JP5657596B2

JP5657596B2 - 近接妨害除去フィルタ装置、無線通信装置およびキーレスエントリー装置

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Inventors: 藤与晴仁; 木恒雄鈴
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Description

本発明の実施形態は、妨害信号を除去する近接妨害除去フィルタ装置、無線通信装置およびキーレスエントリー装置に関する。

従来、数百ｋHz程度のLow IF（Low Intermediate Frequency）信号を用いるＦＭ復調システムでは、受信電波に含まれる妨害信号を除去するために、アナログＩＦフィルタを設ける構成や、ＡＤＣとデジタルＩＦフィルタを設ける構成や、アナログＩＦフィルタとデジタルＩＦフィルタを併用する構成などを採用していた。

アナログＩＦフィルタを設ける構成だと、アナログＩＦフィルタの特性が温度や素子ばらつきの影響を受けやすいという問題がある。また、アナログＩＦフィルタでは、急峻なフィルタリング特性が得られないため、妨害信号を完全に除去するのは困難である。また、妨害信号の除去性能を上げようとすると、アナログＩＦフィルタの内部構成を複雑化せざるを得ず、回路規模が大きくなってしまう。

デジタルＩＦフィルタを設ける構成だと、デジタル処理を行うために所望のフィルタリング特性は得られるが、ＡＤＣを使用することから、消費電流が増大し、また、ＡＤＣには非常に高いＳ／Ｎ比が要求され、このようなＡＤＣを実現するのは容易ではない。

アナログＩＦフィルタとデジタルＩＦフィルタを併用する構成だと、アナログＩＦフィルタで妨害信号をある程度除去してからＡＤＣとデジタルＩＦフィルタを通すことが可能となり、ＡＤＣに対する要求スペックを緩和できるが、２種類のフィルタとＡＤＣを設けなければならないため、回路規模が大きくなり、全体構成が複雑になってしまう。

特開２００３−１３３９８４号公報特開２０１０−２６３４２９号公報

本実施形態は、簡易な構成で妨害信号を効率的に除去可能な近接妨害除去フィルタ装置、無線通信装置およびキーレスエントリー装置を提供するものである。

本実施形態によれば、入力されたＩＦ（Intermediate Frequency）信号の中のパルス幅が所定の基準幅以下の短パルスを反転するか否かを制御する反転制御部と、
前記反転制御部が反転すると決定した前記短パルスを反転する短パルス反転部と、を備えることを特徴とする近接妨害除去フィルタ装置が提供される。

第１の実施形態に係る最も簡易な構成での近接妨害除去フィルタ装置１を備えた無線通信装置２の概略構成を示すブロック図。短パルス反転部８の内部構成の一例を示すブロック図。図２の短パルス検出部１１の内部構成の一例を示すブロック図。図１の短パルス反転部８の動作を説明する図。図１〜図３に示す近接妨害除去フィルタ装置の減衰特性を示すグラフ。図１〜図３に示す近接妨害除去フィルタ装置の妨害特性を示すグラフ。図１〜図３に示す近接妨害除去フィルタ装置の減衰特性を示すグラフ。第１の実施形態に係る近接妨害除去フィルタ装置１を備えた無線通信装置２の概略構成を示すブロック図。反転制御部１７の内部構成を示すブロック図。図８の近接妨害除去フィルタ装置の減衰特性を示すグラフ。図８の近接妨害除去フィルタ装置の妨害特性を示すグラフ。図８の近接妨害除去フィルタ装置の減衰特性を示すグラフ。妨害信号振幅が希望信号振幅の２倍で、希望信号周波数＝３００ｋＨｚ、妨害信号周波数＝６００ｋＨｚの場合の希望信号と妨害信号が合わさった波形ｗ１、希望信号波形ｗ２、リミッタアンプ７の出力波形ｗ３、短パルス反転部９の出力波形ｗ４を示す図。妨害信号振幅が希望信号振幅の５倍で、希望信号周波数＝３００ｋＨｚ、妨害信号周波数＝６００ｋＨｚの場合の希望信号と妨害信号が合わさった波形ｗ１、希望信号波形ｗ２、リミッタアンプ７の出力波形ｗ３、短パルス反転部９の出力波形ｗ４を示す図。妨害信号振幅が希望信号振幅の２倍で、希望信号周波数＝３００ｋＨｚ、妨害信号周波数＝６００ｋＨｚの場合の希望信号と妨害信号が合わさった波形ｗ１、希望信号波形ｗ２、リミッタアンプ７の出力波形ｗ３、短パルス反転部９の出力波形ｗ４を示す図。第２の実施形態に係る近接妨害除去フィルタ装置１を備えた無線通信装置２の概略構成を示すブロック図。図８に平均周波数の検出および比較処理を追加した無線通信装置２の概略構成を示すブロック図。第１または第２の実施形態に係る無線通信装置２を内蔵するキーレスエントリー装置５１の概略構成を示すブロック図。

