude des analogen Empfangssignals ist, eingestellt, und die Niedrigpegelschwelle VL ist auf die Spannung, die niedriger als die vorhergehende mittlere Spannung ist, eingestellt.
Wie in 1 gezeigt ist, werden das Hoch-Prüfsignalausgangssignal aus der Hochpegelprüfeinheit 25 und das Niedrig-Prüfsignalausgangssignal aus der Niedrigpegelprüfeinheit 27 dann in die Signalverarbeitungsschaltung 29 eingegeben. Die Signalverarbeitungsschaltung 29 umfasst eine Synchronisationssignalerzeugungseinheit 35, eine Datenpegelprüfeinheit 37, eine Pegelkorrektureinheit 39 und eine Signalausgabeeinheit 41.
Die Synchronisationssignalerzeugungseinheit 35 ist, basierend auf dem Hoch-Prüfsignal und dem Niedrig-Prüfsignal, die aus dem analogen Signal erzeugt werden, eine Einheit, die folgend eine Prüfperiode des Binärpegels (d. h., HOCH oder NIEDRIG) des analogen Signals bestimmt. Die Erzeugungseinheit 35 erzeugt ein Synchronisationssignal, das eine Periode (oder eine Länge) und eine Phase von jeder der Prüfperioden darstellt.
Das Verfahren, das bei der Synchronisationssignalerzeugungseinheit 35 durchgeführt wird, ist im Folgenden unter Bezugnahme auf 3 beschrieben. Bei diesem Fall wird, wie in 3 gezeigt ist, die Periode zwischen einer jeden Pegeländerungsflanke in dem Synchronisationssignal als die Prüfperiode bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel verwendet. In der folgenden Beschreibung ist ein „Bit" eine Zeitspanne von einem Bit und „1/2 Bit" ist eine Zeitspanne, die eine Hälfte der Zeit für 1 Bit ist, und „1/4 Bit" ist eine Zeitspanne, die ein Viertel der Zeit für 1 Bit ist, und „ 3/4 Bit" ist eine Zeitspanne, die drei Viertel der Zeit für 1 Bit ist. Ferner sind das Hoch-Prüfsignal und das Niedrig-Prüfsignal allgemein als Prüfsignale bestimmt.
Zu allererst kann die Prüfperiode bei dem Fall des Zweiphasen-Kodierens die Zeitspanne von ½ Bit haben, da ein Bit von Daten durch den Signalpegel bei zwei ½- Bit-Perioden, die eine erstere und eine letztere Hälfte des einen Bits bilden, dargestellt ist. Obwohl die Prüfperiode mit dem Zeitpunkt jedes Bits in dem Empfangssignal synchronisiert sein muss, wird die Prüfperiode zur Synchronisationssignalerzeugung durch Entnehmen von Informationen über die Periodenlänge und die Phase einer äquivalenten ½ Bit-Periode aus dem analogen Empfangssignal (d. h., in Wirklichkeit aus dem Hoch-Prüfsignal und dem Niedrig-Prüfsignal) bestimmt, da das schlüssellose Zutrittssystem bei der vorliegenden Offenbarung den elektronischen Schlüssel 3 auf einer Sendeseite und die Fahrzeugeinheit 5 auf einer Empfangsseite durch jeweils unterschiedliche Takte mit jeweils unterschiedlichen Abweichungen und Schwankungen betreibt.
Daher führt die Synchronisationssignalerzeugungseinheit 35 die folgenden Verfahren von <1> bis <4> durch.

<1> Basierend auf einem Abtasten des Hoch-Prüfsignals und des Niedrig-Prüfsignals berechnet die Erzeugungseinheit 35 eine Pulsbreite (d. h., eine Hochpegelzeit) von jedem der abgetasteten Prüfsignale.
<2> Wenn die bei dem vorhergehenden Verfahren bei <1> berechnete Pulsbreite innerhalb eines vorbestimmten Bereichs, der als eine zu einem Bit äquivalente Breite (im Folgenden eine Bit-Toleranz) betrachtet werden kann, ist, wird der Pulsabschnitt als ein „gültiger langer Puls" bestimmt. Wenn die bei dem vorhergehenden Verfahren bei <1> berechnete Pulsbreite innerhalb eines vorbestimmten Bereichs, der als eine äquivalente ½-Bit-Breite (im Folgenden Halbbit-Toleranz) betrachtet werden kann, ist, wird der Pulsabschnitt als ein „gültiger kurzer Puls" (Bezug nehmend auf die vierte Zeile in 3) bestimmt. Der gültige lange Puls und der gültige kurze Puls sind zusätzlich allgemein als gültige Pulse bezeichnet.
<3> Wenn die Prüfsignale, die bei dem vorhergehenden Verfahren bei <2> als gültig bestimmt wurden, auf eine abwechselnde Art und Weise eingegeben werden, wie das Hoch-Prüfsignal gefolgt von dem Niedrig-Prüfsignal oder das Niedrig-Prüfsignal gefolgt von dem Hoch-Prüfsignal, wird die Periode zwischen zwei Mittelpunkten der Pulsbreite der Prüfsignale (im Folgenden Mittelpunktbreite) durch Abtasten gemessen, und die Messung der Mittelpunktbreite wird mit der vorbestimmten Periode in der folgenden Tabelle 1 (Bezug nehmend auf die fünfte Zeile in 3) verglichen.

