CN101094208A - 车辆通信系统的接收单元 - Google Patents

Abstract

一种车辆通信系统(1)，具有车辆侧接收单元(5)用于基于从钥匙单元(3)接收的无线电信号来将解调模拟信号输入至确定单元(25，27)。然后，两个确定单元(25，27)之一在模拟信号大于较高阈值(VH)时输出取高值的高电平检测信号，而另一个确定单元在模拟信号小于较低阈值(VL)时输出取低值的低电平检测信号。然后，同步信号生成器(35)基于高及低电平检测信号来连续界定确定周期。然后，基于检测信号以及当不能基于编码规则和确定单元(25，27)的确定来确定信号电平时对不确定信号的估计和修正，通过电平确定单元(37)来确定模拟信号的二进制电平。

Description

车辆通信系统的接收单元

技术领域

本发明大体涉及用于车辆中的车辆通信系统。

背景技术

近年来，车辆单元与便携式单元之间的各种通信技术被用作无匙进入系统以及智能进入系统等，且这些系统利用发射自便携式单元并由车辆单元接收的无线信号来辨识从无线电信号提取的独特数字数据，以例如用于通过激励致动器来打开车辆的车门。(例如，参考日本专利文献JP-A-H09-41754，JP-A-2000-170420，JP-A-2001-98810)(JP-A-H09-41754以及JP-A-2001-98810的内容作为美国专利文献U.S.5,835,022以及U.S.6,670,883进行了公开)。

在这些系统的发射侧单元上，使用双相编码或曼彻斯特编码来对数字数据进行编码(NRZ格式数据)以用于发射，并且使用编码数字数据对通过使用例如超高频频带载波从天线发射的无线电信号进行调制。因此，在系统的接收侧，接收并解调无线电信号以通过确定解调模拟信号的二进制电平为高或低来解码数字数据。以此方式发射并复原(即再现)数字数据。

如图12A所示，在进行曼彻斯特编码时，通过检测一个比特周期中间的上升(即，从低电平至高电平的变化)或下降(即，从高电平至低电平的变化)来区别具有逻辑值为1的数据比特1以及具有逻辑值为0的数据比特0。因此，例如，在进行曼彻斯特编码时比特1被编码为一个比特周期中的下降信号，而比特0则被编码为一个比特周期中的上升信号。

此外，如图12B所示，在进行双相编码时，数据比特0被编码为在一个比特期间中间反转其(高-低)电平的信号，而比特1则被编码为在一个比特周期结束时反转其高-低电平的信号，其中各个比特的信号电平的额外反转为，先前比特的高电平结束接续有下一比特的低电平开始，而先前比特的低电平结束则接续有下一比特的高电平开始。

因此，在进行曼彻斯特编码以及双相编码两者时，数字数据的各个比特均被编码为在比特中间或比特结束时在高电平与低电平之间具有至少一个二进制电平变化的信号。此外，通过上述编码方案，在编码之后可以从数字信号复原信号的时钟。

具有上述编码方案的车辆通信系统可能因外部噪音或其他原因相对于原始数据在由接收侧单元接收并解调的解调模拟信号中产生失真波形。接收侧单元上的失真波形会导致错误确定解调模拟信号中的二进制信号电平，由此因解码原始数字数据而产生错误逻辑值。

发明内容

着眼于以上及其他问题，本发明提供了一种车辆通信系统的接收单元，即使当解调模拟信号的波形因噪音等的影响而失真时，该接收单元也可防止接收数据中的逻辑值确定错误。

车辆通信系统的接收单元接收通过使用特定编码方法调制载波以从通信系统的发射器发射数字数据的数字信号。用于对数字数据进行编码的编码方法在比特内及比特的划分(即，开始边缘及结束边缘)中的至少一个位置改变数据比特的二进制电平的高与低。

因此，接收单元从发射器接收无线电信号以进行解调，并通过从解调的模拟信号确定二进制电平的高及低来复原数字数据。接收单元包括第一信号输出单元、第二信号输出单元、确定信号输出单元、电平决定单元以及电平修正单元用于确定模拟信号的二进制电平。

第一信号输出单元将模拟信号与阈值进行比较以进行高电平检测，并在模拟信号的电平高于阈值时以有效电平输出高电平检测信号。第二信号输出单元将模拟信号与阈值进行比较以进行低电平检测，并在模拟信号的电平低于阈值时以有效电平输出低电平检测信号。