以下、図面を参照しながら、本発明の実施形態について説明する。

（第１の実施形態）
図１は第１の実施形態に係る近接妨害除去フィルタ装置１を備えた無線通信装置２の概略構成を示すブロック図である。図１の無線通信装置２は、より具体的な例としては、ＦＭ信号を受信するＦＭ受信装置である。このＦＭ信号は、放送電波ではなく、ＦＭ変調されたデータである。したがって、図１の無線通信装置２は、データ通信に用いることを想定している。データ通信で送受されるデータの種類には特に制限はないが、例えば、後述するように、キーレスエントリーのための種々の命令等が送受される。

図１の無線通信装置２は、アンテナ１０で受信されたＲＦ信号を増幅する低雑音増幅器（ＬＮＡ）３と、ＲＦ信号を中間周波信号（ＩＦ信号）に変換するミキサ４と、ＩＦ信号を生成するために局部発振信号を生成する局部発振器（ＶＣＯ）５と、ＩＦ信号に含まれる妨害信号を除去するアナログＩＦフィルタ６と、リミッタアンプ７と、近接妨害除去フィルタ装置１とを備えている。

リミッタアンプ７は、アナログＩＦフィルタ６を通過したＩＦ信号をデジタル化して出力する。近接妨害除去フィルタ装置１は、短パルス反転部８を有する。短パルス反転部８は、リミッタアンプ７から出力されたIF信号のパルス幅が所定の基準幅以下の短パルスを検出して、その少なくとも一部を反転する。

図２は短パルス反転部８の内部構成の一例を示すブロック図である。図２の短パルス反転部８は、短パルス検出部１１と、パルス反転部１２とを有する。短パルス検出部１１は、リミッタアンプ７から出力されたＩＦ信号の中のパルス幅が所定の基準幅以下の短パルスを検出する。パルス反転部１２は、短パルス検出部１１が検出した短パルスを反転する。

図３は図２の短パルス検出部１１の内部構成の一例を示すブロック図である。図３の短パルス検出部１１は、シフトレジスタ１３と、パルス幅検出部１４と、短パルス判定部１５と、検出閾値制御部１６とを有する。

シフトレジスタ１３は、リミッタアンプ７から出力されたＩＦ信号を一定周期でサンプリングする。パルス幅検出部１４は、リミッタアンプ７から出力されたＩＦ信号の信号エッジ間のサンプリング数をカウントし、そのカウント数によりパルス幅を検出する。短パルス判定部１５は、パルス幅検出部１４が検出したパルス幅を、検出閾値制御部１６が設定した閾値と比較して、短パルスか否かを判定する。

検出閾値制御部１６にて閾値を制御することにより、短パルス判定部１５が短パルスと判定するパルス幅を任意に調整できる。

図４は図１の短パルス反転部８の動作を説明する図であり、リミッタアンプ７から出力されたＩＦ信号の信号波形と、近接妨害除去フィルタ装置１の出力信号波形とを示している。ＩＦ信号は、図３のシフトレジスタ１３に入力されて、複数周期分の保持動作が行われるため、近接妨害除去フィルタ装置１の出力信号は、ＩＦ信号よりも所定時間遅れた信号になる。

図３のＩＦ信号は、時刻ｔ１〜ｔ２の間の負の短パルスと、時刻ｔ２〜ｔ３の間の正の短パルスとを含んでいる。よって、近接妨害除去フィルタ装置１内の短パルス検出部１１は時刻ｔ１’〜ｔ２’で負の短パルスを検出して、この負の短パルスをパルス反転部１２が反転する。続いて、短パルス検出部１１は時刻ｔ２’〜ｔ３’で正の短パルスを検出して、この正の短パルスをパルス反転部１２が反転する。

これにより、図４に示すように、近接妨害除去フィルタ装置１の出力信号には、短パルスが存在しなくなる。

図５は図１〜図３に示す近接妨害除去フィルタ装置１の妨害波の減衰特性を示すイメージ図であり、横軸は近接妨害除去フィルタ装置１の出力周波数［ｋＨｚ」、縦軸は減衰レベル［ｄＢ］である。

図１〜図３に示す近接妨害除去フィルタ装置１は、短パルス反転部８で検出されたすべての短パルスを反転する。感度付近ではノイズのため短パルスが発生し希望波も反転されてしまうため、希望波の感度が劣化するという問題が起こる。

図６は図１〜図３に示す近接妨害除去フィルタ装置１の妨害特性を示すグラフであり、横軸は近接妨害除去フィルタ装置１の出力周波数［ｋＨｚ」、縦軸は妨害特性［ｄＢ］である。図６の実線波形ｗ１は近接妨害除去フィルタ装置１を備えた場合の妨害特性を示し、破線波形ｗ２はアナログＩＦフィルタ６のみで近接妨害除去フィルタ装置１を備えていない場合の妨害特性を示す。

図６からわかるように、近接妨害除去フィルタ装置１を設けることにより、出力周波数が３６０ｋＨｚ〜７００ｋＨｚの周波数領域で、妨害特性が向上する。

図７は図１〜図３に示す近接妨害除去フィルタ装置１の減衰特性を示すグラフであり、横軸は近接妨害除去フィルタ装置１の出力周波数［ｋＨｚ］、縦軸は減衰レベル［ｄＢ］である。図７の実線波形ｗ１は近接妨害除去フィルタ装置１を備えた場合の減衰特性を示し、破線波形ｗ２はアナログＩＦフィルタ６のみで近接妨害除去フィルタ装置１を備えていない場合の減衰特性を示す。

