JP2004056173A - ノイズ抑圧装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】実際のノイズ発生期間より短い補正期間信号に基づいて、ＦＭ復調信号を補間方式補正回路で補正することによる大きな補正誤差の発生を低減する。
【解決手段】ＦＭ復調回路１のＦＭ復調信号出力からノイズ検出手段２１によりノイズ発生期間を検出し補正期間信号を得、補正方式判定回路２２により該補正期間信号が実際のノイズ発生期間より短いと判定された場合は、前値保持方式補正回路１４の出力がスイッチ回路２４により選択され、ステレオ復調回路５によりオーディオ信号に変換される。
【選択図】 図１
【解決手段】ＦＭ復調回路１のＦＭ復調信号出力からノイズ検出手段２１によりノイズ発生期間を検出し補正期間信号を得、補正方式判定回路２２により該補正期間信号が実際のノイズ発生期間より短いと判定された場合は、前値保持方式補正回路１４の出力がスイッチ回路２４により選択され、ステレオ復調回路５によりオーディオ信号に変換される。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＦＭ受信時に発生する電動ミラーノイズなど電磁波ノイズに起因するパルス性のノイズ（以下、パルス性ノイズと称する）を抑圧し良好な出力オーディオ信号を得るＦＭ受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
自動車の環境においてはイグニッションノイズ、ミラーノイズなどパルス性の電磁波ノイズが発生する。このパルス性の電磁波ノイズはカーラジオのアンテナに混入するため、ＦＭ信号を復調して得られるオーディオ信号にもパルス性ノイズが発生する。このためカーラジオでは一般にパルス性ノイズ抑圧装置が用いられている。
【０００３】
図１３は例えば特開昭６３−８７０２６号公報に記載の従来のＦＭ受信機におけるパルス性ノイズ抑圧装置のブロック図である。図において、１はＦＭ復調回路、２は遅延回路、３はゲート回路、４はレベルホールド回路、５はステレオ復調回路、６はノイズ検出用のＨＰＦ（ハイパスフィルタ）、７はノイズアンプ、８はノイズ検波回路、９は波形整形回路、１０は積分回路、１１はノイズ検出回路、１４は前値保持方式補正回路である。
【０００４】
ＦＭ受信機のＦＭ中間周波数信号をＦＭ復調回路１に入力すると、ＦＭ復調信号が出力される。このＦＭ復調信号がＬＰＦ（ローパスフィルタ）からなる遅延回路２に供給されて遅延され、遅延回路２の出力はゲート回路３、そしてレベルホールド回路４を介してステレオ復調回路５に供給され、ＬｃｈとＲｃｈのオーディオ信号が分離され出力される。なお、遅延回路２は後述するパルス性ノイズがＨＰＦ６に供給されてからゲート回路３を遮断状態にするまでの時間を補うために設けている。
【０００５】
また、前記ＦＭ復調信号はノイズ検出用のＨＰＦ６に供給され、ＨＰＦ６により抽出されたノイズ成分信号はノイズアンプ７によって増幅されてノイズ検波回路８に供給される。ノイズ検波回路８はノイズアンプ７の出力信号を整流する整流回路からなり、このノイズ検波出力は波形整形回路９および積分回路１０に供給される。波形整形回路９は前記ノイズ検波出力を所定の時間のパルス幅の補正期間信号に変換してゲート回路３に供給する。波形整形回路９からゲート回路３に供給された補正期間信号によってゲート回路３は駆動されて信号遮断状態になり、信号遮断状態時にはレベルホールド回路４によって信号遮断前の遅延出力レベルが保持されてステレオ復調回路５に供給される。
【０００６】
以上により、図１４（ａ）に示すような復調信号のノイズ期間ｔ１部分が、同図（ｂ）に示す補正期間信号により、同図（ｃ）に示すように前値補間され、これによって電位の急変によるスパイクの発生が防止される。なお、波形整形回路９からノイズ検出パルスが供給されていない場合は、ゲート回路３とレベルホールド回路４はスルー状態になる。
【０００７】
また、積分回路１０によりノイズ検波出力を平滑化してノイズレベルに応じた直流信号を得て、その直流信号をノイズアンプ７にフィードバックすることによりＡＧＣループを形成し、ノイズレベルが高くなるとノイズアンプ７の利得を下げるようにしている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
以上のような構成では、パルス性ノイズの補正に前値ホールドを用いているので補正誤差が大きくなる。そこでステレオ復調後の信号に対して図１４（ｄ）に示すような直線補間を行い、補正誤差を小さくすることが考えられる。
【０００９】
しかしながら、前記のような構成のノイズ検出回路１１によるノイズ検出パルスの生成においては、発生したパルス性ノイズの期間が長い場合は積分回路１０の出力信号が大きくなりノイズアンプ７のゲインが小さくなっていく。このため、ノイズアンプ７の出力のパルス性ノイズの振幅が小さくなっていき、パルス性ノイズが検出されなくなる。よって、パルス性ノイズの発生期間が長い場合はパルス性ノイズの検出期間が実際のノイズ発生期間より短くなる。すなわち、波形整形回路９から得られるノイズ検出パルスが実際のノイズ発生期間より短くなることがある。
【００１０】
前記のような実際のノイズ発生期間より短いノイズ検出パルスを用いてＦＭ復調信号を直線補間で補正した例を図１５に示す。図１５（ｃ）に示すように、直線補間に用いる補正期間の終端の値にパルス性ノイズが含まれるので、十分な補正ができないだけではなく、逆に大きな補正誤差を発生することがある。
【００１１】
本発明はこの点に鑑み、パルス性ノイズの発生期間が長い場合の補正誤差の低減を目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
この発明に係わる請求項１のノイズ抑圧装置は、ＦＭ復調信号からノイズ発生期間を検出して補正期間信号を出力するノイズ検出手段と、前記補正期間信号に基づき、前記ノイズ発生期間のＦＭ復調信号を前記ノイズ発生期間直前の信号を用いて補正する前値保持方式補正手段と、前記補正期間信号に基づき、前記ノイズ発生期間のＦＭ復調信号を前記ノイズ発生期間の前後の信号を用いて補間補正する補間方式補正手段と、前記補正期間信号が実際のノイズ発生期間より短いと判定された場合に、前記前値保持方式の選択を決定する補正方式判定手段と、前記補正方式判定手段の出力に応じて前記前値保持方式補正手段と前記補間方式補正手段の何れかを選択する補正方式選択手段とを備えることを特徴とする。
【００１３】
また、請求項２のノイズ抑圧装置は、請求項１に記載のノイズ抑圧装置において、補正方式判定手段が、補正期間信号の始端と終端に対応するＦＭ復調信号の差の絶対値がＦＭ復調信号の平均的な振幅より大きい場合に前記補正期間信号が実際のノイズ発生期間より短いと判定することを特徴とする。
【００１４】
また、請求項３のノイズ抑圧装置は、請求項２に記載のノイズ抑圧装置において、補正方式判定手段が、補正期間信号の始端と終端に対応するＦＭ復調信号の高域成分の差の絶対値がＦＭ復調信号の高域成分の平均的な振幅より大きい場合に前記補正期間信号が実際のノイズ発生期間より短いと判定することを特徴とする。
【００１５】
また、請求項４のノイズ抑圧装置は、請求項２に記載のノイズ抑圧装置において、補正方式判定手段が、複数の帯域に分割されたＦＭ復調信号の高域成分の何れかの帯域において、補正期間信号の始端と終端に対応するＦＭ復調信号の高域成分の差の絶対値がＦＭ復調信号の高域成分の平均的な振幅より大きい場合に前記補正期間信号が実際のノイズ発生期間より短いと判定することを特徴とする。
【００１６】
また、請求項５のノイズ抑圧装置は、ＦＭ復調信号からノイズ発生期間を検出して補正期間信号を出力するノイズ検出手段と、前記補正期間信号の始端に対応するＦＭ復調信号と前記補正期間信号の終端以後のＦＭ復調信号の差の絶対値がＦＭ復調信号の平均的な振幅より小さくなった時点で、ノイズ発生期間終了の判定信号を出力する補正期間判定手段と、補正期間信号終了後から前記判定信号が出力されるまでの間、前記補正期間信号を延長して修正補正期間信号を出力する補正期間修正手段と、前記修正補正期間信号に基づき、前記ノイズ発生期間のＦＭ復調信号を前記ノイズ発生期間の前後の信号を用いて補間補正する補間方式補正手段とを備えることを特徴とする。