(Tabelle 1)
Bei diesem Fall ist eine „¾-Bitbreiten-Toleranz" in Tabelle 1 der Bereich, der als die Breite für ¾ Bit betrachtet werden kann. Wenn eine 1-Bitbreiten-Toleranz, ¾-Bitbreiten-Toleranz und ½-Bitbreiten-Toleranz jeweils als H[1], H[3/4] und H[1/2] bezeichnet sind, ist eine Beziehung zwischen diesen Parametern als H[1] > H[3/4] > H[1/2] definiert. Ferner bedeutet ein „O"-Zeichen in der Zeile 5 in 3, dass die Mittelpunktbreite die vorbestimmte Periodenlänge der Tabelle 1 erfüllt.

<4> Wenn die Pulsbreite als gültig bestimmt ist und die Mittelpunktbreite des gültigen Pulses bestimmt ist, die vorbestimmte Periodenlänge in Tabelle 1 zu erfüllen, wird das Prüfsignal als „synchronisiert" bestimmt und der nächste Pegeländerungszeitpunkt (logischer Änderungspunkt) des Synchronisationssignals wird gemäß dem Zeitpunkt in der folgenden Tabelle 2 (Bezug nehmend auf die letzte Zeile in 3) eingestellt. Auf diese Art und Weise wird ein Flankenintervall des Synchronisationssignals korrigiert. Ferner wird, wenn das Signal nicht als „synchronisiert" bestimmt wird, der nächste Pegeländerungszeitpunkt des Synchronisationssignals auf die ½-Bit-Zeit nach dem vorhergehenden Pegeländerungszeitpunkt eingestellt. Mit anderen Worten, das Flankenintervall des Synchronisationssignals wird bei diesem Fall angesichts der Invertierung des HOCH-NIEDRIG-Pegels bei jeder Zeitspanne von ½ Bit nicht korrigiert.

(Tabelle 2)
Durch Wiederholen der Verfahren bei <1> bis <4> wird der Zeitpunkt des Eingangssignals gemäß dem Synchronisationssignal einzeln nacheinander korrigiert und sieht dadurch immer eine stabile Prüfperiode (d. h., die Prüfperiode synchronisiert mit jedem Bit des Empfangssignals) vor.
Bei diesem Fall kann um der Einfachheit des Verarbeitens willen entweder lediglich der kurze Puls oder lediglich der lange Puls bestimmt werden.
Andererseits ist die Datenpegelprüfeinheit 37 eine Einheit, die den Binärpegel des analogen Empfangssignals basierend auf dem Hoch/Niedrig-Prüfsignal bestimmt; der Binärpegel des analogen Signals ist als ein Datenpegel bezeichnet, da der Binärpegel zum Bestimmen des logischen Werts jedes Bits in dem analogen Signal verwendet wird. Der Inhalt des Verarbeitens, das durch die Datenpegelprüfeinheit 37 durchgeführt wird, ist im Folgenden unter Bezugnahme auf 4 beschrieben.
Die Datenpegelprüfeinheit 37 misst die Hochpegelzeit des Hoch-Prüfsignals und des Niedrig-Prüfsignals für jede der Prüfperioden, die als eine Periode zwischen dem Flankenintervall des Synchronisationssignals definiert ist, und vergleicht die Messungen der zwei Prüfsignale, wie in 4A gezeigt ist, zum im Wesentlichen Bestimmen des Datenpegels des analogen Empfangssignals als mit der Messung, die eine längere Periode des hohen Pegels hat, identisch. Mit anderen Worten, wenn die Hochpegelzeit des Hoch-Prüfsignals in der Prüfperiode (im Folgenden Hoch-Signalbreite) und die Hochpegelzeit des Niedrig-Prüfsignals in der Prüfperiode (im Folgenden Niedrig-Signalbreite) verglichen werden, bestimmt die Prüfeinheit 37, dass der Datenpegel hoch (H) ist, wenn die erstere länger ist, oder bestimmt, dass der Datenpegel niedrig (L) ist, wenn die letztere länger ist. Der Datenpegel wird jedoch als unbestimmt bestimmt, wenn die Hoch-Signalbreite und die Niedrig-Signalbreite gleich sind, oder wenn beide Signalbreiten im Wesentlichen gleich Null sind. D. h., wenn die folgende Ungleichung erfüllt ist, wird der Datenpegel als unbestimmt bestimmt. [Ungleichung] |Hoch-Signalbreite – Niedrig-Signalbreite| < Vorbestimmter Wert
Genauer gesagt führt die Datenpegelprüfeinheit 37 ein Datenpegelprüfverfahren, wie in 4B gezeigt ist, für jede Prüfperiode durch.
D. h., die Hoch-Signalbreite und die Niedrig-Signalbreite werden gemessen, und ein Prüfwert wird als ein Absolutwert der zwei Signalbreitenmessungen zuerst berechnet (S110).
Wenn der Prüfwert nicht kleiner als der vorbestimmte Wert ist (S120: NEIN und die Hoch-Signalbreite kleiner als die Niedrig-Signalbreite ist (S130: JA), wird der Datenpegel dann als niedrig bestimmt (S140).
Wenn der Prüfwert nicht kleiner als der vorbestimmte Wert ist (S120: NEIN) und die Hoch-Signalbreite nicht kleiner als die Niedrig-Signalbreite ist (S130: NEIN), wird der Datenpegel als hoch bestimmt (S150).
Ferner, wenn der Prüfwert kleiner als der vorbestimmte Wert ist (S120: JA), wird der Datenpegel als unbestimmt bestimmt (S160).
Durch das im Vorhergehenden beschriebene Verfahren wird eine aufgrund eines Rauschens fehlerhafte Bestimmung bei dem Signal verhindert, und der Datenpegel jeder Prüfperiode wird korrekt bestimmt, selbst wenn ein Wechselabschnitt zwischen dem hohen Zustand und dem niedrigen Zustand aufgrund eines Jitters oder einer Änderung der Betriebsart instabil ist.