図７からわかるように、６００ｋＨｚ近辺で減衰レベルが極端に大きくなり、いわゆるノッチ型のフィルタ特性を示している。図７より、６００ｋＨｚ近辺の周波数を持つ短パルスを最もよく除去できることがわかる。

図７では、６００ｋＨｚ近辺に減衰レベルのピークが存在するが、このピークを周波数軸上でずらすには、図３の検出閾値制御部１６が設定する閾値を変更すればよい。このように、除去したい短パルスの周波数に合わせて検出閾値制御部１６で閾値を制御することで、所望の妨害波を効率よく除去することができる。

上述したように、図１〜図３に示す近接妨害除去フィルタ装置１は、希望波通過帯域内の希望信号を減衰させるという問題があることから、この問題を解消した構成が考えられる。

図８は感度劣化の対策機能を付加した近接妨害除去フィルタ装置１を備えた無線通信装置２の概略構成を示すブロック図である。図８の無線通信装置は、近接妨害除去フィルタ装置１の内部構成が図１とは異なっている。図８の近接妨害除去フィルタ装置１は、短パルス反転部８に加えて、反転制御部１７を有する。

反転制御部１７は、短パルス反転部８内の短パルス検出部１８で検出された短パルスを反転するか否かを制御する。すなわち、反転制御部１７は、短パルス検出部１８で短パルスが検出されたとしても、妨害なしの短パルスについては反転せず、妨害ありの短パルスについてのみ反転する。これにより、希望波通過帯域内の希望信号の感度劣化を防止する。

図９は反転制御部１７の内部構成を示すブロック図である。図９の反転制御部１７は、短パルス検出部１８と、短パルス数カウント部１９と、反転判定部２０と、を有する。

反転制御部１７内の短パルス検出部１８は、図２や図３に示した短パルス検出部１１を流用してもよいが、図２や図３に示した短パルス検出部１１とは別個に設けて、別個の基準で短パルスを検出してもよい。以下では、短パルス検出部１１とは別個に短パルス検出部１８を設ける例を説明する。

短パルス数カウント部１９は、短パルス検出部１８が検出した短パルスを一定周期ごとにカウントする。反転判定部２０は、短パルス検出部１８が一定周期ごとにカウントした短パルス数が一定数（第１基準値）を超えた場合に限り、その周期内の一連の短パルスを反転することを決定する。

このようにする理由は、希望波の通過帯域内に含まれる短パルスは一時的であり、一定周期内に連続して短パルスが出現することはほとんどないのに対して、妨害波に含まれる短パルスは、連続的に出現することが多いためである。よって、図９の反転制御部１７は、連続的に出現した短パルスのみを反転する制御を行う。

図１０は図８の近接妨害除去フィルタ装置１の妨害波の減衰特性を示すイメージ図であり、横軸と縦軸、および信号波形の種類は図５と同様である。図１０のグラフは、希望波通過帯域内では、減衰レベルが０である点で図５のグラフと異なっている。これにより、図８の近接妨害除去フィルタ装置１は、感度付近でノイズのため短パルスが発生した場合でも希望波が反転される事がないので、希望波通過帯域内で希望信号の減衰が起きないことがわかる。

図１１は図８の近接妨害除去フィルタ装置１の妨害特性を示すグラフであり、横軸と縦軸、および信号波形の種類は図６と同様である。図１１のグラフは、妨害波が生じる帯域５５０〜７００ｋＨｚの範囲内でのみ、妨害が減衰している。

図１２は図８の近接妨害除去フィルタ装置１の減衰特性を示すグラフであり、横軸と縦軸、および信号波形の種類は図７と同様である。図１２のグラフは、図７に対して、５５０ｋＨｚ以下の周波数での減衰が０になっている事が分かる。

図１３は、妨害信号振幅が希望信号振幅の２倍で、希望信号周波数＝３００ｋＨｚ、妨害信号周波数＝６００ｋＨｚの場合のIFフィルタ６出力での希望信号と妨害信号が合わさった波形ｗ１、希望信号波形ｗ２、リミッタアンプ７の出力波形ｗ３、短パルス反転部８の出力波形ｗ４を示している。

妨害信号の振幅が希望信号の振幅より大きい場合、リミッタアンプ７の出力波形ｗ５は、妨害信号と同じ周期であるが、１周期の中に、短パルスが連続して２回現れる。これらを短パルス反転部８で反転することで、出力波形ｗ６に示すように、短パルスが除去され、希望信号のみの出力信号が得られる。

図１３の場合、短パルスか否かを判断する閾値付近の周波数で、妨害特性の改善効果が最良となる。また、リミッタアンプ７の出力波形ｗ５を見ればわかるように、短パルスと、それ以外のパルスとは、パルス幅が大きく異なっており、妨害信号ｗ３を容易に除去できる。