【００１７】
また、請求項６のノイズ抑圧装置は、請求項５に記載のノイズ抑圧装置において、補正期間判定手段が、補正期間信号の始端と終端に対応するＦＭ復調信号の高域成分の差の絶対値がＦＭ復調信号の高域成分の平均的な振幅より小さくなった時点で、ノイズ発生期間終了の判定信号を出力することを特徴とする。
【００１８】
また、請求項７のノイズ抑圧装置は、請求項５に記載のノイズ抑圧装置において、補正期間判定手段が、複数の帯域に分割されたＦＭ復調信号の高域成分の何れかの帯域において、補正期間信号の始端と終端に対応するＦＭ復調信号の高域成分の差の絶対値がＦＭ復調信号の高域成分の平均的な振幅より小さくなった時点で、ノイズ発生期間終了の判定信号を出力することを特徴とする。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、この発明をその実施の形態を示す図面に基づいて具体的に説明する。
【００２０】
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１であるＦＭ受信機におけるパルス性ノイズ抑圧装置のブロック構成図であり、図において、１はＦＭ復調回路、５はステレオ復調回路、１４は前値保持方式補正回路、２１はノイズ検出回路、２２は補正方式判定回路、２３は直線補間方式補正回路、２４はスイッチ回路である。なお、図１３と同一部分については重複する説明は省略する。
【００２１】
また、図２は検出回路２１の一例を示すブロック図であり、図において、２６はＨＰＦ、２７は絶対値回路、２８はＬＰＦ、２９は乗算回路、３０は比較回路、３１は補正期間生成回路である。
【００２２】
ＦＭ復調信号に含まれるパルス性ノイズの成分は、広い範囲に分布しており、ＦＭ復調信号あるいは出力されるオーディオ信号に必要な周波数成分が分布している帯域の外にもパルス性ノイズの成分が存在する。そこで、ＨＰＦ２６でＦＭ復調信号の高域成分をパルス性ノイズ成分を含むノイズ成分として抽出している。図３（ａ）にＨＰＦ２６の入力されるＦＭ復調信号、図３（ｂ）にＨＰＦ２６の出力信号を示す。図３（ａ）の期間ｔ１の部分にパルス性ノイズが発生しており、図３（ｂ）ではそのパルス性ノイズが抽出されている様子を示している。
【００２３】
次に絶対値回路２７でＨＰＦ２６の出力信号の絶対値を求める。図３（ｃ）に絶対値回路２７の出力信号を示す。比較回路３０は該絶対値回路２７の出力信号が乗算回路２９から出力される閾値より大きい場合に、パルス性ノイズが発生したと判断して補正期間信号を補正期間生成回路３１に送出する。
【００２４】
ここで乗算回路２９から出力される閾値について説明する。ＦＭ復調された信号にはパルス性ノイズ以外に、バックグラウンドノイズや回路ノイズ（以下、フロアーノイズと称す）が含まれる。自動車は通常移動するので、ＦＭ放送信号の受信状態は刻一刻と変化するため、フロアーノイズのレベルも刻一刻と変化する。
【００２５】
パルス性ノイズがフロアーノイズより小さい場合、フロアーノイズにマスクされて聞こえにくい。また、フロアーノイズより小さい閾値を設定するとフロアーノイズをパルス性ノイズとして誤った判定をする。そこで、一般にフロアーノイズを基準にして閾値を求める。フロアーノイズは、所謂ランダムノイズであるので強い高周波成分を持たず全帯域に広く分布している。そのため、ＬＰＦ２８により絶対値回路２７の出力から低域成分を抽出した信号をフロアーノイズの大きさに比例する信号とし、ＬＰＦ２８の出力信号に乗算回路２９で係数を乗算して閾値としている。
【００２６】
比較回路３０で絶対値回路２７の出力信号と乗算回路２９から出力される閾値を比較し、絶対値回路２７の出力信号の方が大きい場合にパルス性ノイズが発生したと判定する。しかしながら、パルス性ノイズは瞬間的には閾値より小さくなる場合もあるので、比較回路３０の出力信号は図３（ｄ）のようにパルス性ノイズが発生した期間ｔ１において連続しないことがある。
【００２７】
期間ｔ１においてはパルス性ノイズが発生しているので、期間ｔ１の全期間を補正する必要がある。このために補正期間生成回路３１は、図３（ｄ）の期間ｔ１のようにパルス性ノイズの検出間隔が短い場合には、図３（ｅ）の期間ｔ１のように連続した補正期間信号を得る処理をしている。この処理により図３（ｅ）のようにパルス性ノイズ発生期間ｔ１で連続する補正期間信号が得られる。以上がノイズ検出回路２１の動作である。
【００２８】
次に、パルス性ノイズ発生期間ｔ１より前記補正期間信号が短くなる場合があるので、これについて説明する。前述のように絶対値回路２７でＨＰＦ２６の出力信号の絶対値を求めて図３（ｃ）に示すような信号を得、さらにＬＰＦ２８を通すと、ＬＰＦ２８の出力は図３（ｆ）に示すように漸増する。すなわち、パルス性ノイズの発生期間が長いとフロアーノイズではなくパルス性ノイズによってＬＰＦ２８の出力信号が徐々に大きくなり、閾値が次第に高くなる。そのために、パルス性ノイズの発生期間ｔ１の終点に近い側でパルス性ノイズが検出されなくなり、図３（ｇ）に示すように補正期間信号がパルス性ノイズ発生期間ｔ１より短くなることがある。
【００２９】
図１５に、補正期間信号がパルス性ノイズ発生期間ｔ１より短い状態（以下、短い補正期間信号と称す）でパルス性ノイズ部分を直線補間した例を示す。図１５（ａ）に示すパルス性ノイズを含むＦＭ復調信号を図１５（ｂ）に示す短い補正期間信号で直線補間すると、図１５（ｃ）のように直線補間部分の終端がパルス性ノイズのため補正誤差が大きくなり、さらに、短い補正期間信号の終端以降はパルス性ノイズが何らの処理もされずに出力される。
【００３０】
パルス性ノイズ発生期間より補正期間信号が短い場合の直線補間方式と前値保持方式による補正の例を図４（ａ）、（ｂ）に示すが、このような場合は前値保持方式の方が補正による弊害が少ない。そのために、補正方式判定回路２２でパルス性ノイズ発生期間と補正期間信号の大小関係を判定し、補正期間信号の方が短い場合は前値保持方式を、長い場合は直線補間方式を選択する補正方式選定信号を出力する。
【００３１】
以下、補正方式判定回路２２の動作について説明する。図５（ａ）に示すＦＭ復調信号に対して、図５（ｃ）に示すように補正期間信号がパルス性ノイズ発生期間より短い場合には、補正期間信号の終端部のＦＭ復調信号にパルス性ノイズが存在する。このため、補正期間の始点と終点でのＦＭ復調信号値の差（｜Ｓ−Ｅ１｜）が大きくなるという問題が生じる。逆に、補正期間信号がパルス性ノイズ発生期間に正しく対応しておれば、補正期間の始点と終点のＦＭ復調信号の値の差（｜Ｓ−Ｅ２｜）は、平均的なＦＭ復調信号の振幅レベルより小さいはずである。そこで、前記終点と始点のＦＭ復調信号の差｜Ｓ−Ｅ｜が平均的なＦＭ復調信号の大きさより大きい場合（図中｜Ｓ−Ｅ１｜）は、補正幅が短いためパルス性ノイズが発生している可能性がある。すなわち、補正期間信号がパルス性ノイズ発生期間より短いと判定する。
【００３２】
図６は補正方式判定回路２２の構成例を示す図であり、図５によりその動作を説明する。図において、３２、３３はホールド回路、３４は減算回路、３５は絶対値回路、３６は絶対値回路３７とＬＰＦ３８で構成されるレベル検出回路、３９は判定回路である。
【００３３】
以下、動作について説明する。図６において、ホールド回路３２、３３にはＦＭ復調信号と補正期間信号が入力され、ホールド回路３２には補正期間信号の立ち上がり部分のＦＭ復調信号の値Ｓが、ホールド回路３３には立ち下がり部分の値Ｅ（図５（ａ）のＥ１またはＥ２）が保持される。次いで、減算回路３４で（Ｓ−Ｅ）を計算し、絶対値回路３５で（Ｓ−Ｅ）の大きさを求める。
【００３４】
また、レベル検出回路３６では絶対値回路３７とカットオフ周波数が低いＬＰＦ３８により、図５（ｂ）に示すようなパルス性ノイズ成分が除去されたＦＭ復調信号の平均的な振幅を示すＦＭ復調信号レベル検出信号Ｐを求める。
【００３５】