确定周期确定单元连续地确定确定周期以基于高电平检测信号以及低电平检测信号来确定模拟信号的二进制电平。

电平决定单元在由确定周期确定单元所确定的各个检测周期中确定模拟信号的二进制电平，并在不能确定二进制电平时确定模拟信号的电平为不确定。此外，电平修正单元基于从决定单元的检测结果获得的估计值以及编码方法对不确定电平进行修正以具有二进制电平中高电平或低电平其中一者。

以此方式，电平决定单元基于高电平检测信号的阈值以及低电平检测信号的阈值来确定模拟信号的二进制电平，由此相较于简单地将模拟信号与将值分为高及低的一个阈值进行比较的确定方法，可更准确地确定数字数据的二进制电平。

此外，可以基于其他检测周期中的检测结果以及编码方法的规则来修正在特定检测周期中的数字数据的不确定电平以具有高或低二进制电平，由此使得能够从模拟信号的失真波形准确地复原数字数据。

此外，基于高电平检测信号以及低电平检测信号来连续地确定模拟信号的二进制电平的检测周期，由此即使在通信系统的发射侧与接收侧分别使用不同的工作时钟时也能够正确地确定模拟信号的二进制电平。

附图说明

参考附图，通过以下详细描述，本发明的其他目的、特征以及优点将变得更加清楚，其中：

图1示出了本发明的第一实施例中的无匙进入系统的框图；

图2示出了高电平检测信号及低电平检测信号以及模拟信号的视图；

图3示出了在同步信号生成单元中执行的处理的视图；

图4A示出了在数据电平检测单元中执行的处理的视图；

图4B示出了在数据电平检测单元中执行的处理的流程图；

图5A及5B示出了在电平修正单元中使用的修正规则；

图6A及6B示出了在电平修正单元中应用的修正规则的修正结果；

图7A及7B示出了在本发明的第二实施例中同步信号生成单元中处理的时序图；

图8示出了在第二实施例中同步信号生成单元中的处理的流程图；

图9A，9B及9C示出了对不定比特划分(indefinite bit divisions)的修正规则及修正结果；

图10示出了在本发明的第三实施例中电平修正单元中操作模式改变的流程图；

图11示出了无匙进入系统的改变示例的框图；以及

图12A及12B示出了曼彻斯特编码以及双相编码的波形。

具体实施方式

将参考附图描述本发明的实施例。在实施例中，无匙进入系统被描述为车辆通信系统的示例。本实施例中的无匙进入系统也可被称为遥控门锁进入(RKE)。

(第一实施例)

如图1所示，第一实施例中的无匙进入系统1包括被车辆使用者用作发射器的电子钥匙3以及设置在车辆上的车辆单元5。

电子钥匙3包括用于控制电子钥匙3的功能的微计算机7、用于生成微计算机7的时钟的时钟生成单元9、用于生成并输出用作预定频率(例如，本实施例中为300MHz)无线电信号的载波的波形的载波生成单元13、用于通过利用从微计算机7输出的数字信号进行载波的模拟调制(例如，在本实施例中为AM调制)并用于在调制之后向天线11提供调制信号以被发射作为无线电信号的调制放大器15、用于锁闭车辆车门的按钮型锁闭开关17、以及用于打开车门的按钮型打开开关19。

当微计算机7检测到开关17被按下以接通时，微计算机7向调制放大器15输出包含锁闭指令编码的数字信号以向车辆单元5提供车门锁闭指令。然后，将从天线11发射通过使用包含锁闭指令编码的数字信号来调制载波的无线电信号。

此外，当微计算机7检测到开关19被按下以接通时，微计算机7向调制放大器15输出包含打开指令编码的数字信号以向车辆单元5提供车门打开指令。然后，将从天线11发射通过使用包含打开指令编码的数字信号来调制载波的无线电信号。

此外，在本实施例中，通过使用图12B所示的双相编码，微计算机7输出从发射目标的数字数据(即，包含锁闭/打开指令编码的数字数据)生成的数字信号。在此情况下，锁闭/打开指令编码对使用电子钥匙3的车辆是特有的。

另一方面，车辆单元5包括用于从电子钥匙3接收无线电信号的天线21、用于解调并用于输出由天线21接收到的信号的接收电路23(例如，在本实施例中为AM解调)、用于输出数字整形波形的二进制电平数字信号(与电子钥匙3编码的数字信号相同)的高电平检测单元25、低电平检测单元27、信号处理电路29、用于生成并输出信号处理电路29的工作时钟的时钟生成器31、以及用于从信号处理电路29接收进行波形整形之后的数字信号的辨识ECU 33。