図１４は、妨害信号の振幅が希望信号の振幅の５倍で、希望信号周波数＝３００ｋＨｚ、妨害信号周波数＝６００ｋＨｚの場合のIFフィルタ６出力での希望信号と妨害信号が合わさった波形ｗ１、希望信号波形ｗ２、リミッタアンプ７の出力波形ｗ３、短パルス反転部８の出力波形ｗ４を示している。

この場合、妨害信号が希望信よりもはるかに大きいため、短パルスとそれ以外のパルスとのパルス幅の差が小さく、短パルスの判別が困難である。希望信号の振幅が検出限界程度しかない場合は、ノイズの影響を受けやすくなって、リミッタアンプ７の出力波形ｗ５のパルス幅も変動することから、妨害信号の除去は困難になる。

妨害信号が大きい場合は、希望信号と妨害信号の位相関係にもよるが、短パルスが連続して出現する確率が大きくなる。希望信号のみの場合は、ノイズが多くても、短パルスが連続で出現する確率は小さい。

図１５は、妨害信号の振幅が希望信号の振幅の２倍で、希望信号周波数＝３００ｋＨｚ、妨害信号周波数＝６００ｋＨｚの場合のIFフィルタ６出力での希望信号と妨害信号が合わさった波形ｗ１、希望信号波形ｗ２、リミッタアンプ７の出力波形ｗ３、短パルス反転部８の出力波形ｗ４を示している。

この場合は、短パルスが連続で現れない位相関係になる。短パルスの反転後の出力波形ｗ５のデューティは、５０％からずれてしまうが、出力波形ｗ５の周期は希望信号と同じである。希望信号と妨害信号の位相は互いに無関係であるため、徐々に位相がずれて、図１３と同様の位相関係になる場合もある。

このように、第１の実施形態では、アナログＩＦフィルタ６の後段側に近接妨害除去フィルタ装置１を設けて、この近接妨害除去フィルタ装置１では、リミッタアンプ７の出力信号に含まれる短パルスを検出して、検出された短パルスを反転するようにしたため、リミッタアンプ７の出力信号に含まれる妨害信号を効率的に除去することができる。近接妨害除去フィルタ装置１は、検出された短パルスを反転するだけの簡易な処理で妨害信号を除去できるため、小さなハードウェア規模で実現可能である。また、その効果も大きく、従来は妨害波より希望波の方が２倍（6dB）大きくないと受信できないのに対して、本実施形態では、希望波が1/4（-12dB）でも受信する事ができる。図７、図１２に示すようにその効果は18dBとなる。

検出された短パルスすべてを反転するだけでは、希望波通過帯域内の希望信号の感度が劣化してしまうが、反転制御部１７を設けて、妨害波ではない短パルスは反転しないようにすることで、希望信号の感度の劣化を抑制しつつ、妨害波を除去できるようになる。

（第２の実施形態）
第２の実施形態は、近接妨害除去フィルタ装置１の内部構成をより具体化したものである。

図１６は第２の実施形態に係る近接妨害除去フィルタ装置１を備えた無線通信装置２の概略構成を示すブロック図である。図１６の無線通信装置２も、例えばＦＭ信号を受信するＦＭ受信装置である。

図１６の無線通信装置２内の近接妨害除去フィルタ装置１は、図８の近接妨害除去フィルタ装置１と同様に、短パルス反転部８と反転制御部１７を有するが、反転制御部１７の内部構成が図８とは異なっており、以下では、図８との相違点を中心に説明する。

図１６の反転制御部１７は、短パルス検出部１８と、短パルス数計測部３９と、ヒステリシス付き判定ロジック回路４０とを有する。

図１６の短パルス反転部８は、図３や図８と同様の短パルス検出部１１およびパルス反転部１２を有する。また、短パルス検出部１１は、シフトレジスタ１３と、パルス幅検出部１４と、短パルス判定部１５と、検出閾値制御部１６とを有する。検出閾値制御部１６は、短パルス判定部１５が短パルスとして判定するパルス幅の閾値を制御する。短パルス検出部１１は、検出閾値制御部１６が決定した閾値を満たすパルス幅の短パルスを検出する。パルス反転部１２は、判定ロジック回路４０での判定結果に基づいて、短パルス検出部１１で検出された短パルスを反転する。

短パルス数計測部３９は、短パルス数カウント部１９と、連続短パルス数カウント部３５と、カウント周期制御部３６とを有する。

短パルス数カウント部１９は、所定時間当たりの短パルスの数を計測する。連続短パルス数カウント部３５は、リミッタアンプ７の出力信号中の連続した短パルスの数を計測する。カウント周期制御部３６は、短パルス数カウント部１９、及び連続短パルス数カウント部３５で計測を継続する一回のカウント周期を設定する。

妨害信号が存在する場合、図８のリミッタアンプ７の出力波形ｗ５は、図１３にあるように連続で発生する確率が高いが、希望波のみの信号にノイズが乗った場合は短パルスはランダムで発生するため連続で発生する確率は低くなる。そのため連続した短パルス数をカウントする事で妨害の有無を判定する確度をより上げる事が出来る。