次に、図５（ｃ）のように補正期間信号がパルス性ノイズ発生期間ｔ１より短い場合について説明する。パルス性ノイズにより補正期間の始点のＦＭ復調信号の値はＳ、終点の値はＥ１である。この場合はＦＭ復調信号の値の差（Ｓ−Ｅ１）はＦＭ復調信号レベル検出信号の値Ｐよりも大きくなり得る。
【００３６】
次に、判定回路３９は絶対値回路３５で求めた減算回路の出力｜Ｓ−Ｅ１｜とレベル検出回路３６のレベル検出信号出力Ｐを比較し、（Ｓ−Ｅ１）＞Ｐならば補正期間信号がパルス性ノイズ発生期間ｔ１より短いと判定する。
【００３７】
また、補正期間信号が図５（ｄ）のようにパルス性ノイズ発生期間より短くない場合は、絶対値回路３５の出力信号｜Ｓ−Ｅ２｜よりＦＭ復調信号レベル検出信号の値Ｐ方が大きいので、判定回路３９は（Ｓ−Ｅ２）＜Ｐならば補正期間信号がパルス性ノイズ発生期間ｔ１より短いとは判定しない。
【００３８】
以上のように、図６に示す補正方式判定回路２２はパルス性ノイズ発生期間より補正期間信号が短い場合を検出することができる。
【００３９】
よって、図４で示したように補正期間信号の方がパルス性ノイズ発生期間より短い場合には前値保持方式の方が直線補間方式より補正誤差が少ないので、補正方式判定回路２２が補正期間信号の方がパルス性ノイズ発生期間より短いと判定した場合、前値保持方式を選択する補正方式選択信号を出力し、パルス性ノイズを含んだＦＭ復調信号を前値保持方式補正回路１４により補正する。
【００４０】
実施の形態２．
図７はこの発明の実施の形態２であるノイズ抑圧装置のブロック構成図である。図において、１はＦＭ復調回路、５はステレオ復調回路、１４は前値保持方式補正回路、２１はノイズ検出回路、２２は補正方式判定回路、２３は直線補間方式補正回路、２４はスイッチ回路、４０はフィルターである。なお、図１と同一部分については重複する説明は省略する。
【００４１】
図７において、フィルター４０としてＨＰＦ（高域通過フィルター）を用いてＦＭ復調信号の低域成分を抑圧した後、補正方式判定回路２２に入力する。パルス性ノイズは高域成分を多く含んでいるので、フィルター４０によるパルス性ノイズの減衰は小さい。また、フロアーノイズの成分は全帯域に広く分布しているので、補正方式判定回路２２にはフロアーノイズの高域成分とパルス性ノイズを主成分とした信号が入力される。
【００４２】
図８（ａ）、（ｂ）にパルス性ノイズがｔ１の期間に発生した場合のフィルター４０（ＨＰＦ）の入力信号と出力信号波形例を示すが、出力信号ではパルス性ノイズの割合が大きくなっており、低域成分が減衰されていることが分かる。この出力信号を補正方式判定回路２２に入力すると、図６のレベル検出回路３６の出力レベルＰは主にフロアーノイズの平均的なレベルになる。なお、このレベルＰはフロアーノイズが大きい場合に、フロアーノイズをパルス性ノイズとして誤った判定をすることを防止するために用いられる。一方、フィルター４０によるパルス性ノイズの抑圧は小さいので、補正期間信号が短い場合、ホールド回路３２はパルス性ノイズが無く、フロアーノイズを主成分とする振幅が小さい部分のレベルを保持し、ホールド回路３３はパルス性ノイズ部分のレベルを保持するので、絶対値回路３５の出力｜Ｓ−Ｅ｜の方がレベル検出回路３６の出力より大きくなる。
【００４３】
以上のように、補正方式判定回路２２の入力として、ＦＭ復調信号の低域成分（主に、正規のオーディオ信号）を減衰させた信号を用いたので、判定回路３９の２つの入力信号｜Ｓ−Ｅ｜とＰがオーディオ信号をほとんど含まない。そのため、パルス性ノイズの発生期間と補正期間信号の大小関係の判定がオーディオ信号の影響を受けにくくなるので、補正方式の判定精度が向上する。
【００４４】
さらに、フィルター４０で複数の帯域に分割して、補正方式判定回路２２において各々の帯域毎にパルス性ノイズの発生期間と補正期間信号の大小関係を判定し、何れかの帯域で補正期間信号がパルス性ノイズの発生期間より小さいと判定された場合に前値保持方式による補正を選択しても良い。この処理によりパルス性ノイズが特定の周波数成分に偏った場合も検出できる可能性が高まり補正方式選定の判定の確度が向上する。
【００４５】
実施の形態３．
実施の形態３は入力信号に含まれるパルス性ノイズの発生期間より補正期間信号の方が短い場合に、補正期間信号がパルス性ノイズの発生期間に一致するような補正（以下、補正期間信号の修正）を実施することにより、補正されたＦＭ復調信号にパルス性ノイズが残留しないようにするものである。
【００４６】
図９に実施の形態３のブロック構成図を示す。図において、１はＦＭ復調回路、５はステレオ復調回路、２１はノイズ検出回路、２３は直線補間方式補正回路、２５は補正期間信号の妥当性を判定する補正期間判定回路、４１は補正期間修正回路である。なお、図１、図７と同一部分については重複する説明は省略する。
【００４７】
ノイズ検出回路２１でＦＭ復調信号に含まれるパルス性ノイズを検出して補正期間信号を出力するが、すでに説明したようにパルス性ノイズの発生期間が長い場合はパルス性ノイズを検出して得た補正期間信号が実際のパルス性ノイズより短くなる場合がある。図９においては、補正期間判定回路２５によりノイズ検出回路２１による補正期間信号の終了後についてもパルス性ノイズの状態を監視続け、パルス性ノイズ有無についての判定信号を出力し、補正期間修正回路４１により補正期間信号の修正を実施するようにしている。
【００４８】
補正期間修正回路４１は、直線補間方式補正回路２３を制御する修正補正期間信号をノイズ検出回路２１から出力される補正期間信号によりセットし、補正期間判定回路２５から出力される補正期間信号の終了後のパルス性ノイズ無しの判定信号により、前記修正補正期間信号をリセットするように動作する。
【００４９】
図１０に補正期間判定回路２５の構成例を示す。図１０に入力されるＦＭ復調信号はＡ／Ｄ変換器４２でディジタル化される。メモリ４３はＡ／Ｄ変換器４２が新しいデータをサンプリング毎に最も古いデータを捨て新しいデータを蓄積するとともに、制御回路４４は補正期間修正回路４１から出力される修正補正期間信号の立ち上がり直前のデータをデータＳとしてメモリ４３に記憶させる。また、修正補正期間信号の存続期間中のデータをデータＥとして逐一メモリ４３に記憶させる。さらに、減算回路４５と絶対値回路４６により｜Ｓ−Ｅ｜を演算により求める。
【００５０】
レベル検出回路４７は絶対値回路４７ａとＬＰＦ４７ｂにより構成され、ＦＭ復調信号の平均的な振幅Ｐを求める。判定回路４８は絶対値回路４６の出力信号｜Ｓ−Ｅ｜とレベル検出回路４７の出力Ｐを比較し、｜Ｓ−Ｅ｜＞Ｐの場合、パルス性ノイズの発生期間が終了していないことを示す信号として、パルス性ノイズ有の判定信号（例えば「１」）を出力する。また、｜Ｓ−Ｅ｜＜＝Ｐの場合、パルス性ノイズの発生期間が終了したことを示す信号として、パルス性ノイズ無しの判定信号（例えば「０」）を出力する。
【００５１】
補正期間判定回路２５は以上のように動作するので、補正期間修正回路４１出力の修正補正期間信号をパルス性ノイズ発生期間に一致させることができる。
【００５２】
直線補間方式補正回路２３は、前記修正補正期間信号によりＦＭ復調信号におけるパルス性ノイズ発生部分を直線補間により補正する。
【００５３】
図１１は直線補間による補正波形の一例を示す。図中（ａ）はパルス性ノイズ発生期間より短い補正期間信号を、（ｂ）は修正補正期間信号を用いた補正波形を示すが、修正補正期間信号を用いることにより、パルス性ノイズ発生部分において良好な直線補間が実現されていることが分かる。
【００５４】
以上のように、パルス性ノイズ発生期間を検出後、補正期間の始点のＦＭ復調信号の値を基準に、ＦＭ復調信号の変化を検出し、その変化値がその近傍における平均的なＦＭ復調信号振幅を上回る範囲をパルス性ノイズ発生期間と判定し、パルス性ノイズ発生期間に一致する修正補正期間信号を得てＦＭ復調信号を補正するようにしたので、パルス性ノイズ発生部分の補正が正しく行える。
【００５５】
実施の形態４．
図１２はこの発明の実施の形態４であるノイズ抑圧装置のブロック構成図である。図において、１はＦＭ復調回路、５はステレオ復調回路、２１はノイズ検出回路、２３は直線補間方式補正回路、２５は補正期間判定回路、４０はフィルター、４１は補正期間修正回路である。なお、図７、図９と同一部分については重複する説明は省略する。