辨识ECU 33解调来自信号处理电路29的数字信号，并复原由数字信号表示的NRZ形式的数字数据(即，以下的接收数据)。然后，辨识ECU 33确定包含在接收数据中的编码是否与存储在辨识ECU 33中的锁闭指令编码或打开指令编码(即，具有辨识ECU 33的车辆特有的锁闭/打开指令编码)符合。当上述编码与存储的一个符合时，辨识ECU 33驱动车门锁致动器(图中未示出)以锁闭/打开车门。换言之，当接收数据中的编码为锁闭指令编码时，将全部车门置于锁闭状态，当接收数据中的编码为打开指令编码时，将全部车门置于打开状态。

因此，通过使用辨识ECU 33，车辆使用者可通过按下适当的电子钥匙3的开关17，19来有意地完成对车门的锁闭/打开。

此外，辨识ECU 33在由与时钟生成器31不同的时钟生成的时钟上工作。换言之，辨识ECU 33与信号处理电路29在各自不同的时钟上工作而无需同步。

以下将描述高电平检测单元25、低电平检测单元27以及信号处理电路29。

首先，高电平检测单元25及低电平检测单元27中每一者均从接收电路23接收模拟接收信号的输入。

然后，如图2所示，就信号电平而言，高电平检测单元25将模拟接收信号与阈值VH(即，以下称为的高电平阈值)进行比较，并如图2所示输出高电平检测信号。具体而言，当“模拟接收信号＞VH”时，将高电平信号置于有效电平(即，在本实施例中为高电平)，而当“模拟接收信号≤VH”时，将高电平检测信号置于低电平。

类似的，如图2所示，就信号电平而言，低电平检测单元27将模拟接收信号与阈值VL(即，以下称为的低电平阈值)进行比较，并如图2所示输出低电平检测信号。具体而言，当“模拟接收信号＜VL”时，将低电平信号置于有效电平(即，在本实施例中为高电平)，而当“模拟接收信号≥VL”时，将低电平检测信号置于低电平。

在此情况下，例如通过使用比较器来构成高电平检测单元25及低电平检测单元27。此外，在本实施例中，将高电平阈值VH设定为高于模拟接收信号幅值的中心电压的电压，并将低电平阈值VL设定为低于上述中心电压的电压。

然后，如图1所示，将从高电平检测单元25输出的高电平检测信号以及从低电平检测单元27输出的低电平检测信号输入信号处理电路29。信号处理电路29包括同步信号生成单元35、数据电平检测单元37、电平修正单元39以及信号输出单元41。

基于从模拟信号生成的高电平检测信号及低电平检测信号，同步信号生成单元35是连续确定模拟信号的二进制电平(即，高电平或低电平)的检测周期的单元。生成单元35生成表示各个检测周期的周期(或长度)以及相位的同步信号。

以下参考图3来描述在同步信号生成单元35中进行的处理。在此情况下，如图3所示，在本实施例中，使用在同步信号中各个电平改变边缘之间的周期作为检测周期。在以下描述中，“比特”为一个比特的时间宽度，而“1/2比特”为一个比特时间一半的时间宽度，而“1/4比特”为一个比特时间四分之一的时间宽度，而“3/4比特”为一个比特时间四分之三的时间宽度。此外，将高电平检测信号及低电平检测信号总体表示为检测信号。

首先，在进行双相编码的情况下，因为通过两个1/2比特周期(其构成一个比特的前一半及后一半)中的信号电平来表示一比特数据，故检测周期可具有1/2比特的时间宽度。尽管检测周期需要与接收信号中的各个比特的定时同步，但因为本发明中的无匙进入系统根据分别具有不同偏差及波动的各自不同时钟在发射侧使电子钥匙3工作并在接收侧使车辆单元5工作，故通过从模拟接收信号(即实际上从高电平检查信号和低电平检查信号)获取1/2比特等效周期的周期长度和相位来确定同步信号生成的检测周期。

因此，同步信号生成单元35进行以下<1>至<4>的处理。

<1>基于对高电平检测信号及低电平检测信号的取样，生成单元35计算各个取样检测信号的脉冲宽度(即，高电平时间)。

<2>当在上述处理<1>中计算的脉冲宽度处于可被视为一比特等效宽度(以下称为一比特容许量)的预定范围内时，该脉冲部分确定为“有效长脉冲”。当在上述处理<1>中计算的脉冲宽度处于可被视为1/2比特等效宽度(以下称为一半比特容许量)的预定范围内时，该脉冲部分确定为“有效短脉冲”(参见图3中的第四条线)。此外，将有效长脉冲及有效短脉冲总称为有效脉冲。