Als Nächstes ist die Pegelkorrektureinheit 39 eine Einheit, die das Prüfresultat unbestimmt, das aus der Datenpegelprüfeinheit 37 abgeleitet wird, korrigiert, um basierend auf dem Prüfresultat der Prüfperiode und der Regel des Kodierens entweder den hohen Wert oder den niedrigen Wert zu haben. Das Verfahren, das bei der Korrektureinheit 39 durchgeführt wird, ist unter Bezugnahme auf 5 und 6 beschrieben.
Als Erstes wird bei dem Fall des Zweiphasen-Kodierens bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ein Startpegel des nächsten Bits von einem Endpegel eines unmittelbar vorhergehenden Bits durch die Regel, die das Kodieren bestimmt, invertiert. Wenn daher das Prüfresultat des Datenpegels als unbestimmt eingestellt ist, korrigiert die Pegelkorrektureinheit 39 den unbestimmten Pegel, um entweder den hohen Wert oder den niedrigen Wert gemäß der Tabelle, die in 5A gezeigt ist, zu nehmen. D. h., der Datenpegel wird als ein invertierter Pegel der Prüfperiode, die der letzteren Hälfte des vorhergehenden Bit entspricht, bestimmt.
Wenn ferner das Prüfresultat des Datenpegels in der Prüfperiode, die der letzteren Hälfte des Bits entspricht, unbestimmt ist, korrigiert die Pegelkorrektureinheit 39 den unbestimmten Pegel, um entweder den hohen Wert oder den niedrigen Wert gemäß der Tabelle, die in 5B gezeigt ist, zu nehmen. D, h., der Datenpegel wird als ein invertierter Pegel der Prüfperiode, die der ersteren Hälfte des nächsten Bits entspricht, bestimmt.
Wie in 6A gezeigt ist, wird der unbestimmte Pegel der Prüfperiode 4 daher bei einem Fall, bei dem das erste Bit aufgrund einer Änderung von hoch zu niedrig Null ist und die folgenden Bits 1-0-1 sind, selbst wenn die Prüfperiode 4 aufgrund eines Einflusses eines Rauschens oder dergleichen als unbestimmt bestimmt wird, basierend auf einer Schätzung, dass die Prüfperiode 4 den inversen Pegel des Prüfresultats der Prüfperiode 5 (d. h., einer ersteren Hälfte des nächsten Bits) hat, da die Prüfperiode 4 die letztere Hälfte des Bits ist, korrigiert, um hoch zu sein.
Zusätzlich befolgt das Kodieren, wenn das Manchester-Kodieren eingeführt wird, eine Regel, dass der Datenpegel bei der ersteren und der letzteren Hälfte jedes Bits invertiert wird. Die Pegel-Korrektureineheit 39 korrigiert daher, wenn das Prüfresultat der letzteren Hälfte des Bits unbestimmt ist, das Unbestimmte, um ein invertierter Pegel des Prüfresultats der ersteren Hälfte des gleichen Bits zu sein, und wenn das Prüfresultat der ersteren Hälfte des Bits unbestimmt ist, korrigiert die Pegelkorrektureinheit 39 das Unbestimmte, um ein invertierter Pegel des Prüfresultats der letzteren Hälfte des gleichen Bits, zu sein. Wenn beispielsweise das Prüfresultat der Prüfperiode 4 in 6B unbestimmt ist, wird der unbestimmte Pegel daher basierend auf dem Prüfresultat der Prüfperiode 3 korrigiert, um niedrig zu sein.
Als Nächstes gibt die Signalausgabeeinheit 41 das Binärpegelsignal eines hohen oder niedrigen Zustands, das das Prüfresultat der Datenpegelprüfeinheit 37 synchronisiert mit dem Pegeländerungszeitpunkt des Synchronisationssignals (einem Schalterzeitpunkt der Prüfperiode) darstellt, aus. D. h., wie in 6A gezeigt ist, wird jeder der Binärpegel (d. h., hoch oder niedrig) der Prüfresultate, die in einer Zeitreihe gespeichert sind, aus einem Ausgangsanschluss des Signals auf eine abwechselnde Art und Weise, die zwischen zwei Pegeln zu dem Pegeländerungszeitpunkt des Synchronisationssignals wechselt, folgend ausgegeben.
Ferner kann die Signalausgabeeinheit 41 durch ein Schieberegister oder dergleichen gebildet sein. Wenn zusätzlich das Prüfresultat nach der Korrektur durch die Pegelkorrektureinheit 39 unbestimmt ist (d. h., wenn ein Muster, das durch die Korrektureinheit 39 nicht korrigiert werden kann, um den hohen/niedrigen Pegel zu haben, erzeugt wird), kann das Muster der Unbestimmtheit konfiguriert sein, um immer entweder als der hohe oder der niedrige Pegel ausgegeben zu werden. Wenn ferner zwei unbestimmte Pegelperioden in Folge aufgetreten sind, d. h., wenn das Unbestimmte die Periode von einem Bit einnimmt, kann die Periode als „keine Daten" bestimmt werden, und die Synchronisationssignalerzeugungseinheit 35 kann konfiguriert werden, um neu gestartet zu werden.
Das Binärpegelsignal aus der Signalausgabeeinheit 41 wird als das digitale Signal nach einem Wellenformen, das im Vorhergehenden erwähnt ist, in die Authentifizierungs-ECU 33 eingegeben. Die ECU 33 stellt dann durch Demodulieren des digitalen Signals, das aus der Ausgabeeinheit 41 abgeleitet wird, zum Durchführen der Prüfung des im Vorhergehenden beschriebenen Kodierens die Empfangsdaten wieder her.