【００５６】
図１２において、フィルター４０としてＨＰＦ（高域通過フィルター）を用いてＦＭ復調信号の低域成分を抑圧した後、補正期間判定回路２５に入力する。パルス性ノイズは高域成分を多く含んでいるので、フィルター４０によるパルス性ノイズの減衰は小さい。故に、補正期間判定回路２５にはパルス性ノイズを主成分とした信号が入力される。
【００５７】
図８にパルス性ノイズがｔ１の期間に発生した場合のフィルター４０の入力信号と出力信号波形を示す。図８（ｂ）はパルス性ノイズの割合が大きくなっており、低域成分が減衰されている。このフィルター４０の出力信号を補正期間判定回路２５に入力すると、図１０のレベル検出回路４７の出力レベルＰが小さくなる。
【００５８】
一方、フィルター４０によるパルス性ノイズの抑圧は小さいので、メモリ４３に記憶される補正期間の始点のデータＳはパルス性ノイズが無く振幅が極めて小さい部分の値であるので、データＥが修正補正期間信号の存続期間中のパルス性ノイズ部分の値であるか否かにより、絶対値回路４６の出力｜Ｓ−Ｅ｜の値が大きく異なる。そのため、補正期間判定回路２５における補正期間信号の妥当性の判断が極めて容易になる。
【００５９】
以上のように、補正期間判定回路２５の入力として、ＦＭ復調信号の低域成分（主に、正規のオーディオ信号）を減衰させた信号を用いたので、判定回路４８の２つの入力信号｜Ｓ−Ｅ｜とＰがオーディオ信号をほとんど含まない。そのため、パルス性ノイズの発生期間と補正期間信号の大小関係の判定がオーディオ信号の影響を受けにくくなるので、補正方式の判定精度が向上する。
【００６０】
さらに、フィルター４０で複数の帯域に分割して、補正期間判定回路２５において各々の帯域毎にパルス性ノイズの有無を検出し、何れかの帯域でパルス性ノイズが検出され続ける範囲において補正期間信号を延長して修正補正期間信号を得るようにしても良い。この処理によりパルス性ノイズが特定の周波数成分に偏った場合でも補正期間信号の妥当性を正しく判定できる可能性が高まり、補正期間信号の修正の確度が向上する。
【００６１】
なお、実施の形態１ないし４に記載の各回路は集積回路の中に組み込まれても、また、マイクロプロセッサのソフトウェアにより実現されても良いことは言うまでもない。
【００６２】
【発明の効果】
上述したように、この発明によれば以下に述べる効果を奏する。
【００６３】
本発明に係わる請求項１のノイズ抑圧装置は、ノイズ検出手段により得られた補正期間信号が実際のノイズ発生期間より短いと判定された場合に、実際のノイズの発生期間より補正期間信号が短いことによる補正誤差の発生が少ない前値保持方式によりノイズ発生期間のＦＭ復調信号を補正するようにしたので、補正誤差の少ないＦＭ復調信号が得られる。
【００６４】
請求項２のノイズ抑圧装置は、補正期間信号の始端と終端に対応するＦＭ復調信号の差の絶対値がＦＭ復調信号の平均的な振幅より大きい場合に前記補正期間信号が実際のノイズ発生期間より短いと判定するようにしたので、補正期間信号の妥当性の判定が容易になる。
【００６５】
請求項３のノイズ抑圧装置は、補正期間信号の始端と終端に対応するＦＭ復調信号の高域成分の差の絶対値がＦＭ復調信号の高域成分の平均的な振幅より大きい場合に前記補正期間信号が実際のノイズ発生期間より短いと判定するので、ＦＭ復調信号に影響されずに補正期間信号の妥当性の判定精度が向上する。
【００６６】
請求項４のノイズ抑圧装置は、複数の帯域に分割されたＦＭ復調信号の高域成分の何れかの帯域において、補正期間信号の始端と終端に対応するＦＭ復調信号の高域成分の差の絶対値がＦＭ復調信号の高域成分の平均的な振幅より大きい場合に前記補正期間信号が実際のノイズ発生期間より短いと判定するので、ノイズの周波数成分に偏りが発生した場合においても補正期間信号の妥当性について精度の良い判定が得られる。
【００６７】
請求項５のノイズ抑圧装置は、前記補正期間信号の始端に対応するＦＭ復調信号と前記補正期間信号の終端以後のＦＭ復調信号の差の絶対値がＦＭ復調信号の平均的な振幅より小さくなった時点まで補正期間信号を延長した修正補正期間信号により補間補正するようにしたので、良好なＦＭ復調信号の補間補正が可能になる。
【００６８】
請求項６のノイズ抑圧装置は、補正期間信号の始端と終端に対応するＦＭ復調信号の高域成分の差の絶対値が、ＦＭ復調信号の高域成分の平均的な振幅より小さくなった時点まで補正期間信号を延長した修正補正期間信号により補間補正するようにしたので、更に良好なＦＭ復調信号の補間補正が可能になる。
【００６９】
請求項７のノイズ抑圧装置は、複数の帯域に分割されたＦＭ復調信号の高域成分の何れかの帯域において、補正期間信号の始端と終端に対応するＦＭ復調信号の高域成分の差の絶対値がＦＭ復調信号の高域成分の平均的な振幅より小さくなった時点まで補正期間信号を延長した修正補正期間信号により補間補正するようにしたので、ノイズの周波数成分に偏りが発生した場合においても良好なＦＭ復調信号の補間補正が可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施の形態１におけるノイズ抑圧装置の構成を示すブロック図である。
【図２】実施の形態１におけるノイズ検出回路の構成を示すブロック図である。
【図３】実施の形態１におけるノイズ検出回路の動作を説明する図である。
【図４】短い補正期間信号による直線補間方式の補正と前値保持方式の補正を説明する図である。
【図５】実施の形態１における補正方式判定回路の動作を説明する図である。
【図６】実施の形態１における補正方式判定回路の構成を示すブロック図である。
【図７】実施の形態２におけるノイズ抑圧装置の構成を示すブロック図である。
【図８】実施の形態２におけるフィルター４０の動作を説明する図である。
【図９】実施の形態３におけるノイズ抑圧装置の構成を示すブロック構成図である。
【図１０】実施の形態３における補正方式判定回路の構成を示すブロック構成図である。
【図１１】短い補正期間信号と修正補正期間信号による直線補間を説明する図である。
【図１２】実施の形態４におけるノイズ抑圧装置の構成を示すブロック構成図である。
【図１３】従来のパルス性ノイズ抑圧装置の構成を示すブロック図である。
【図１４】補正期間信号によるパルス性ノイズ部分の前値保持方式と直線補間方式の補正を説明する図である。
【図１５】短い補正期間信号によるパルス性ノイズ部分の直線補間補正を説明する図である。
【符号の説明】
１ ＦＭ復調回路、５ ステレオ復調回路、１１ ノイズ検出回路、１４ 前値保持方式補正回路、２１ ノイズ検出回路、２２ 補正方式判定回路、２３ 直線補間方式補正回路、２４ スイッチ回路、２５ 期間判定回路、４０ フィルター、４１は補正期間修正回路。
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＦＭ受信時に発生する電動ミラーノイズなど電磁波ノイズに起因するパルス性のノイズ（以下、パルス性ノイズと称する）を抑圧し良好な出力オーディオ信号を得るＦＭ受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
自動車の環境においてはイグニッションノイズ、ミラーノイズなどパルス性の電磁波ノイズが発生する。このパルス性の電磁波ノイズはカーラジオのアンテナに混入するため、ＦＭ信号を復調して得られるオーディオ信号にもパルス性ノイズが発生する。このためカーラジオでは一般にパルス性ノイズ抑圧装置が用いられている。
【０００３】
図１３は例えば特開昭６３−８７０２６号公報に記載の従来のＦＭ受信機におけるパルス性ノイズ抑圧装置のブロック図である。図において、１はＦＭ復調回路、２は遅延回路、３はゲート回路、４はレベルホールド回路、５はステレオ復調回路、６はノイズ検出用のＨＰＦ（ハイパスフィルタ）、７はノイズアンプ、８はノイズ検波回路、９は波形整形回路、１０は積分回路、１１はノイズ検出回路、１４は前値保持方式補正回路である。
【０００４】