<3>当在上述处理<2>中确定为有效的检测信号以交替方式被输入使得高电平检测信号后续有低电平检测信号或者低电平检测信号后续有高电平检测信号，通过取样来测量检测信号的脉冲宽度的两个中间点之间的周期(以下称为中间点宽度)，并且将中间点宽度的测量值与下表1中的预定周期进行比较(参考图3中的第五条线)。

(表1)

先前脉冲	当前脉冲	预定周期(中间点宽度)
			短脉冲	短脉冲	1/2比特宽容许量或更小
短脉冲	长脉冲	3/4比特宽容许量或更小
			长脉冲	短脉冲	3/4比特宽容许量或更小
长脉冲	长脉冲	1比特宽容许量或更小

在此情况下，在表1中，“3/4比特宽容许量”是可被视为3/4比特的宽度的范围。当分别将1比特宽容许量、3/4比特宽容许量以及1/2比特宽容许量表示为H[1]，H[3/4]以及H[1/2]时，那些参数之间的关系被界定为H[1]＞H[3/4]＞H[1/2]。此外，图3中的第五条线中的“O”标记表示中间点宽度满足表1的预定周期长度。

<4>当确定脉冲宽度有效并确定有效脉冲的中间点宽度满足表1的预定周期长度时，确定检测信号为“同步”，且根据下表2中的时机设定同步信号下一电平改变时机(逻辑改变点)(参考图3中的最后一条线)。以此方式，修正同步信号的边缘时间间隔。此外，当并未确定信号为“同步”时，将同步信号的下一电平改变时机设定为在先前电平改变时机之后的1/2比特时间。换言之，在此情况下不修正同步信号的边缘时间间隔，其中高低电平在每1/2比特时宽时反转。

(表2)

当前脉冲	同步信号的逻辑改变点
		短脉冲	从当前脉冲的中间点开始1/4比特时宽
长脉冲	从当前脉冲的中间点开始1/2比特时宽

通过重复<1>至<4>中的处理，根据同步信号逐个修正输入信号的定时，由此总是提供稳定的检测周期(即，与接收信号的各个比特同步的检测周期)。

在此情况下，为了简化处理可仅确定短脉冲或长脉冲其中一者。

另一方面，数据电平检测单元37是基于高/低电平检测信号确定模拟接收信号的二进制电平的单元；因为使用二进制电平以确定在模拟信号中各个比特的逻辑值，故模拟信号的二进制电平指定为数据电平。以下参考图4描述由数据电平检测单元37完成的处理的内容。

数据电平检测单元37测量各个检测周期(界定为同步信号的边缘时间间隔之间的周期)的高电平检测信号及低电平检测信号的高电平时间，并如图4A所示比较两个检测信号的测量值以基本确定模拟接收信号的数据电平与具有较长周期的高电平的测量值相同。换言之，当比较检测周期中的高电平检测信号的高电平时间(以下称为高信号宽度)与检测周期中的低电平检测信号的高电平时间(以下称为低信号宽度)时，当前者更长时检测单元37确定数据电平为高(H)，或当后者更长时确定数据电平为低(L)。但是，当高信号宽度与低信号宽度相同时，或当两个信号宽度大致等于零时，确定数据电平为不确定。即，当满足以下不等式时，确定数据电平为不确定。

[不等式]|高信号宽度-低信号宽度|＜预定值

具体而言，数据电平检测单元37为各个检测周期进行图4B所示的数据电平检测处理。

即，测量高信号宽度及低信号宽度，并且首先计算检测值作为两个信号宽度测量值差的绝对值(S110)。

然后，当检测值不小于预定值(S120：否)且高信号宽度小于低信号宽度(S130：是)时，确定数据电平为低(S140)。

当检测值不小于预定值(S120：否)且高信号宽度不小于低信号宽度(S130：否)时，确定数据电平为高(S150)。

此外，当检测值小于预定值(S120：是)时，确定数据电平为不确定(S160)。

通过上述处理，可防止信号中的噪音导致的错误确定，且即使在高与低之间的切换部分因颤动或占空比变化而不稳定时，也可以正确地确定各个检测周期的数据电平。

此外，电平修正单元39是基于检测周期的检测结果以及编码规则来修正不确定检测结果(从数据电平检测单元37获得)以具有高值或低值其中一者的单元。参考图5及图6描述修正单元39中进行的处理。