Bei dem ersten Ausführungsbeispiel kann die Hochpegelprüfeinheit 25 als ein Äquivalent einer ersten Signalausgabeeinheit betrachtet werden, und die Niedrigpegelprüfeinheit 27 kann als ein Äquivalent einer zweiten Signalausgabeeinheit betrachtet werden, und die Synchronisationssignalerzeugungseinheit 35 kann als ein Äquivalent einer Bestimmungsperioden-Entscheidungseinheit betrachtet werden, und die Datenpegelprüfeinheit kann als ein Äquivalent einer Pegelentscheidungseinheit betrachtet werden, und die Pegelkorrektureinheit 39 kann als ein Äquivalent einer Pegelkorrektureinheit betrachtet werden, und die Signalausgabeeinheit 41 kann als ein Äquivalent einer Signalausgabeeinheit betrachtet werden, und die Authentifizierungs-ECU 33 kann als ein Äquivalent einer Dekodiereinheit betrachtet werden.
Die Fahrzeugeinheit 5 des schlüssellosen Zutrittssystems 1 bei der vorhergehenden Beschreibung bestimmt unter Verwendung der Datenpegelprüfeinheit 37 bei der Signalverarbeitungsschaltung 29 den Datenpegel des analogen Empfangssignals basierend auf dem Hoch-Prüfsignal aus der Hochpegelprüfeinheit 25 und dem Niedrig-Prüfsignal aus der Niedrigpegelprüfeinheit 27, um dadurch eine Datenpegelbestimmung des analogen Empfangssignals gemäß der Hochpegelschwelle VH und der Niedrigpegelschwelle VL zu ermöglichen. Daher wird der Datenpegel korrekt bestimmt.
Ferner wird das unbestimmte Prüfresultat einer bestimmten Prüfperiode durch die Pegelkorrektureinheit 39 basierend auf der Kodierregel und dem Prüfresultat einer anderen Prüfperiode korrigiert, um entweder den hohen oder den niedrigen Pegel zu haben.
Selbst wenn die Wellenform des analogen Empfangssignals unter einem Einfluss des Rauschens oder dergleichen verzerrt wird, wird das Prüfresultat des Datenpegels des Empfangssignals daher korrekt bestimmt und verhindert dadurch ein fehlerhaftes Wiederherstellungsresultat der Empfangsdaten, was in der Authentifizierungs-ECU 33 basierend auf dem Prüfresultat durchgeführt wird.
Ferner wird bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel der Datenpegel des analogen Empfangssignals aufgrund der folgenden Bestimmung der Prüfperiode zum Bestimmen des Datenpegels basierend auf dem Hoch-Prüfsignal und dem Niedrig-Prüfsignal durch die Synchronisationssignalerzeugungseinheit 35 immer korrekt bestimmt, obwohl die Sendeseite und die Empfangsseite durch jeweils unterschiedliche Takte zum Durchführen einer Kommunikation in Betrieb sind.
Die Fahrzeugeinheit 5 erfasst daher die Daten von dem elektronischen Schlüssel 3 richtig, auch wenn das analoge Empfangssignal unter dem Einfluss des Rauschens verzerrt wird.
(Zweites Ausführungsbeispiel)
Das zweite Ausführungsbeispiel des schlüssellosen Zutrittssystems ist im Folgenden beschrieben. Die folgende Beschreibung verwendet die gleiche Nummer für die gleichen Teile, die bei dem ersten Ausführungsbeispiel verwendet werden. Die gleiche Vorgehensweise wird ferner auf die anderen anschließenden Ausführungsbeispiele, die danach beschrieben sind, angewendet.
Das bei dem zweiten Ausführungsbeispiel zu lösende Problem ist unter Bezugnahme auf 7A erklärt. Die Darstellung in 7A zeigt eine Reihe der „gültigen kurzen Pulse" (Bezug nehmend auf das im Vorhergehenden bei <2> Beschriebene) mit einer teilweisen Verzerrung in dem analogen Empfangssignal.
Bei diesem Fall wird, wenn ein Intervall zwischen dem Mittelpunkt der Pulsbreite des Hoch-Prüfsignals, das der Verzerrung in dem analogen Empfangssignal entspricht, (der Mittelpunkt des Pulses in der Mitte der Figur, der im Folgenden als „ein verzerrter Mittelpunkt" bezeichnet ist) und dem Mittelpunkt des vorhergehenden Niedrig-Prüfsignals (die Länge zwischen den Mittelpunkten) innerhalb einer ½-Bitbreiten-Toleranz ist, die Operation in der vorhergehenden Beschreibung <4> als „synchronisiert" bestimmt und der nächste Pegeländerungszeitpunkt des Synchronisationssignals wird bei dem Zeitpunkt einer ¼-Bitbreite von dem verzerrten Mittelpunkt eingestellt (Bezug nehmend auf Tabelle 2).
Bei dem Synchronisationssignal erscheint dann eine große Betriebsartänderung bzw. Duty-Änderung, und das Binärpegelsignal von der Signalausgabeeinheit 41 zu der Authentifizierungs-ECU 33 synchronisiert mit der Flanke der Pegeländerung (das digitale Signal nach einem Formen der Form) leidet ferner an einem großen Signal-Jitter oder einer großen Betriebsartänderung. D. h., eine Fortsetzungszeit jedes Pegels des Binärpegelsignals schwankt erheblich.