ＦＭ受信機のＦＭ中間周波数信号をＦＭ復調回路１に入力すると、ＦＭ復調信号が出力される。このＦＭ復調信号がＬＰＦ（ローパスフィルタ）からなる遅延回路２に供給されて遅延され、遅延回路２の出力はゲート回路３、そしてレベルホールド回路４を介してステレオ復調回路５に供給され、ＬｃｈとＲｃｈのオーディオ信号が分離され出力される。なお、遅延回路２は後述するパルス性ノイズがＨＰＦ６に供給されてからゲート回路３を遮断状態にするまでの時間を補うために設けている。
【０００５】
また、前記ＦＭ復調信号はノイズ検出用のＨＰＦ６に供給され、ＨＰＦ６により抽出されたノイズ成分信号はノイズアンプ７によって増幅されてノイズ検波回路８に供給される。ノイズ検波回路８はノイズアンプ７の出力信号を整流する整流回路からなり、このノイズ検波出力は波形整形回路９および積分回路１０に供給される。波形整形回路９は前記ノイズ検波出力を所定の時間のパルス幅の補正期間信号に変換してゲート回路３に供給する。波形整形回路９からゲート回路３に供給された補正期間信号によってゲート回路３は駆動されて信号遮断状態になり、信号遮断状態時にはレベルホールド回路４によって信号遮断前の遅延出力レベルが保持されてステレオ復調回路５に供給される。
【０００６】
以上により、図１４（ａ）に示すような復調信号のノイズ期間ｔ１部分が、同図（ｂ）に示す補正期間信号により、同図（ｃ）に示すように前値補間され、これによって電位の急変によるスパイクの発生が防止される。なお、波形整形回路９からノイズ検出パルスが供給されていない場合は、ゲート回路３とレベルホールド回路４はスルー状態になる。
【０００７】
また、積分回路１０によりノイズ検波出力を平滑化してノイズレベルに応じた直流信号を得て、その直流信号をノイズアンプ７にフィードバックすることによりＡＧＣループを形成し、ノイズレベルが高くなるとノイズアンプ７の利得を下げるようにしている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
以上のような構成では、パルス性ノイズの補正に前値ホールドを用いているので補正誤差が大きくなる。そこでステレオ復調後の信号に対して図１４（ｄ）に示すような直線補間を行い、補正誤差を小さくすることが考えられる。
【０００９】
しかしながら、前記のような構成のノイズ検出回路１１によるノイズ検出パルスの生成においては、発生したパルス性ノイズの期間が長い場合は積分回路１０の出力信号が大きくなりノイズアンプ７のゲインが小さくなっていく。このため、ノイズアンプ７の出力のパルス性ノイズの振幅が小さくなっていき、パルス性ノイズが検出されなくなる。よって、パルス性ノイズの発生期間が長い場合はパルス性ノイズの検出期間が実際のノイズ発生期間より短くなる。すなわち、波形整形回路９から得られるノイズ検出パルスが実際のノイズ発生期間より短くなることがある。
【００１０】
前記のような実際のノイズ発生期間より短いノイズ検出パルスを用いてＦＭ復調信号を直線補間で補正した例を図１５に示す。図１５（ｃ）に示すように、直線補間に用いる補正期間の終端の値にパルス性ノイズが含まれるので、十分な補正ができないだけではなく、逆に大きな補正誤差を発生することがある。
【００１１】
本発明はこの点に鑑み、パルス性ノイズの発生期間が長い場合の補正誤差の低減を目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
この発明に係わる請求項１のノイズ抑圧装置は、ＦＭ復調信号からノイズ発生期間を検出して補正期間信号を出力するノイズ検出手段と、前記補正期間信号に基づき、前記ノイズ発生期間のＦＭ復調信号を前記ノイズ発生期間直前の信号を用いて補正する前値保持方式補正手段と、前記補正期間信号に基づき、前記ノイズ発生期間のＦＭ復調信号を前記ノイズ発生期間の前後の信号を用いて補間補正する補間方式補正手段と、前記補正期間信号が実際のノイズ発生期間より短いと判定された場合に、前記前値保持方式の選択を決定する補正方式判定手段と、前記補正方式判定手段の出力に応じて前記前値保持方式補正手段と前記補間方式補正手段の何れかを選択する補正方式選択手段とを備えることを特徴とする。
【００１３】
また、請求項２のノイズ抑圧装置は、請求項１に記載のノイズ抑圧装置において、補正方式判定手段が、補正期間信号の始端と終端に対応するＦＭ復調信号の差の絶対値がＦＭ復調信号の平均的な振幅より大きい場合に前記補正期間信号が実際のノイズ発生期間より短いと判定することを特徴とする。
【００１４】
また、請求項３のノイズ抑圧装置は、請求項２に記載のノイズ抑圧装置において、補正方式判定手段が、補正期間信号の始端と終端に対応するＦＭ復調信号の高域成分の差の絶対値がＦＭ復調信号の高域成分の平均的な振幅より大きい場合に前記補正期間信号が実際のノイズ発生期間より短いと判定することを特徴とする。
【００１５】
また、請求項４のノイズ抑圧装置は、請求項２に記載のノイズ抑圧装置において、補正方式判定手段が、複数の帯域に分割されたＦＭ復調信号の高域成分の何れかの帯域において、補正期間信号の始端と終端に対応するＦＭ復調信号の高域成分の差の絶対値がＦＭ復調信号の高域成分の平均的な振幅より大きい場合に前記補正期間信号が実際のノイズ発生期間より短いと判定することを特徴とする。
【００１６】
また、請求項５のノイズ抑圧装置は、ＦＭ復調信号からノイズ発生期間を検出して補正期間信号を出力するノイズ検出手段と、前記補正期間信号の始端に対応するＦＭ復調信号と前記補正期間信号の終端以後のＦＭ復調信号の差の絶対値がＦＭ復調信号の平均的な振幅より小さくなった時点で、ノイズ発生期間終了の判定信号を出力する補正期間判定手段と、補正期間信号終了後から前記判定信号が出力されるまでの間、前記補正期間信号を延長して修正補正期間信号を出力する補正期間修正手段と、前記修正補正期間信号に基づき、前記ノイズ発生期間のＦＭ復調信号を前記ノイズ発生期間の前後の信号を用いて補間補正する補間方式補正手段とを備えることを特徴とする。
【００１７】
また、請求項６のノイズ抑圧装置は、請求項５に記載のノイズ抑圧装置において、補正期間判定手段が、補正期間信号の始端と終端に対応するＦＭ復調信号の高域成分の差の絶対値がＦＭ復調信号の高域成分の平均的な振幅より小さくなった時点で、ノイズ発生期間終了の判定信号を出力することを特徴とする。
【００１８】
また、請求項７のノイズ抑圧装置は、請求項５に記載のノイズ抑圧装置において、補正期間判定手段が、複数の帯域に分割されたＦＭ復調信号の高域成分の何れかの帯域において、補正期間信号の始端と終端に対応するＦＭ復調信号の高域成分の差の絶対値がＦＭ復調信号の高域成分の平均的な振幅より小さくなった時点で、ノイズ発生期間終了の判定信号を出力することを特徴とする。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、この発明をその実施の形態を示す図面に基づいて具体的に説明する。
【００２０】
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１であるＦＭ受信機におけるパルス性ノイズ抑圧装置のブロック構成図であり、図において、１はＦＭ復調回路、５はステレオ復調回路、１４は前値保持方式補正回路、２１はノイズ検出回路、２２は補正方式判定回路、２３は直線補間方式補正回路、２４はスイッチ回路である。なお、図１３と同一部分については重複する説明は省略する。
【００２１】
また、図２は検出回路２１の一例を示すブロック図であり、図において、２６はＨＰＦ、２７は絶対値回路、２８はＬＰＦ、２９は乗算回路、３０は比較回路、３１は補正期間生成回路である。
【００２２】
ＦＭ復調信号に含まれるパルス性ノイズの成分は、広い範囲に分布しており、ＦＭ復調信号あるいは出力されるオーディオ信号に必要な周波数成分が分布している帯域の外にもパルス性ノイズの成分が存在する。そこで、ＨＰＦ２６でＦＭ復調信号の高域成分をパルス性ノイズ成分を含むノイズ成分として抽出している。図３（ａ）にＨＰＦ２６の入力されるＦＭ復調信号、図３（ｂ）にＨＰＦ２６の出力信号を示す。図３（ａ）の期間ｔ１の部分にパルス性ノイズが発生しており、図３（ｂ）ではそのパルス性ノイズが抽出されている様子を示している。
【００２３】