首先，在本实施例中进行双相编码的情况下，根据控制编码的规则使下一比特的起始电平从紧接的上一比特的结束电平反转。因此，当将数据电平的检测结果设定为不确定时，电平修正单元39修正不确定电平以根据图5A所示的表取高值或低值其中一者。即，将数据电平确定为与先前比特的后一半相对应的检测周期的反转电平。

此外，当在相应于比特后一半的检测周期中的数据电平检测结果为不确定时，电平修正单元39修正不确定电平以根据图5B所示的表取高值或低值其中一者。即，确定数据电平为相应于下一比特前一半的检测周期的反转电平。

因此，如图6A所示，在因为从高至低的变化的原因第一比特为0而后续比特为1-0-1的情况下，即使因为噪音的影响等当确定检测周期4为不确定时，因为检测周期4是该比特的后一半，故也基于检测周期4具有检测周期5(即，下一比特的前一半)的检测结果的反转电平的估计，将检测周期4的不确定电平修正为高电平。

此外，当采用曼彻斯特编码时，编码遵循数据电平在各个比特的前一半与后一半反转的规则。因此，当对比特的后一半的检测结果为不确定时，电平修正单元39将不确定值修正为相同比特的前一半的检测结果的反转电平，并且当对比特的前一半的检测结果为不确定时，电平修正单元39将不确定值修正为相同比特的后一半的检测结果的反转电平。因此，例如，在图6B中当检测周期4的检测结果为不确定时，基于检测周期3的检测结果将不确定值修正为低电平。

接下来，信号输出单元41与同步信号的电平改变时机(检测周期的切换时机)同步地输出表示数据电平检测单元37的检测结果的高或低二进制电平信号。即，如图6A所示，以时间顺序存储的检测结果的各个二进制电平(即，高或低)顺序地从信号的输出终端以在同步信号的电平改变时机处在两个电平之间切换的交替方式输出。

此外，信号输出单元41可由移位寄存器等构成。此外，当通过电平修正单元39修正之后的检测结果为不确定时(即，当产生不能由修正单元39修正以具有高/低电平的模式时)，可以将不确定模式设置为总是以高及低电平其中一者输出。此外，当连续产生两个不确定电平周期时，即，当不确定值占据一个比特周期时，可将该周期确定为“无数据”，并可设置同步信号生成单元35以再启动。

在上述波形整形之后，来自信号输出单元41的二进制电平信号被输入至辨识ECU 33作为数据信号。然后，ECU 33通过解调从输出单元41获得的数据信号来复原接收数据以如上所述进行对编码的检测。

在第一实施例中，可将高电平检测单元25视为第一信号输出单元的等同物，可将低电平检测单元27视为第二信号输出单元的等同物，可将同步信号生成单元35视为确定周期决定单元的等同物，可将数据电平检测单元视为电平决定单元的等同物，可将电平修正单元39视为电平修正单元的等同物，可将信号输出单元41视为信号输出单元的等同物，并可将辨识ECU 33视为解码单元的等同物。

上述无匙进入系统1的车辆单元5通过使用信号处理电路29中的数据电平检测单元37，基于来自高电平检测单元25的高电平检测信号以及来自低电平检测单元27的低电平检测信号来确定模拟接收信号的数据电平，由此使得可根据高电平阈值VH及低电平阈值VL来进行对模拟接收信号的数据电平确定。因此，可正确地确定数据电平。

此外，基于编码规则以及其他检测周期的检测结果通过电平修正单元39来修正某些检测周期的不确定检测结果以具有高电平及低电平其中一者。

因此，即使当在噪音等影响下模拟接收信号的波形失真时，也可正确地确定接收信号的数据电平的检测结果，由此基于检测结果来防止在辨识ECU 33中完成接收数据的错误恢复结果。

此外，在本实施例中，尽管分别通过不同时钟使发射侧及接收侧工作以进行通信，但因为连续对检测周期进行确定，故总是可以正确地确定模拟接收信号的数据电平以通过同步信号生成单元35基于高电平检测信号及低电平检测信号来确定数据电平。

因此，即使在噪音的影响下模拟接收信号失真时，车辆单元5也可正确地从电子钥匙3获得数据。

(第二实施例)