Daher stellt die Authentifizierungs-ECU 33, wenn eine solche große Schwankung erscheint, die digitalen Daten des NRZ-Formats aus dem Binärpegelsignal möglicherweise nicht genau wieder her. D. h., die Authentifizierungs-ECU 33 kann den logischen Wert des Bits, das in der Fortsetzungszeit eines bestimmten Pegels des Bits bei dem Binärpegelsignal aufgrund der großen Schwankung des Flankenintervalls des Synchronisationssignals in hohem Maße schwankte, falsch bestimmen. Dies liegt daran, dass die Authentifizierungs-ECU 33 das Bit 1 und das Bit 0 basierend auf der Messung der Hoch-Zeit und der Niedrig-Zeit durch Abtasten des Binärpegelsignals von der Signalausgabeeinheit 41 unter Verwendung des eigenen Betriebstaktes derselben bestimmt.
Das schlüssellose Zutrittssystem bei dem zweiten Ausführungsbeispiel wählt im Vergleich zu demselben bei dem ersten Ausführungsbeispiel daher den Pegeländerungszeitpunkt des Synchronisationssignals, um dafür zu sorgen, dass die Menge einer Änderung des Flankenintervalls des Synchronisationssignals innerhalb eines vorbestimmten Werts liegt, wenn die Synchronisationssignalerzeugungseinheit 35 in der Signalverarbeitungsschaltung 29 den nächsten Pegeländerungszeitpunkt des Synchronisationssignals basierend auf der „Synchronisiert"-Bestimmung bei dem im Vorhergehenden be schriebenen Verfahren <4> (d. h., wenn das Flankenintervall des Synchronisationssignals korrigiert ist) einstellt.
D. h., die Synchronisationssignalerzeugungseinheit 35 berechnet, wie bei einem Schritt S210 gezeigt ist, die Zeit ta des Mittelpunkts des Pulses des Prüfsignals, der bei der aktuellen Bestimmung bei der im Vorhergehenden beschriebenen Operation bei <2> (Bezug nehmend auf 7B) als gültig bestimmt wird. Die Zeit ta wird beispielsweise als der Durchschnitt eines Zählwerts CT1 eines freilaufenden Zählers zu der Startzeit des aktuellen Pulses und eines Zählwerts CT2 des freilaufenden Zählers zu der Endzeit des aktuellen Pulses berechnet.
Wie bei einem Schritt S220 gezeigt ist, wird dann die nächste Pegeländerungszeit tb für einen Fall, bei dem die Menge einer Änderung des Flankenintervalls des Synchronisationssignals gemäß Tabelle 2 (Bezug nehmend auf 7B) berechnet wird, berechnet. Wenn der aktuelle Puls beispielsweise der gültige kurze Puls ist, wird die Zeit tb auf die folgende Art und Weise berechnet. D. h., tb = ta + ein Zählwert des freilaufenden Zählers, der zu ¼ Bit äquivalent ist
Wenn ferner der aktuelle Puls der gültige lange Puls ist, wird die Zeit tb auf eine folgende Art und Weise berechnet. D. h., tb = ta + ein Zählwert des freilaufenden Zählers, der zu ½ Bit äquivalent ist
Wie bei einem Schritt S230 gezeigt ist, wird dann die nächste Pegeländerungszeit tc für einen Fall, bei dem das Flankenintervall des Synchronisationssignals nicht korrigiert wird (Bezug nehmend auf 7B), berechnet. Die Zeit tc wird beispielsweise durch Addieren des Zählwerts des freilaufenden Zählers, der zu ½ Bit äquivalent ist, zu dem Zählwert des freilaufenden Zählers zu der Zeit der vorhergehenden Pegeländerung des Synchronisationssignals berechnet.
Wie bei Schritten S240 und S250 gezeigt ist, wird dann unter Verwendung des Prüfwertes „tb – tc", bestimmt, ob der Absolutwert des Prüfwertes kleiner als der vorbestimmte Wert ist. Wenn der Absolutwert |tb – tc| kleiner als der vorbestimmte Wert ist, wird die nächste Pegeländerungszeit auf die Zeit tb eingestellt, wie bei einem Schritt 5260 gezeigt ist. D. h., die nächste Pegeländerungszeit wird bei diesem Fall auf einen ursprünglich bestimmten Zeitpunkt eingestellt, wie in Tabelle 2 gezeigt ist.
Wenn andererseits der Absolutwert des Prüfwertes (d. h., |tb – tc|) nicht kleiner als der vorbestimmte Wert ist, wird der Prüfwert selbst mit dem Wert von Null verglichen. Wenn der Prüfwert kleiner als Null ist, wird die nächste Pegeländerungszeit durch die vorbestimmte Periode (d. h., tc – ein vorbestimmter Wert) auf eine frühere Zeit vor der Zeit tc eingestellt, wie bei einem Schritt S280 gezeigt ist. Wenn der Prüfwert gleich oder größer als Null ist, wird die nächste Pegeländerungszeit durch die vorbestimmte Periode auf eine spätere Zeit nach der Zeit tc (d. h., tc + ein vorbestimmter Wert) eingestellt.
Auf diese Art und Weise wird dann der Änderungswert (der Korrekturwert) des Flankenintervalls des Synchronisationssignals innerhalb des vorbestimmten Werts bei einem einzelnen Korrekturverfahren beschränkt, wie in 7B bei dem zweiten Ausführungsbeispiel gezeigt ist. Mit anderen Worten, das nächste Flankenintervall wird eingestellt, um die Menge einer Änderung zwischen dem aktuellen Flankenintervall und dem nächsten Flankenintervall bei dem Synchronisationssignal, um innerhalb des vorbestimmten Werts zu sein, zu haben. Ferner zeigt die Darstellung in 7B bei diesem Fall das im Vorhergehenden beschriebene Verfahren bei dem Schritt S280.