次に絶対値回路２７でＨＰＦ２６の出力信号の絶対値を求める。図３（ｃ）に絶対値回路２７の出力信号を示す。比較回路３０は該絶対値回路２７の出力信号が乗算回路２９から出力される閾値より大きい場合に、パルス性ノイズが発生したと判断して補正期間信号を補正期間生成回路３１に送出する。
【００２４】
ここで乗算回路２９から出力される閾値について説明する。ＦＭ復調された信号にはパルス性ノイズ以外に、バックグラウンドノイズや回路ノイズ（以下、フロアーノイズと称す）が含まれる。自動車は通常移動するので、ＦＭ放送信号の受信状態は刻一刻と変化するため、フロアーノイズのレベルも刻一刻と変化する。
【００２５】
パルス性ノイズがフロアーノイズより小さい場合、フロアーノイズにマスクされて聞こえにくい。また、フロアーノイズより小さい閾値を設定するとフロアーノイズをパルス性ノイズとして誤った判定をする。そこで、一般にフロアーノイズを基準にして閾値を求める。フロアーノイズは、所謂ランダムノイズであるので強い高周波成分を持たず全帯域に広く分布している。そのため、ＬＰＦ２８により絶対値回路２７の出力から低域成分を抽出した信号をフロアーノイズの大きさに比例する信号とし、ＬＰＦ２８の出力信号に乗算回路２９で係数を乗算して閾値としている。
【００２６】
比較回路３０で絶対値回路２７の出力信号と乗算回路２９から出力される閾値を比較し、絶対値回路２７の出力信号の方が大きい場合にパルス性ノイズが発生したと判定する。しかしながら、パルス性ノイズは瞬間的には閾値より小さくなる場合もあるので、比較回路３０の出力信号は図３（ｄ）のようにパルス性ノイズが発生した期間ｔ１において連続しないことがある。
【００２７】
期間ｔ１においてはパルス性ノイズが発生しているので、期間ｔ１の全期間を補正する必要がある。このために補正期間生成回路３１は、図３（ｄ）の期間ｔ１のようにパルス性ノイズの検出間隔が短い場合には、図３（ｅ）の期間ｔ１のように連続した補正期間信号を得る処理をしている。この処理により図３（ｅ）のようにパルス性ノイズ発生期間ｔ１で連続する補正期間信号が得られる。以上がノイズ検出回路２１の動作である。
【００２８】
次に、パルス性ノイズ発生期間ｔ１より前記補正期間信号が短くなる場合があるので、これについて説明する。前述のように絶対値回路２７でＨＰＦ２６の出力信号の絶対値を求めて図３（ｃ）に示すような信号を得、さらにＬＰＦ２８を通すと、ＬＰＦ２８の出力は図３（ｆ）に示すように漸増する。すなわち、パルス性ノイズの発生期間が長いとフロアーノイズではなくパルス性ノイズによってＬＰＦ２８の出力信号が徐々に大きくなり、閾値が次第に高くなる。そのために、パルス性ノイズの発生期間ｔ１の終点に近い側でパルス性ノイズが検出されなくなり、図３（ｇ）に示すように補正期間信号がパルス性ノイズ発生期間ｔ１より短くなることがある。
【００２９】
図１５に、補正期間信号がパルス性ノイズ発生期間ｔ１より短い状態（以下、短い補正期間信号と称す）でパルス性ノイズ部分を直線補間した例を示す。図１５（ａ）に示すパルス性ノイズを含むＦＭ復調信号を図１５（ｂ）に示す短い補正期間信号で直線補間すると、図１５（ｃ）のように直線補間部分の終端がパルス性ノイズのため補正誤差が大きくなり、さらに、短い補正期間信号の終端以降はパルス性ノイズが何らの処理もされずに出力される。
【００３０】
パルス性ノイズ発生期間より補正期間信号が短い場合の直線補間方式と前値保持方式による補正の例を図４（ａ）、（ｂ）に示すが、このような場合は前値保持方式の方が補正による弊害が少ない。そのために、補正方式判定回路２２でパルス性ノイズ発生期間と補正期間信号の大小関係を判定し、補正期間信号の方が短い場合は前値保持方式を、長い場合は直線補間方式を選択する補正方式選定信号を出力する。
【００３１】
以下、補正方式判定回路２２の動作について説明する。図５（ａ）に示すＦＭ復調信号に対して、図５（ｃ）に示すように補正期間信号がパルス性ノイズ発生期間より短い場合には、補正期間信号の終端部のＦＭ復調信号にパルス性ノイズが存在する。このため、補正期間の始点と終点でのＦＭ復調信号値の差（｜Ｓ−Ｅ１｜）が大きくなるという問題が生じる。逆に、補正期間信号がパルス性ノイズ発生期間に正しく対応しておれば、補正期間の始点と終点のＦＭ復調信号の値の差（｜Ｓ−Ｅ２｜）は、平均的なＦＭ復調信号の振幅レベルより小さいはずである。そこで、前記終点と始点のＦＭ復調信号の差｜Ｓ−Ｅ｜が平均的なＦＭ復調信号の大きさより大きい場合（図中｜Ｓ−Ｅ１｜）は、補正幅が短いためパルス性ノイズが発生している可能性がある。すなわち、補正期間信号がパルス性ノイズ発生期間より短いと判定する。
【００３２】
図６は補正方式判定回路２２の構成例を示す図であり、図５によりその動作を説明する。図において、３２、３３はホールド回路、３４は減算回路、３５は絶対値回路、３６は絶対値回路３７とＬＰＦ３８で構成されるレベル検出回路、３９は判定回路である。
【００３３】
以下、動作について説明する。図６において、ホールド回路３２、３３にはＦＭ復調信号と補正期間信号が入力され、ホールド回路３２には補正期間信号の立ち上がり部分のＦＭ復調信号の値Ｓが、ホールド回路３３には立ち下がり部分の値Ｅ（図５（ａ）のＥ１またはＥ２）が保持される。次いで、減算回路３４で（Ｓ−Ｅ）を計算し、絶対値回路３５で（Ｓ−Ｅ）の大きさを求める。
【００３４】
また、レベル検出回路３６では絶対値回路３７とカットオフ周波数が低いＬＰＦ３８により、図５（ｂ）に示すようなパルス性ノイズ成分が除去されたＦＭ復調信号の平均的な振幅を示すＦＭ復調信号レベル検出信号Ｐを求める。
【００３５】
次に、図５（ｃ）のように補正期間信号がパルス性ノイズ発生期間ｔ１より短い場合について説明する。パルス性ノイズにより補正期間の始点のＦＭ復調信号の値はＳ、終点の値はＥ１である。この場合はＦＭ復調信号の値の差（Ｓ−Ｅ１）はＦＭ復調信号レベル検出信号の値Ｐよりも大きくなり得る。
【００３６】
次に、判定回路３９は絶対値回路３５で求めた減算回路の出力｜Ｓ−Ｅ１｜とレベル検出回路３６のレベル検出信号出力Ｐを比較し、（Ｓ−Ｅ１）＞Ｐならば補正期間信号がパルス性ノイズ発生期間ｔ１より短いと判定する。
【００３７】
また、補正期間信号が図５（ｄ）のようにパルス性ノイズ発生期間より短くない場合は、絶対値回路３５の出力信号｜Ｓ−Ｅ２｜よりＦＭ復調信号レベル検出信号の値Ｐ方が大きいので、判定回路３９は（Ｓ−Ｅ２）＜Ｐならば補正期間信号がパルス性ノイズ発生期間ｔ１より短いとは判定しない。
【００３８】
以上のように、図６に示す補正方式判定回路２２はパルス性ノイズ発生期間より補正期間信号が短い場合を検出することができる。
【００３９】
よって、図４で示したように補正期間信号の方がパルス性ノイズ発生期間より短い場合には前値保持方式の方が直線補間方式より補正誤差が少ないので、補正方式判定回路２２が補正期間信号の方がパルス性ノイズ発生期間より短いと判定した場合、前値保持方式を選択する補正方式選択信号を出力し、パルス性ノイズを含んだＦＭ復調信号を前値保持方式補正回路１４により補正する。
【００４０】
実施の形態２．
図７はこの発明の実施の形態２であるノイズ抑圧装置のブロック構成図である。図において、１はＦＭ復調回路、５はステレオ復調回路、１４は前値保持方式補正回路、２１はノイズ検出回路、２２は補正方式判定回路、２３は直線補間方式補正回路、２４はスイッチ回路、４０はフィルターである。なお、図１と同一部分については重複する説明は省略する。
【００４１】
図７において、フィルター４０としてＨＰＦ（高域通過フィルター）を用いてＦＭ復調信号の低域成分を抑圧した後、補正方式判定回路２２に入力する。パルス性ノイズは高域成分を多く含んでいるので、フィルター４０によるパルス性ノイズの減衰は小さい。また、フロアーノイズの成分は全帯域に広く分布しているので、補正方式判定回路２２にはフロアーノイズの高域成分とパルス性ノイズを主成分とした信号が入力される。
【００４２】