以下描述无匙进入系统的第二实施例。以下描述使用与第一实施例类似的标号来表示类似的部件。以下描述的其他实施例也相同。

参考图7A描述第二实施例欲解决的问题。图7A的图示示出了在模拟接收信号中一系列部分失真的“有效短脉冲”(参考上述<2>中的描述)。

在此情况下，当对应于模拟接收信号中的失真的高电平检测信号的脉冲宽度的中间点(以下将在附图的中央的脉冲的中间点表示为“失真中间点”)与前一低电平检测信号的中间点之间的时间间隔(中间点之间的长度)处于1/2比特宽度容许量内时，上述<4>中的操作确定为同步，并将同步信号的下一电平改变时机设定为从失真中间点开始1/4比特宽度的时机处(参考表2)。

然后，在同步信号中产生大占空比改变，且与电平改变(波形整形之后的数字信号)的边缘同步的从信号输出单元41到辨识ECU 33的二进制电平信号也产生大的颤动或比特占空比改变。即，二进制电平信号的各个电平的持续时间波动极大。

因此，当产生这种大的波动时，辨识ECU 33可能不会准确从二进制电平信号复原NRZ格式的数字数据。即，辨识ECU 33会错误地确定在二进制电平信号中的特定比特电平的持续时间中因同步信号的边缘间隔的极大波动而极大地波动的比特的逻辑值。这是因为辨识ECU33通过使用其自身的工作时钟从信号输出单元41取样二进制电平信号，基于对高电平时间及低电平时间的测量值来确定比特1及比特0。

因此，相较于第一实施例中的无匙进入系统，当信号处理电路29中的同步信号生成单元35基于上述<4>中的处理中的“同步”确定来设定同步信号的下一电平改变时机时(即，当修正了同步信号的边缘间隔时)，第二实施例的无匙进入系统选择同步信号的电平改变时机以使得同步信号的边缘间隔的改变量处于预定值内。

即，如步骤S210所示，同步信号生成单元35计算在上述处理<2>的当前确定中确定为有效的检测信号的脉冲的中间点的时间ta(参考图7B)。例如，计算时间ta作为当前脉冲开始时的自由运行计数器的计数值CT1以及当前脉冲结束时的自由运行计数器的计数值CT2的平均值。

然后，如步骤S220所示，根据表2为同步信号的边缘间隔的改变量的情况计算下一电平改变时间tb(参考图7B)。例如，当当前脉冲为有效短脉冲时，以以下方式计算时间tb。即，

tb＝ta+等效于1/4比特的自由运行计数器的计数值

此外，当当前脉冲为有效长脉冲时，以以下方式计算时间tb。即，

tb＝ta+等效于1/2比特的自由运行计数器的计数值

然后，如步骤S230所示，计算对同步信号的边缘间隔不进行修正的情况的下一电平改变时间tc(参考图7B)。例如，通过将等效于1/2比特的自由运行计数器的计数值增加至在同步信号的前一电平改变时的自由计数器的计数值来计算时间tc。

然后，如步骤S240及S250所示，通过使用检测值“tb-tc”，确定检测值的绝对值是否小于预定值。当绝对值|tb-tc|小于预定值时，将下一电平改变时间设定为步骤S260所示的时间tb。即，在此情况下，将下一电平改变时间设定为表2所示的原始确定时机。

另一方面，当检测值的绝对值(即，|tb-tc|)不小于预定值时，将检测值本身与值零进行比较。当检测值小于零时，如步骤S280所示，将下一电平改变时间设定为时间tc之前预定时间段的较早时间(即，tc-预定值)。当检测值等于或大于零时，将下一电平改变时间设定为时间tc之后预定时间段的较晚时间(即，tc+预定值)。

然后，以此方式，在第二实施例中图7B所示的单一修正处理中，将同步信号的边缘间隔的改变值(修正值)限制在预定值内。换言之，设定下一边缘间隔以使得在同步信号中当前边缘间隔与下一边缘间隔之间的改变量处于预定值内。此外，在此情况下，图7B中的视图示出了上述步骤S280中的处理。

因此，在本实施例的车辆单元5中，辨识ECU 33基于从信号输出单元41获得的二进制电平信号来准确地复原NRZ格式的数字数据。在此情况下，对同步信号的边缘间隔(即，检测周期)的改变量的限制表明就对模拟接收信号的数据电平的确定而言产生了临时不同步情况。但是，将临时不同步情况视为等同于在数据电平检测单元37中的小颤动，由此不使数据电平检测结果产生大的改变。

(第三实施例)