Die Authentifizierungs-ECU 33 stellt daher bei der Fahrzeugeinheit 5 des vorliegenden Ausführungsbeispiels die digitalen Daten im NRZ-Format basierend auf dem Binärpegelsignal, das von der Signalausgabeeinheit 41 abgeleitet wird, genau wieder her. Bei diesem Fall zeigt die Beschränkung der Menge einer Änderung des Flankenintervalls (d. h., der Prüfperiode) des Synchronisationssignals an, dass ein vorübergehender nicht synchronisierter Zustand hinsichtlich der Bestimmung des Datenpegels des analogen Empfangssignals erzeugt wird. Der vorübergehende nicht synchronisierte Zu stand wird jedoch als ein Äquivalent eines kleinen Signal-Jitters bei der Datenpegelprüfeinheit 37 betrachtet, wodurch keine bedeutende Änderung für das Datenpegelprüfresultat vorgesehen wird.
(Drittes Ausführungsbeispiel)
Die Pegelkorrektureinheit 39 korrigiert den unbestimmten Pegel entweder des hohen oder des niedrigen Pegels durch Anwenden der in den Tabellen von 5A und 5B dargestellten Regel basierend auf der Annahme, dass eine Teilung eines Bit bei dem analogen Empfangssignal bestimmt wird (d. h., bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel, welche Prüfperiode der ersteren Hälfte des Bits und welche Prüfperiode der letzteren Hälfte des Bits entspricht).
Wenn ein Kommunikationssystem jedoch keine Präambel (d. h., Blinddaten, die einem wirklichen Dateninhalt, der aus einer Serie von Nullen oder Einsen gebildet ist, vorausgehen) annimmt, ist nicht sichergestellt, dass die Teilung des Bits überhaupt zuerst bestimmt wird.
Die Pegelkorrektureinheit 39 der Fahrzeugeinheit 5 bei dem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung korrigiert daher den unbestimmten Pegel durch Verwenden der Korrekturlogik, die in 5A und 5B dargestellt ist, wenn die Bit-Teilung bestimmt ist, und korrigiert den unbestimmten Pegel unter Verwendung der Korrekturlogik in 9A und 9B, wenn die Bit-Teilung nicht klar bestimmt ist. In der folgenden Beschreibung kann die Prüfperiode als eine Periode bezeichnet werden. Ferner ist die unbestimmte Periode die Prüfperiode, die die Datenpegelprüfeinheit 37 als unbestimmt oder, mit anderen Worten, als die zu korrigierende Prüfperiode bestimmt hat.
Wie in 9A dargestellt ist, wird daher, wenn die vorhergehende Periode und die nächste Periode der unbestimmten Periode den gleichen Prüfpegel haben, der Pegel der unbestimmten Periode von dem Pegel der vorhergehenden/nächsten Periode invertiert, da die Regel des Zweiphasen-Kodierens, dass der Endpegel des vorhergehenden Bits ein Inverses des Startspegels des nächsten Bits ist, zu einer Faustregel führt, dass es keine drei folgenden Perioden geben darf, die den gleichen Pegel haben.
Wenn, wie in 9B gezeigt ist, die vorhergehende Periode und die nächste Periode jeweils unterschiedliche Prüfpegel haben, werden ferner die vier folgenden Perioden basierend auf der vorhergehenden Regel, dass es keine drei folgende Perioden geben darf, die den gleichen Pegel haben, zum Korrigieren des unbestimmten Pegels gemessen.
Bei diesem Fall ist, wie aus einem Vergleich zwischen 5A/5B und 9A/9B offensichtlich zu erkennen ist, wenn die Bit-Teilung nicht bestimmt wird, die Korrekturlogik nicht nur kompliziert, sondern ferner, wie beispielsweise in 9B gezeigt ist, verschlechtert, sodass es unmöglich ist, die unbestimmte Periode zu korrigieren, wenn die zweite Periode nach der unbestimmten Periode auch als unbestimmt bestimmt wird. Obwohl bei diesem Fall die Verschlechterung der Korrekturfähigkeit durch Erhöhen der Zahl der Prüfperioden auf bis zu sechs Perioden oder mehr zum Finden eines zu einem logischen Wert 1 äquivalenten Abschnitts (d. h., H zu H oder L zu L bei dem Zweiphasen-Kodieren) verhindert wird, wird die Verzögerungszeit der Korrektur als ein Resultat erhöht.
Bei dem dritten Ausführungsbeispiel wechselt die Pegelkorrektureinheit 39 daher die Betriebsart gemäß dem Zustand, ob die Bit-Teilung bestimmt ist oder nicht, wie in 10 gezeigt ist.
D. h., die Pegelkorrektureinheit 39 korrigiert den unbestimmten Pegel unter Verwendung der Logik, die in 9A oder 9B gezeigt ist, wenn die Bit-Teilung nicht bestimmt ist (S310: NEIN), und bestimmt die Bit-Teilung unter Verwendung der Bestimmungslogik, die in 9C gezeigt ist, nach einem Beobachten des Prüfresultats der 4 Perioden nach der Korrektur (S330). Die Pegelkorrektureinheit 39 korrigiert dann den unbestimmten Pegel unter Verwendung der Korrekturlogik in 5A oder 5B (S320), wenn die Bit-Teilung nach dem Prüfverfahren bestimmt ist (S310: JA).
Als ein Resultat wird der unbestimmte Pegel durch schnelles Beenden der Verschlechterung der Korrekturfähigkeit, ohne eine große Verzögerung zu verursachen, effizient korrigiert.