図８（ａ）、（ｂ）にパルス性ノイズがｔ１の期間に発生した場合のフィルター４０（ＨＰＦ）の入力信号と出力信号波形例を示すが、出力信号ではパルス性ノイズの割合が大きくなっており、低域成分が減衰されていることが分かる。この出力信号を補正方式判定回路２２に入力すると、図６のレベル検出回路３６の出力レベルＰは主にフロアーノイズの平均的なレベルになる。なお、このレベルＰはフロアーノイズが大きい場合に、フロアーノイズをパルス性ノイズとして誤った判定をすることを防止するために用いられる。一方、フィルター４０によるパルス性ノイズの抑圧は小さいので、補正期間信号が短い場合、ホールド回路３２はパルス性ノイズが無く、フロアーノイズを主成分とする振幅が小さい部分のレベルを保持し、ホールド回路３３はパルス性ノイズ部分のレベルを保持するので、絶対値回路３５の出力｜Ｓ−Ｅ｜の方がレベル検出回路３６の出力より大きくなる。
【００４３】
以上のように、補正方式判定回路２２の入力として、ＦＭ復調信号の低域成分（主に、正規のオーディオ信号）を減衰させた信号を用いたので、判定回路３９の２つの入力信号｜Ｓ−Ｅ｜とＰがオーディオ信号をほとんど含まない。そのため、パルス性ノイズの発生期間と補正期間信号の大小関係の判定がオーディオ信号の影響を受けにくくなるので、補正方式の判定精度が向上する。
【００４４】
さらに、フィルター４０で複数の帯域に分割して、補正方式判定回路２２において各々の帯域毎にパルス性ノイズの発生期間と補正期間信号の大小関係を判定し、何れかの帯域で補正期間信号がパルス性ノイズの発生期間より小さいと判定された場合に前値保持方式による補正を選択しても良い。この処理によりパルス性ノイズが特定の周波数成分に偏った場合も検出できる可能性が高まり補正方式選定の判定の確度が向上する。
【００４５】
実施の形態３．
実施の形態３は入力信号に含まれるパルス性ノイズの発生期間より補正期間信号の方が短い場合に、補正期間信号がパルス性ノイズの発生期間に一致するような補正（以下、補正期間信号の修正）を実施することにより、補正されたＦＭ復調信号にパルス性ノイズが残留しないようにするものである。
【００４６】
図９に実施の形態３のブロック構成図を示す。図において、１はＦＭ復調回路、５はステレオ復調回路、２１はノイズ検出回路、２３は直線補間方式補正回路、２５は補正期間信号の妥当性を判定する補正期間判定回路、４１は補正期間修正回路である。なお、図１、図７と同一部分については重複する説明は省略する。
【００４７】
ノイズ検出回路２１でＦＭ復調信号に含まれるパルス性ノイズを検出して補正期間信号を出力するが、すでに説明したようにパルス性ノイズの発生期間が長い場合はパルス性ノイズを検出して得た補正期間信号が実際のパルス性ノイズより短くなる場合がある。図９においては、補正期間判定回路２５によりノイズ検出回路２１による補正期間信号の終了後についてもパルス性ノイズの状態を監視続け、パルス性ノイズ有無についての判定信号を出力し、補正期間修正回路４１により補正期間信号の修正を実施するようにしている。
【００４８】
補正期間修正回路４１は、直線補間方式補正回路２３を制御する修正補正期間信号をノイズ検出回路２１から出力される補正期間信号によりセットし、補正期間判定回路２５から出力される補正期間信号の終了後のパルス性ノイズ無しの判定信号により、前記修正補正期間信号をリセットするように動作する。
【００４９】
図１０に補正期間判定回路２５の構成例を示す。図１０に入力されるＦＭ復調信号はＡ／Ｄ変換器４２でディジタル化される。メモリ４３はＡ／Ｄ変換器４２が新しいデータをサンプリング毎に最も古いデータを捨て新しいデータを蓄積するとともに、制御回路４４は補正期間修正回路４１から出力される修正補正期間信号の立ち上がり直前のデータをデータＳとしてメモリ４３に記憶させる。また、修正補正期間信号の存続期間中のデータをデータＥとして逐一メモリ４３に記憶させる。さらに、減算回路４５と絶対値回路４６により｜Ｓ−Ｅ｜を演算により求める。
【００５０】
レベル検出回路４７は絶対値回路４７ａとＬＰＦ４７ｂにより構成され、ＦＭ復調信号の平均的な振幅Ｐを求める。判定回路４８は絶対値回路４６の出力信号｜Ｓ−Ｅ｜とレベル検出回路４７の出力Ｐを比較し、｜Ｓ−Ｅ｜＞Ｐの場合、パルス性ノイズの発生期間が終了していないことを示す信号として、パルス性ノイズ有の判定信号（例えば「１」）を出力する。また、｜Ｓ−Ｅ｜＜＝Ｐの場合、パルス性ノイズの発生期間が終了したことを示す信号として、パルス性ノイズ無しの判定信号（例えば「０」）を出力する。
【００５１】
補正期間判定回路２５は以上のように動作するので、補正期間修正回路４１出力の修正補正期間信号をパルス性ノイズ発生期間に一致させることができる。
【００５２】
直線補間方式補正回路２３は、前記修正補正期間信号によりＦＭ復調信号におけるパルス性ノイズ発生部分を直線補間により補正する。
【００５３】
図１１は直線補間による補正波形の一例を示す。図中（ａ）はパルス性ノイズ発生期間より短い補正期間信号を、（ｂ）は修正補正期間信号を用いた補正波形を示すが、修正補正期間信号を用いることにより、パルス性ノイズ発生部分において良好な直線補間が実現されていることが分かる。
【００５４】
以上のように、パルス性ノイズ発生期間を検出後、補正期間の始点のＦＭ復調信号の値を基準に、ＦＭ復調信号の変化を検出し、その変化値がその近傍における平均的なＦＭ復調信号振幅を上回る範囲をパルス性ノイズ発生期間と判定し、パルス性ノイズ発生期間に一致する修正補正期間信号を得てＦＭ復調信号を補正するようにしたので、パルス性ノイズ発生部分の補正が正しく行える。
【００５５】
実施の形態４．
図１２はこの発明の実施の形態４であるノイズ抑圧装置のブロック構成図である。図において、１はＦＭ復調回路、５はステレオ復調回路、２１はノイズ検出回路、２３は直線補間方式補正回路、２５は補正期間判定回路、４０はフィルター、４１は補正期間修正回路である。なお、図７、図９と同一部分については重複する説明は省略する。
【００５６】
図１２において、フィルター４０としてＨＰＦ（高域通過フィルター）を用いてＦＭ復調信号の低域成分を抑圧した後、補正期間判定回路２５に入力する。パルス性ノイズは高域成分を多く含んでいるので、フィルター４０によるパルス性ノイズの減衰は小さい。故に、補正期間判定回路２５にはパルス性ノイズを主成分とした信号が入力される。
【００５７】
図８にパルス性ノイズがｔ１の期間に発生した場合のフィルター４０の入力信号と出力信号波形を示す。図８（ｂ）はパルス性ノイズの割合が大きくなっており、低域成分が減衰されている。このフィルター４０の出力信号を補正期間判定回路２５に入力すると、図１０のレベル検出回路４７の出力レベルＰが小さくなる。
【００５８】
一方、フィルター４０によるパルス性ノイズの抑圧は小さいので、メモリ４３に記憶される補正期間の始点のデータＳはパルス性ノイズが無く振幅が極めて小さい部分の値であるので、データＥが修正補正期間信号の存続期間中のパルス性ノイズ部分の値であるか否かにより、絶対値回路４６の出力｜Ｓ−Ｅ｜の値が大きく異なる。そのため、補正期間判定回路２５における補正期間信号の妥当性の判断が極めて容易になる。
【００５９】
以上のように、補正期間判定回路２５の入力として、ＦＭ復調信号の低域成分（主に、正規のオーディオ信号）を減衰させた信号を用いたので、判定回路４８の２つの入力信号｜Ｓ−Ｅ｜とＰがオーディオ信号をほとんど含まない。そのため、パルス性ノイズの発生期間と補正期間信号の大小関係の判定がオーディオ信号の影響を受けにくくなるので、補正方式の判定精度が向上する。
【００６０】
さらに、フィルター４０で複数の帯域に分割して、補正期間判定回路２５において各々の帯域毎にパルス性ノイズの有無を検出し、何れかの帯域でパルス性ノイズが検出され続ける範囲において補正期間信号を延長して修正補正期間信号を得るようにしても良い。この処理によりパルス性ノイズが特定の周波数成分に偏った場合でも補正期間信号の妥当性を正しく判定できる可能性が高まり、補正期間信号の修正の確度が向上する。
【００６１】
なお、実施の形態１ないし４に記載の各回路は集積回路の中に組み込まれても、また、マイクロプロセッサのソフトウェアにより実現されても良いことは言うまでもない。
【００６２】
【発明の効果】
上述したように、この発明によれば以下に述べる効果を奏する。
【００６３】