判定ロジック回路４０は、第１短パルス数比較器２１と、第１短パルス数比較器２１用の第１閾値制御部２２と、第１連続短パルス数比較器２３と、第１連続短パルス数比較器２３用の第２閾値制御部２４と、第２短パルス数比較器２５と、第２短パルス数比較器２５用の第３閾値制御部２６と、第２連続短パルス数比較器２７と、第２連続短パルス数比較器２７用の第４閾値制御部２８と、ＡＮＤ回路２９と、ＯＲ回路３０と、セレクタ３１と、セレクタ制御比較器３２と、セレクタ制御比較器３２用の第５閾値制御部３３と、過去Ｎ回分の判定結果を保持する判定結果保持部３４とを有する。

第１短パルス数比較器２１は、短パルス数カウント部１９で計測された短パルスの数を第１閾値制御部２２で設定した閾値（第１基準値）と比較し、計測された短パルスの数が閾値以上になると、短パルス反転処理を有効にすることを示すハイ論理の信号を出力する。

第２短パルス数比較器２５も、基本的な動作は第１短パルス数比較器２１と同じであるが、閾値の値が異なる。第２短パルス数比較器２５用の第３閾値制御部２６は、第１閾値制御部２２よりも小さい閾値を設定する。この２つの第１短パルス数比較器２１と第２短パルス数比較器２５の出力を選択する事で、いったん「有効」と判定されると、それ以降は「有効」と判定されやすくするような、ヒステリシスを持たせる事が可能となる。

第１連続短パルス数比較器２３は、連続短パルス数カウント部３５で計測された短パルスの数を第２閾値制御部２４で設定した閾値（第２基準値）と比較し、計測された連続短パルスの数が閾値以上になると、短パルス反転処理を有効にすることを示すハイ論理の信号を出力する。

第２連続短パルス数比較器２７も、基本的な動作は第１連続短パルス数比較器２３と同じであるが、閾値の値が異なる。第２連続短パルス数比較器２７用の第４閾値制御部２８は、第２閾値制御部２４よりも小さい閾値を設定する。この２つの第１連続短パルス数比較器２３と第２連続短パルス数比較器２７の出力を選択する事で、いったん「有効」と判定されると、それ以降は「有効」と判定されやすくするような、ヒステリシスを持たせる事が可能となる。

ＡＮＤ回路２９は、第１短パルス数比較器２１の出力信号と第１連続短パルス数比較器２３の出力信号との論理積信号を出力する。ＯＲ回路３０は、第２短パルス数比較器２５の出力信号と第２連続短パルス数比較器２７の出力信号との論理和信号を出力する。

セレクタ３１は、セレクタ制御比較器３２の出力信号に基づいて、ＡＮＤ回路２９の出力信号とＯＲ回路３０の出力信号のいずれか一方を選択する。最初は、短パルスと認定する基準を高くするために、ＡＮＤ回路２９の出力信号を選択する。ＡＮＤ回路２９の出力信号がハイになるのは、第１短パルス数比較器２１にて短パルス数が閾値を超えたと判定され、かつ第１連続パルス数比較器にて連続短パルス数が閾値を超えたと判定された場合である。よって、セレクタ３１は、最初は、これら２つの判定条件を満たす場合に、検出された短パルスを「有効」と判断して、短パルス反転回路１１に短パルスの反転を指示する。

パルス反転部１２は、セレクタ３１の出力信号が「有効」を示すハイ論理の場合、カウント周期制御部３６で設定されたカウント周期の次の周期期間内のリミッタアンプ７の出力信号中の短パルスを反転する。

判定結果保持部３４は、過去Ｎ回のセレクタ３１の出力を保持している。セレクタ３１の出力は、所定期間ごとに変化するため、Ｎ期間分のセレクタ３１の出力を判定結果保持部３４は保持している。また、Ｎ期間分（Ｎは３以上の整数）の保持結果のうち、（Ｎ−Ａ）期間以上の保持結果が「有効」の場合は、セレクタ３１の結果によらず、パルス反転部１２で短パルスの反転を行い、（Ｎ−Ｂ）期間以下の保持結果が「有効」の場合は、セレクタ３１の結果によらず、パルス反転部１２で短パルスの反転を行わないようにしてもよい。この時、Ｎ＞Ｂ＞Ａ＞０（ＡとＢは整数）となる。

パルス反転部１２は、セレクタ３１の出力が例えばハイのときは、検出された短パルスを「有効」と判断して短パルスの反転を行い、ロウのときは、検出された短パルスを「無効」と判断して短パルスの反転を行わない。

セレクタ制御比較器３２は、判定結果保持部３４の過去Ｎ回分のセレクタ３１の出力を参照して、「有効」の数が第５閾値制御部３３に設定された閾値を超えていなければ、セレクタ３１にＡＮＤ回路２９の出力信号を選択させ、「有効」の数が閾値を超えていれば、セレクタ３１にＯＲ回路３０の出力信号を選択させる。