基于假设在模拟接收信号中确定了比特划分(即，在本实施例中，检测周期对应于比特的前一半且检测周期对应于比特的后一半)，电平修正单元39通过应用图5A及图5B所示的规则将不确定电平修正为高电平或者低电平。

但是，当通信系统假设不存在前序信息(即，真实数据内容之前的伪数据，由一系列0或1构成)时，不能确保首先确定比特划分。

因此，本发明的第三实施例中的车辆单元5的电平修正单元39在确定了比特划分时通过使用图5A及图5B所示的修正逻辑来修正不确定电平，并在未明确地确定比特划分时通过使用图9A及图9B所示的修正逻辑来修正不确定电平。在以下描述中，可将检测周期称为周期。此外，不确定周期是数据电平检测单元37确定为不确定的检测周期，换言之，是待修正的检测周期。

因此，如图9A所示，因为前一比特的结束电平是下一比特的开始电平的反转的双相编码规则会产生不存在具有相同电平的三个连续周期的经验法则，故当不确定周期的前一周期与一下周期具有相同检测电平时，将不确定周期的电平从前一/下一周期的电平反转。

此外，如图9B所示，当前一周期与下一周期分别具有不同检测电平时，测量四个连续周期以基于上述不存在具有相同电平的三个连续周期的规则来修正不确定电平。

在此情况下，从图5A/5B与图9A/9B之间的比较可清楚地看到，当未确定比特划分时，修正逻辑不仅复杂，而且例如如图9B所示还被劣化使得在不确定周期之后的第二周期也被确定为不确定时不可以对不确定周期进行修正。在此情况下，尽管通过将检测周期的数量增大至六个周期或者更大以找出逻辑值1等同部分(即，在双相编码中高电平对高电平或者低电平对低电平)以防止修正性能的劣化，但由此增大了修正的延迟时间。

因此，在第三实施例中，电平修正单元39根据图10所示的是否确定了比特划分的情况来切换工作模式。

即，当未确定比特划分时(S310：否)，电平修正单元39通过使用图9A或图9B所示的逻辑来修正不确定电平，并在修正之后观测到4个周期的检测结果后通过使用图9C所示的确定逻辑来确定比特划分(S330)。然后，当在检测处理之后确定了比特划分时(S310：是)，电平修正单元39通过使用图5A或图5B中的修正逻辑来对不确定电平进行修正(S320)。

结果，可通过迅速地结束修正性能的劣化而不引起较大的延迟来有效地对不确定电平进行修正。

通过图9B中的修正逻辑的修正结果在图9C中列出。即，通过图9B的逻辑的修正结果对应于图9C中的第三行或第五行。因此，当通过图9B中的修正逻辑进行不确定电平的修正时，可同时确定比特划分。

(第一修改)

如第三实施例所述，通过在同一时间观测四个检测周期来防止在不确定电平的修正中的较长处理延迟。

因此，可以设置电平修正单元39以总是在同一时间观测四个周期而不考虑对比特划分的确定，或者不考虑进行不确定电平的修正或者比特划分的确定。即，电平修正单元39确定比特划分，同时进行对不确定电平的修正以对应于图9C中多种模式其中一种。此外，根据修正情况可仅切换确定逻辑。

以此方式，简化了电平修正单元39的结构，由此当信号处理电路29由逻辑电路构成时节省了逻辑电路中的门电路数量，或者由此当信号处理电路29由微计算机构成时减小了为软件分配的存贮器的大小。

(第二修改)

可以将上述各个实施例中的车辆单元5改变为图11中示出的车辆单元。即，可布置小脉冲去除单元45，47以从来自高电平检测单元25的高电平检测信号以及来自低电平检测单元27的低电平检测信号去除较小的脉冲。较小的脉冲是其宽度等于或小于预定宽度的脉冲(例如，具有对应于从时钟生成器31获得的一个时钟周期的宽度的脉冲)。

对小脉冲去除单元45，47的使用使得能够在后续处理(即，在同步信号生成单元35及数据电平检测单元37中的处理)中进行更准确及容易的确定。

此外，可将小脉冲去除单元45，47构成为简单滤波电路，在输入电平在输入的两个或更多连续周期中取相同电平时，该简单滤波电路例如设定输出电平取与输出电平相同的电平。

尽管参考附图已结合其优选实施例全面描述了本发明，但应该注意的是本领域技术人员将了解各种改变及修改。

例如，可将本发明应用至智能进入系统以及无匙进入系统，并可应用至轮胎压力监控系统(TPMS)，其从车辆的各个轮胎上的发射器发射轮胎压力数据进行轮胎压力监控。

此外，可将本发明应用至接收发射自布置在车身上的设备的无线电信号的设备。例如，当钥匙是包括钥匙及车辆单元的无线电通信系统的一部分时，本发明可被应用至由车辆的使用者携带的电子钥匙上的接收单元。