Die Korrekturresultate durch die Korrekturlogik in 9B sind in 9C aufgelistet. D. h., die Korrekturresultate durch die Logik in 9D entsprechen entweder einem Muster in der Zeile 3 oder in der Zeile 5 in 9C. Die Bit-Teilung kann daher gleichzeitig bestimmt werden, wenn die Korrektur des unbestimmten Pegels durch die Korrekturlogik in 9B durchgeführt wird.
(Erste Modifikation)
Wie bei dem dritten Ausführungsbeispiel beschrieben ist, wird eine große Verfahrensverzögerung bei der Korrektur des unbestimmten Pegels durch Beobachten von vier Prüfperioden gleichzeitig verhindert.
Die Pegelkorrektureinheit 39 kann daher konfiguriert sein, um ungeachtet der Bestimmung der Bit-Teilung oder ungeachtet des Durchführens entweder der Korrektur des unbestimmten Pegels oder der Bestimmung der Bit-Teilung immer die vier Perioden gleichzeitig zu beobachten. D. h., die Pegelkorrektureinheit 39 bestimmt die Bit-Teilung, während dieselbe die Korrektur des unbestimmten Pegels durchführt, um einem der mehreren Muster in 9C zu entsprechen. Zusätzlich kann lediglich die Bestimmungslogik gemäß dem Zustand der Korrektur geschaltet werden.
Auf diese Art und Weise wird die Struktur der Pegelkorrektureinheit 39 vereinfacht, wodurch die Zahl von Gattern in der logischen Schaltung, wenn die Signalverarbeitungsschaltung 29 aus der logischen Schaltung zusammmengesetzt ist, gespart wird, wodurch die Speichergröße, um für Software zugeteilt zu sein, wenn die Signalverarbeitungsschaltung 29 aus einem Mikrocomputer zusammengesetzt ist, reduziert wird.
(Zweite Modifikation)
Die Fahrzeugeinheit 5 bei jedem der vorhergehenden Ausführungsbeispiele kann zu derselben, die in 11 gezeigt ist, geändert werden. D. h., Einheiten 45, 47 zum Entfernen eines kleinen Pulses können zum Entfernen eines kleinen Pulses aus dem Hoch-Prüfsignal aus der Hochpegelprüfeinheit 25 und dem Niedrig-Prüfsignal aus der Niedrigpegelprüfeinheit 27 angeordnet sein. Der kleine Puls ist der Puls, der eine Breite, die gleich oder kleiner als eine vorbestimmte ist, hat (z. B. der Puls, der die Breite hat, die einem aus dem Taktgenerator 31 abgeleiteten Taktzyklus entspricht).
Die Verwendung der Einheiten 45, 47 zum Entfernen eines kleinen Pulses ermöglicht eine genauere und leichtere Bestimmung bei letzteren Verfahren (d. h., den Verfahren in der Synchronisationssignalerzeugungseinheit 35 und der Datenpegelprüfeinheit 37).
Ferner können die Einheiten 45, 47 zum Entfernen eines kleinen Pulses wie eine einfache Filterschaltung, die beispielsweise den Ausgangspegel einstellt, damit derselbe den gleichen Pegel wie der Eingangspegel annimmt, wenn der Eingangspegel bei zwei oder mehr folgenden Zyklen eines Eingangssignals den gleichen Pegel annimmt, zusammengestzt sein.
Obwohl die vorliegende Erfindung in Verbindung mit dem bevorzugten Ausführungsbeispiel derselben unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen vollständig beschrieben ist, sei bemerkt, dass verschiedene Änderungen und Modifikationen für Fachleute offensichtlich sein werden.
Die vorliegende Erfindung kann beispielsweise genauso auf das intelligente Zutrittssystem wie auf das schlüssellose Zutrittssystem angewendet sein, und kann ferner auf ein Reifendruck-Überwachungssystem (engl.: Tire Pressure Monitoring System; TPMS), das Reifendruckdaten von einem Sender an jedem der Reifen eines Fahrzeugs zum Reifendruck-Überwachen sendet, angewendet sein.
Ferner kann die vorliegende Erfindung auf eine Vorrichtung, die das Funksignal empfängt, das von der Vorrichtung, die an dem Fahrzeugkörper angeordnet ist, gesendet wird, angewendet sein. Die vorliegende Erfindung kann beispielsweise auf die Empfangseinheit in dem elektronischen Schlüssel, der durch einen Benutzer eines Fahrzeugs getragen wird, wenn der Schlüssel ein Teil eines Funkkommunikationssystems ist, das den Schlüssel und die Fahrzeugeinheit umfasst, angewendet sein.
Ferner kann die Signalverarbeitungsschaltung 29 als eine logische Schaltung zusammengesetzt sein, oder kann als ein Teil, das einen Mikrocomputer verwendet, zusammengesetzt sein.
Ferner können die Hochpegelprüfeinheit 25 und die Niedrigpegelprüfeinheit 27 den gleichen Wert für die Schwellen VH, VL verwenden.
Ferner können die Signalverarbeitungsschaltung 29 und die Authentifizierungs-ECU 33 integriert sein, um mit dem gleichen Takt, der durch die ECU 33 erzeugt wird, in Betrieb zu sein. Bei diesem Fall kann die Signalausgabeeinheit 41 zum direkten Wiederherstellen der Empfangsdaten aus dem Prüfergebnis des Datenpegels nach Korrigieren des unbestimmten Pegels durch die Pegelkorrektureinheit 39 gestrichen werden.
Ferner kann das Zweiphasen-Kodieren bei jedem der vorhergehenden Ausführungsbeispiele durch das Manchester-Kodieren und andere Kodierverfahren, wie eine BPSK-Modulation, ein Hilfsträger-Manchester-Kodieren oder dergleichen ersetzt werden.