ＯＲ回路３０の出力信号がハイになるのは、第２短パルス数比較器２５にて短パルス数が閾値を超えたと判定されるか、または第２連続パルス数比較器にて連続短パルス数が閾値を超えたと判定された場合である。すなわち、セレクタ３１は、ＯＲ回路３０の出力信号を選択することで、より「有効」と判断しやすくなる。

このように、判定ロジック回路１３は、「無効」と判断されることが多い間は、「有効」と判断されにくくし、「有効」と判断される頻度が上がると、「有効」と判断されやすくする。このようなヒステリシスを判定ロジックに設けることで、短パルスかどうかの判定基準が頻繁に切り替わるおそれがなくなり、判定ロジックが安定化する。

上述したヒステリシスを持つ判定ロジックを採用するかどうかを切り替えられるようにしてもよい。例えばヒステリシスを持たせない場合は、セレクタ３１は常にＡＮＤ回路２９とＯＲ回路３０のいずれか一方の出力を選択するようにすればよい。

図１６の例では、所定時間内の短パルス数が閾値を超えたか否かと、連続した短パルス数が閾値を超えたか否かとの２種類の判定ロジックを設けているが、いずれか一方のみを設けてもよい。

図１６の短パルス検出部８は、検出閾値制御部１６が決定した閾値を満たすパルス幅の短パルスを検出しているが、リミッタアンプ７の出力信号には、非常にパルス幅が狭い髭状パルスが現れる場合がある。このような髭状パルスまで短パルスとして扱って、反転処理を行うとすると、頻繁に短パルスの反転処理を行わなければならなくなり、処理が煩雑になったり、精度が落ちる要因になる。

そこで、短パルス検出部８は、妨害信号とは無関係の幅狭の髭状パルスについては、短パルスとして検出しないようにしてもよい。具体的には、パルス幅に下限を設定して、その下限以下のパルス幅を持つパルスについては、短パルスから除外する。

図１６の例では、短パルスを反転するか否かの判断基準として、短パルスの数と連続した短パルスの数を用いたが、この判断基準に加えて、あるいはこの判断基準に変えて、リミッタアンプ７の出力信号の平均周波数を検出して、検出した平均周波数により妨害信号を含むか否かを判断してもよい。

図１７は図１６の構成に加えて、検出した平均周波数により妨害信号を含むか否かを判断する処理を追加したものである。リミッタアンプ７の出力信号に短パルスが含まれる割合が多くなるほど、この出力信号の平均周波数は高くなる。よって、この平均周波数を閾値と比較することで、リミッタアンプ７の出力信号に含まれる短パルスの割合を推測することができる。より具体的には、平均周波数が閾値より高い場合は、リミッタアンプ７の出力信号に短パルスが含まれる割合が多いと判断する。

図１７の短パルス数計測部３９は、図１６の短パルス数計測部３９に加えて、平均周波数検出部４１を有する。この平均周波数検出部４１は、所定期間ごとに、リミッタアンプ７の出力信号の平均周波数を検出する。

図１７のヒステリシス付き判定ロジック回路１３は、図１６の判定ロジック回路１３に加えて、第１平均周波数比較器４２と、この第１平均周波数比較器４２用の第６閾値制御部４３と、第２平均周波数比較器４４と、この第２平均周波数比較器４４用の第７閾値制御部４５とを有する。

第１平均周波数比較器４２は、平均周波数検出部４１で検出された平均周波数と第６閾値制御部４３で設定した閾値（第３基準値）とを比較し、平均周波数が閾値以上であれば、短パルスが「有効」であることを示すハイ論理の信号を出力する。

第２平均周波数比較器４４も、基本的な動作は第１平均周波数比較器４２と同じであるが、閾値の値が異なる。第２平均周波数比較器４４用の第７閾値制御部４５は、第６閾値制御部４３よりも小さい閾値を設定する。これにより、この２つの第１平均周波数比較器４２と第２平均周波数比較器４４の出力を選択する事で、いったん「有効」と判定されると、それ以降は「有効」と判定されやすくするような、ヒステリシスを持たせる事が可能となる。

図１７の判定ロジック回路１３のＡＮＤ回路２９は、第１短パルス数比較器２１の出力信号と、第１連続短パルス数比較器２３の出力信号と、第１平均周波数比較器４２の出力信号との論理積信号を生成する。また、ＯＲ回路３０は、第２短パルス数比較器２５の出力信号と、第２連続短パルス数比較器２７の出力信号と、第２平均周波数比較器４４の出力信号との論理和信号を生成する。

セレクタ３１は、最初は、ＡＮＤ回路２９の出力信号を選択し、その後は、ＯＲ回路３０の出力信号を選択する。これにより、短パルス反転を行うか否かの判定ロジックにヒステリシスを持たせることができる。

このように、第２の実施形態では、リミッタアンプ７の出力信号に含まれる、所定時間内の短パルス数や連続した短パルス数により、短パルス反転を行うか否かを判定した後に、実際に短パルス反転を行うため、妨害信号と推測できる場合のみ、短パルス反転を行うことができ、元の信号の特性をできるだけ維持しつつ妨害信号を除去できる。