此外，可将信号处理电路29构成为逻辑电路，或构成为使用微计算机的部分。

此外，高电平检测单元25及低电平检测单元27可为阈值VH，VL使用相同的值。

此外，可将信号处理电路29与辨识ECU 33集成以根据由辨识ECU 33生成的相同时钟工作。在此情况下，可以省去信号输出单元41以在通过电平修正单元39修正了不确定电平之后从数据电平的检测结果直接复原接收数据。

此外，可以曼彻斯特编码以及其他诸如BPSK调制编码、副载波曼彻斯特编码等其他编码方法来取代上述各个实施例中的双相编码。

应当理解这种改变及修改处于本发明由所附权利要求界定的范围内。

Claims (5)

1.一种利用编码方案的车辆通信系统(1)的接收单元(5)，其中所述编码方案于数字数据的各个比特的中间以及数字数据的各个比特的结束处中至少一个位置产生在高电平与低电平之间的二进制电平改变，其中通过由将所述数字数据编码为数字信号的所述编码方案调制载波来发射所述数字数据，其中接收从发射器(3)发射的所述被发射数字信号用于解调，并且其中确定解调的模拟解调信号的所述高电平及所述低电平之一的二进制电平用于基于所述解调信号的确定结果来复原所述数字数据，所述接收单元(5)包括：

第一信号输出单元(25)，当将所述模拟解调信号与高电平阈值(VH)进行比较之后所述模拟解调信号的电平更高时，所述第一信号输出单元(25)以有效电平输出高电平决定信号；

第二信号输出单元(27)，当将所述模拟解调信号与低电平阈值(VL)进行比较之后所述模拟解调信号的电平更低时，所述第二信号输出单元(27)以有效电平输出低电平决定信号；

确定周期决定单元(35)，基于所述高电平决定信号以及所述低电平决定信号来连续确定所述模拟解调信号的所述二进制电平的确定周期；

电平决定单元(37)，所述电平决定单元(37)基于所述高电平决定信号和所述低电平决定信号以及当确定所述模拟解调信号的所述二进制电平即不是高电平也不是低电平时对不确定电平的确定，来确定在所述各个确定周期中所述模拟解调信号的所述二进制电平；以及

电平修正单元(39)，其基于所述电平决定单元(37)的确定结果以及所述编码方案的规则来估计并修正所述不确定电平为所述高电平及所述低电平之一。

2.如权利要求1所述的车辆通信系统(1)的接收单元(5)，还包括：

信号通信单元(41)，其与所述确定周期的改变时机同步地输出所述高电平及所述低电平之一的所述二进制电平信号，以在通过所述电平修正单元(39)对所述不确定电平进行了修正之后示出所述电平决定单元(37)的所述确定结果；以及

解码单元(33)，其对从所述信号通信单元(41)输出的所述二进制电平信号进行解码以复原所述数字数据，

其中，设置所述确定周期决定单元(35)以确定下一确定周期，使得当确定了所述确定周期时当前确定周期的长度与所述下一确定周期的长度之间的改变率小于预定值。

3.如权利要求1或2所述的车辆通信系统(1)的接收单元(5)，

其中，当所述模拟解调信号的比特划分不清楚时，所述电平修正单元(39)基于所述电平决定单元(37)的确定结果以及所述编码方案的规则来进行比特划分确定处理，并且

其中，当通过进行所述比特划分确定处理明确了所述比特划分时，与比特划分不清楚情况下电平决定单元(37)的确定结果相比，对更少的情形基于所述电平决定单元(37)的确定结果进行对所述不确定电平的所述修正。

4.如权利要求1或2所述的车辆通信系统(1)的接收单元(5)，

其中，所述电平修正单元(39)基于通过所述电平决定单元(37)的四个连续确定结果来对所述不确定电平进行修正。

5.如权利要求1所述的车辆通信系统(1)的接收单元(5)，

其中，所述电平修正单元(39)基于与所述不确定电平的所述确定周期相邻的至少一个确定周期的确定结果以及所述编码方案的所述规则来估计并修正所述不确定电平为所述高电平及所述低电平之一。

Images