Solche Änderungen und Modifikationen sind als innerhalb des Schutzbereichs der vorliegenden Erfindung liegend, wie durch die beigefügten Ansprüche definiert ist, zu verstehen.

Claims

Empfangseinheit (5) eines Fahrzeugkommunikationssystems (1), die ein Kodierschema verwendet, wobei das Kodierschema mindestens entweder in einer Mitte von jedem Bit digitaler Daten oder an einem Ende von jedem Bit digitaler Daten eine Binärpegeländerung zwischen einem hohen Pegel und einem niedrigen Pegel erzeugt, wobei die digitalen Daten gesendet werden, indem eine Trägerwelle durch das Kodierschema, das die digitalen Daten in ein digitales Signal kodiert, moduliert wird, wobei das gesendete digitale Signal, das von einem Sender (3) gesendet wird, für eine Demodulation empfangen wird, und wobei ein Binärpegel entweder des hohen Pegels oder des niedrigen Pegels eines demodulierten analogen Demodulationssignals zum Wiederherstellen der digitalen Daten basierend auf einem Bestimmungsresultat des Demodulationssignals bestimmt wird, mit: einer ersten Signalausgabeeinheit (25), die ein Hochpegel-Entscheidungssignal mit einem aktiven Pegel ausgibt, wenn nach einem Vergleichen des analogen Demodulationssignals und einer Hochpegelschwelle (VH) das analoge Demodulationssignal einen höheren Pegel hat; einer zweiten Signalausgabeeinheit (27), die ein Niedrigpegel-Entscheidungssignal mit dem aktiven Pegel ausgibt, wenn nach einem Vergleichen des analogen Demodulationssignals und einer Niedrigpegelschwelle (VL) das analoge Demodulationssignal einen niedrigeren Pegel hat; einer Bestimmungsperioden-Entscheidungseinheit (35), die basierend auf dem Hochpegel-Entscheidungssignal und dem Niedrigpegel-Entscheidungssignal folgend eine Bestimmungsperiode des Binärpegels des analogen Demodulationssignals bestimmt; einer Pegelentscheidungseinheit (37), die basierend auf dem Hochpegel-Entscheidungssignal und dem Niedrigpegel-Entscheidungssignal zusammen mit einer Be stimmung eines unbestimmten Pegels, wenn der Binärpegel des analogen Demodulationssignals weder als der hohe Pegel noch als der niedrige Pegel bestimmt wird, in jeder der Bestimmungsperioden den Binärpegel des analogen Demodulationssignals bestimmt, und einer Pegelkorrektureinheit (39), die basierend auf einem Bestimmungsresultat der Pegel-Entscheidungseinheit (37) und einer Regel des Kodierschemas den unbestimmten Pegel schätzt und korrigiert, um entweder ein hoher Pegel oder ein niedriger Pegel zu sein.
Empfangseinheit (5) des Fahrzeugkommunikationssystems (1) nach Anspruch 1, mit ferner: einer Signalisierungseinheit (41), die nach einer Korrektur des unbestimmten Pegels durch die Pegelkorrektureinheit (39) das Binärpegelsignal mit entweder dem hohen oder dem niedrigen Pegel zum Zeigen des Bestimmungsresultats der Pegelentscheidungseinheit (37) synchronisiert mit einem Änderungszeitpunkt der Bestimmungsperiode ausgibt; und einer Dekodiereinheit (33), die das Binärpegelsignal, das aus der Signalisierungseinheit (41) ausgegeben wird, dekodiert, um die digitalen Daten wiederherzustellen, wobei die Bestimmungsperioden-Entscheidungseinheit (35) konfiguriert ist, eine nächste Bestimmungsperiode zu bestimmen, so dass eine Änderungsrate zwischen der Länge einer aktuellen Bestimmungsperiode und der Länge der nächsten Bestimmungsperiode kleiner als ein vorbestimmter Wert ist, wenn die Bestimmungsperiode bestimmt wird.
Empfangseinheit (5) des Fahrzeugkommunikationssystems (1) nach Anspruch 1 oder 2, bei der die Pegelkorrektureinheit (39) basierend auf einem Bestimmungsresultat der Pegelentscheidungseinheit (37) und einer Regel des Kodierschemas ein Bit-Teilungs-Bestimmungsverfahren durchführt, wenn eine Bit-Teilung des analogen Demodulationssignals unklar ist, und bei der, wenn die Bit-Teilung durch Durchführen des Bit-Teilungs-Bestimmungsverfahrens geklärt wird, die Korrektur des unbestimmten Pegels basierend auf einem Bestimmungsresultat der Pegelentscheidungseinheit (37) bei weniger Gelegenheiten, als bei einem Bestimmungsresultat der Pegelentscheidungseinheit (37) bei einem Fall, bei dem die Bit-Teilung unklar ist, durchgeführt wird.
Empfangseinheit (5) des Fahrzeugkommunikationssystems (1) nach Anspruch 1 oder 2, bei der die Pegel-Korrektureinheit (39) basierend auf vier folgenden Bestimmungsresultaten durch die Pegelentscheidungseinheit (37) den unbestimmten Pegel korrigiert.
Empfangseinheit (5) des Fahrzeugkommunikationssystems (1) nach Anspruch 1, bei der die Pegelkorrektureinheit (39) basierend auf einem Bestimmungsresultat mindestens einer Bestimmungsperiode, die zu der Bestimmungsperiode des unbestimmten Pegels benachbart ist, und der Regel des Kodierschemas den unbestimmten Pegel schätzt und korrigiert, um entweder der hohe Pegel oder der niedrige Pegel zu sein.