（その他の応用例）
上述した第１および第２の実施形態に係る無線通信装置２は、キーレスエントリー装置に適用可能である。図１８は第１または第２の実施形態に係る無線通信装置２を内蔵するキーレスエントリー装置５１の概略構成を示すブロック図である。図１８のキーレスエントリー装置５１は、車両のドアロック制御とエンジン始動制御を目的として、車両内部に設けられるものである。

図１８のキーレスエントリー装置５１は、携帯キー５２から送信されたＦＭ電波を受信するアンテナ５３と、ＳＡＷフィルタ５４と、第１または第２の実施形態に係る無線通信装置２を内蔵したＲＦ−ＩＣ５５と、ＣＰＵ５６とを備えている。

一方、携帯キー５２は、アンテナ５７と、高周波（ＲＦ）回路５８と、ＣＰＵ５９と、発光装置（ＬＥＤ）６０とを備えている。

キーレスエントリー装置５１は、携帯キー５２からのＦＭ電波を受信すると、ＲＦ−ＩＣ５５内の近接妨害除去フィルタ装置１にて短パルスを反転する等して妨害信号を除去した上で、ＣＰＵ５６に受信データを供給する。ＣＰＵ５６は、受信データの中身を解析して、ドアロック制御やエンジン始動制御を行う。

なお、第１および第２の実施形態に係る無線通信装置２は、車両用のキーレスエントリー装置５１以外の各種目的にも適用可能である。例えば、ＴＶ等のＡＶ機器のリモートコントローラ制御や、照明装置のオン／オフ制御や調光制御、ガレージやドアの開閉制御、住宅用のドア、金庫等の開閉制御などに適用可能である。

上述した図１６では、短パルス数カウント部１９で計測した短パルス数が第１閾値制御部２２で設定した閾値以上になり、かつ連続短パルス数カウント部３５で計測した短パルス数が第２閾値制御部２４で設定した閾値以上になった場合のみ、短パルス反転処理を有効にしているが、どちらか一方だけの判定結果に基づいて、短パルス反転処理を有効にするかどうかを判断してもよい。この場合、判定結果を得るのに利用した比較器に対応づけて、ヒステリシスを持たせるための別の比較器を設ければよい。

同様に、図１７では、短パルス数カウント部１９で計測した短パルス数が第１閾値制御部２２で設定した閾値以上になり、かつ連続短パルス数カウント部３５で計測した短パルス数が第２閾値制御部２４で設定した閾値以上になり、かつ平均周波数検出部４１で検出した検出した平均周波数が第６閾値制御部４３で設定した閾値以上になった場合のみ、短パルス反転処理を有効にしているが、これら３つの判定結果のうち、少なくとも１つの判定結果に基づいて、短パルス反転処理を有効にするかどうかを判断してもよい。この場合、判定結果を得るのに利用した比較器に対応づけて、ヒステリシスを持たせるための別の比較器を設ければよい。

本発明の態様は、上述した個々の実施形態に限定されるものではなく、当業者が想到しうる種々の変形も含むものであり、本発明の効果も上述した内容に限定されない。すなわち、特許請求の範囲に規定された内容およびその均等物から導き出される本発明の概念的な思想と趣旨を逸脱しない範囲で種々の追加、変更および部分的削除が可能である。

１近接妨害除去フィルタ装置、２無線通信装置、３低雑音増幅器（ＬＮＡ）、４ミキサ、５局部発振器（ＶＣＯ）、６アナログＩＦフィルタ、７リミッタアンプ、８短パルス反転部、１１短パルス検出部、１２パルス反転部、１３シフトレジスタ、１４パルス幅検出部、１５短パルス判定部、１６検出閾値制御部、１７反転制御部、１８短パルス検出部、１９短パルス数カウント部、２１第１短パルス数比較器、２２第１閾値制御部、２３第１連続短パルス数比較器、２４第２閾値制御部、２５第２短パルス数比較器、２６第３閾値制御部、２７第２連続短パルス数比較器、２８第４閾値制御部、２９ＡＮＤ回路、３０ＯＲ回路、３１セレクタ、３２セレクタ制御比較器、３３第５閾値制御部、３４判定結果保持部、３５連続短パルス数カウント部、３６カウント周期制御部、３９短パルス数計測部、４０ヒステリシス付き判定ロジック回路、４１平均周波数検出部、４２第１平均周波数比較器、４３第６閾値制御部、４４第２平均周波数比較器、４５第７閾値制御部

Claims

アンテナで受信されたＲＦ信号を増幅する高周波増幅部と、
前記高周波増幅部で増幅されたＲＦ信号を中間周波信号に変換するミキサ部と、
前記中間周波信号に含まれる妨害信号を除去するアナログフィルタ部と、
前記アナログフィルタ部を通過した信号に基づいてＩＦ（Intermediate Frequency）信号を生成するリミッタアンプ部と、
前記ＩＦ信号に含まれる近接妨害信号を除去する近接妨害除去フィルタ部と、
前記近接妨害除去フィルタ部を通過した信号に対して復調処理を行うデジタル復調部と、
前記デジタル復調部で復調した信号に含まれる妨害信号を除去するローパスフィルタ部と、を備え、
前記近接妨害除去フィルタ部は、
前記ＩＦ信号の中のパルス幅が所定の基準幅以下の短パルスを反転するか否かを制御する反転制御部と、
前記反転制御部が反転すると決定した前記短パルスを反転する短パルス反転部と、を備えることを特徴とする無線通信装置。
前記ＩＦ信号の中のパルス幅が所定の基準幅以下の短パルスを反転するか否かを制御する反転制御部と、
前記反転制御部が反転すると決定した前記短パルスを反転する短パルス反転部と、を備えることを特徴とする近接妨害除去フィルタ装置。
前記反転制御部は、
前記ＩＦ信号の中の、所定時間当たりの前記短パルスの数を計測する短パルス数カウント部と、
前記短パルス数カウント部で計測された短パルスの数が第１基準値を超えたか否かを判定する短パルス数比較器と、を備え、
前記短パルス反転部は、前記短パルス数比較器により前記第１基準値を超えたと判定された場合に、短パルスを反転することを特徴とする請求項２に記載の近接妨害除去フィルタ装置。
前記短パルス数比較器は、前記短パルス数カウント部で計測された短パルスの数が前記第１基準値を超えたと判定した後は、前記第１基準値をより小さくすることを特徴とする請求項３に記載の近接妨害除去フィルタ装置。
前記反転制御部は、
前記ＩＦ信号中に連続して含まれる前記短パルスの数を計測する連続短パルス数カウント部と、
前記連続短パルス数カウント部で計測された短パルスの連続数が第２基準値を超えたか否かを判定する連続短パルス数比較器と、を備え、
前記短パルス反転部は、前記連続短パルス数比較器により前記第２基準値を超えたと判定された場合に、前記短パルスを反転することを特徴とする請求項２乃至４のいずれかに記載の近接妨害除去フィルタ装置。
前記連続短パルス数比較器は、前記連続短パルス数カウント部で計測された短パルスの数が前記第２基準値を超えたと判定した後は、前記第２基準値をより小さくすることを特徴とする請求項５に記載の近接妨害除去フィルタ装置。
前記反転制御部は、
前記ＩＦ信号の平均周波数を検出する平均周波数検出部と、
前記平均周波数検出部で検出された平均周波数が第３基準値を超えたか否かを判定する平均周波数比較器と、を備え、
前記短パルス反転部は、前記平均周波数検出部で検出された平均周波数が前記第３基準値を超えたと判定された場合に、前記短パルスを反転することを特徴とする請求項２乃至６のいずれかに記載の近接妨害除去フィルタ装置。
前記平均周波数比較器は、前記平均周波数検出部で計測された短パルスの数が前記第３基準値を超えたと判定した後は、前記第３基準値をより小さくすることを特徴とする請求項７に記載の近接妨害除去フィルタ装置。
短パルスを反転するか否かの過去Ｎ回（Ｎは３以上の整数）の判定結果を保持する判定結果保持部を備え、
前記短パルス反転部は、前記Ｎ回のうち（Ｎ−Ａ）回以上が反転するという判定結果であれば、無条件に短パルスの反転を行い、前記Ｎ回のうち（Ｎ−Ｂ）回以下（ＡとＢは整数で、０＜Ａ＜Ｂ＜Ｎ）が反転するという判定結果であれば、無条件に短パルスの反転を行わないことを特徴とする請求項２乃至８のいずれかに記載の近接妨害除去フィルタ装置。
前記短パルス反転部は、
前記ＩＦ信号の中の、第１基準幅以上で、かつ第２基準幅未満の前記短パルスを検出する短パルス検出部と、
前記短パルス検出部で検出された前記短パルスのうち、前記反転制御部が反転すると決定した前記短パルスを反転するパルス反転部と、を有することを特徴とする請求項２乃至９のいずれかに記載の近接妨害除去フィルタ装置。
携帯キーから送信された電波を受信するアンテナと、
前記アンテナで受信されたＲＦ信号を増幅する高周波増幅部と、
前記高周波増幅部で増幅されたＲＦ信号をＩＦ（Intermediate Frequency）信号に変換するミキサ部と、
前記ＩＦ信号に含まれる妨害信号を除去するアナログフィルタ部と、
前記アナログフィルタ部を通過した信号に基づいてＩＦ信号を生成するリミッタアンプ部と、
前記リミッタアンプ部から出力されたＩＦ信号に含まれる近接妨害信号を除去する近接妨害除去フィルタ部と、
前記近接妨害除去フィルタ部を通過した信号に対して復調処理を行うデジタル復調部と、
前記デジタル復調部で復調した信号に含まれる妨害信号を除去するローパスフィルタ部と、を備え、
前記近接妨害除去フィルタ部は、
入力されたＩＦ信号の中のパルス幅が所定の基準幅以下の短パルスを反転するか否かを制御する反転制御部と、
前記反転制御部が反転すると決定した前記短パルスを反転する短パルス反転部と、を備えることを特徴とするキーレスエントリー装置。