本発明に係わる請求項１のノイズ抑圧装置は、ノイズ検出手段により得られた補正期間信号が実際のノイズ発生期間より短いと判定された場合に、実際のノイズの発生期間より補正期間信号が短いことによる補正誤差の発生が少ない前値保持方式によりノイズ発生期間のＦＭ復調信号を補正するようにしたので、補正誤差の少ないＦＭ復調信号が得られる。
【００６４】
請求項２のノイズ抑圧装置は、補正期間信号の始端と終端に対応するＦＭ復調信号の差の絶対値がＦＭ復調信号の平均的な振幅より大きい場合に前記補正期間信号が実際のノイズ発生期間より短いと判定するようにしたので、補正期間信号の妥当性の判定が容易になる。
【００６５】
請求項３のノイズ抑圧装置は、補正期間信号の始端と終端に対応するＦＭ復調信号の高域成分の差の絶対値がＦＭ復調信号の高域成分の平均的な振幅より大きい場合に前記補正期間信号が実際のノイズ発生期間より短いと判定するので、ＦＭ復調信号に影響されずに補正期間信号の妥当性の判定精度が向上する。
【００６６】
請求項４のノイズ抑圧装置は、複数の帯域に分割されたＦＭ復調信号の高域成分の何れかの帯域において、補正期間信号の始端と終端に対応するＦＭ復調信号の高域成分の差の絶対値がＦＭ復調信号の高域成分の平均的な振幅より大きい場合に前記補正期間信号が実際のノイズ発生期間より短いと判定するので、ノイズの周波数成分に偏りが発生した場合においても補正期間信号の妥当性について精度の良い判定が得られる。
【００６７】
請求項５のノイズ抑圧装置は、前記補正期間信号の始端に対応するＦＭ復調信号と前記補正期間信号の終端以後のＦＭ復調信号の差の絶対値がＦＭ復調信号の平均的な振幅より小さくなった時点まで補正期間信号を延長した修正補正期間信号により補間補正するようにしたので、良好なＦＭ復調信号の補間補正が可能になる。
【００６８】
請求項６のノイズ抑圧装置は、補正期間信号の始端と終端に対応するＦＭ復調信号の高域成分の差の絶対値が、ＦＭ復調信号の高域成分の平均的な振幅より小さくなった時点まで補正期間信号を延長した修正補正期間信号により補間補正するようにしたので、更に良好なＦＭ復調信号の補間補正が可能になる。
【００６９】
請求項７のノイズ抑圧装置は、複数の帯域に分割されたＦＭ復調信号の高域成分の何れかの帯域において、補正期間信号の始端と終端に対応するＦＭ復調信号の高域成分の差の絶対値がＦＭ復調信号の高域成分の平均的な振幅より小さくなった時点まで補正期間信号を延長した修正補正期間信号により補間補正するようにしたので、ノイズの周波数成分に偏りが発生した場合においても良好なＦＭ復調信号の補間補正が可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施の形態１におけるノイズ抑圧装置の構成を示すブロック図である。
【図２】実施の形態１におけるノイズ検出回路の構成を示すブロック図である。
【図３】実施の形態１におけるノイズ検出回路の動作を説明する図である。
【図４】短い補正期間信号による直線補間方式の補正と前値保持方式の補正を説明する図である。
【図５】実施の形態１における補正方式判定回路の動作を説明する図である。
【図６】実施の形態１における補正方式判定回路の構成を示すブロック図である。
【図７】実施の形態２におけるノイズ抑圧装置の構成を示すブロック図である。
【図８】実施の形態２におけるフィルター４０の動作を説明する図である。
【図９】実施の形態３におけるノイズ抑圧装置の構成を示すブロック構成図である。
【図１０】実施の形態３における補正方式判定回路の構成を示すブロック構成図である。
【図１１】短い補正期間信号と修正補正期間信号による直線補間を説明する図である。
【図１２】実施の形態４におけるノイズ抑圧装置の構成を示すブロック構成図である。
【図１３】従来のパルス性ノイズ抑圧装置の構成を示すブロック図である。
【図１４】補正期間信号によるパルス性ノイズ部分の前値保持方式と直線補間方式の補正を説明する図である。
【図１５】短い補正期間信号によるパルス性ノイズ部分の直線補間補正を説明する図である。
【符号の説明】
１ ＦＭ復調回路、５ ステレオ復調回路、１１ ノイズ検出回路、１４ 前値保持方式補正回路、２１ ノイズ検出回路、２２ 補正方式判定回路、２３ 直線補間方式補正回路、２４ スイッチ回路、２５ 期間判定回路、４０ フィルター、４１は補正期間修正回路。
Claims (7)
- ＦＭ復調信号からノイズ発生期間を検出して補正期間信号を出力するノイズ検出手段と、
前記補正期間信号に基づき、前記ノイズ発生期間のＦＭ復調信号を前記ノイズ発生期間直前の信号を用いて補正する前値保持方式補正手段と、
前記補正期間信号に基づき、前記ノイズ発生期間のＦＭ復調信号を前記ノイズ発生期間の前後の信号を用いて補間補正する補間方式補正手段と、
前記補正期間信号が実際のノイズ発生期間より短いと判定された場合に、前記前値保持方式の選択を決定する補正方式判定手段と、
前記補正方式判定手段の出力に応じて前記前値保持方式補正手段と前記補間方式補正手段の何れかを選択する補正方式選択手段とを備えることを特徴とするノイズ抑圧装置。 - 補正方式判定手段が、補正期間信号の始端と終端に対応するＦＭ復調信号の差の絶対値がＦＭ復調信号の平均的な振幅より大きい場合に前記補正期間信号が実際のノイズ発生期間より短いと判定することを特徴とする請求項１に記載のノイズ抑圧装置。
- 補正方式判定手段が、補正期間信号の始端と終端に対応するＦＭ復調信号の高域成分の差の絶対値がＦＭ復調信号の高域成分の平均的な振幅より大きい場合に前記補正期間信号が実際のノイズ発生期間より短いと判定することを特徴とする請求項１に記載のノイズ抑圧装置。
- 補正方式判定手段が、複数の帯域に分割されたＦＭ復調信号の高域成分の何れかの帯域において、補正期間信号の始端と終端に対応するＦＭ復調信号の高域成分の差の絶対値がＦＭ復調信号の高域成分の平均的な振幅より大きい場合に前記補正期間信号が実際のノイズ発生期間より短いと判定することを特徴とする請求項１に記載のノイズ抑圧装置。
- ＦＭ復調信号からノイズ発生期間を検出して補正期間信号を出力するノイズ検出手段と、
前記補正期間信号の始端に対応するＦＭ復調信号と前記補正期間信号の終端以後のＦＭ復調信号の差の絶対値がＦＭ復調信号の平均的な振幅より小さくなった時点で、ノイズ発生期間終了の判定信号を出力する補正期間判定手段と、
補正期間信号終了後から前記判定信号が出力されるまでの間、前記補正期間信号を延長して修正補正期間信号を出力する補正期間修正手段と、
前記修正補正期間信号に基づき、前記ノイズ発生期間のＦＭ復調信号を前記ノイズ発生期間の前後の信号を用いて補間補正する補間方式補正手段とを備えることを特徴とするノイズ抑圧装置。 - 補正期間判定手段が、補正期間信号の始端と終端に対応するＦＭ復調信号の高域成分の差の絶対値がＦＭ復調信号の高域成分の平均的な振幅より小さくなった時点で、ノイズ発生期間終了の判定信号を出力することを特徴とする請求項５に記載のノイズ抑圧装置。
- 補正期間判定手段が、複数の帯域に分割されたＦＭ復調信号の高域成分の何れかの帯域において、補正期間信号の始端と終端に対応するＦＭ復調信号の高域成分の差の絶対値がＦＭ復調信号の高域成分の平均的な振幅より小さくなった時点で、ノイズ発生期間終了の判定信号を出力することを特徴とする請求項５に記載のノイズ抑圧装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002206728A JP3567928B2 (ja) | 2002-07-16 | 2002-07-16 | ノイズ抑圧装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002206728A JP3567928B2 (ja) | 2002-07-16 | 2002-07-16 | ノイズ抑圧装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004056173A true JP2004056173A (ja) | 2004-02-19 |
| JP3567928B2 JP3567928B2 (ja) | 2004-09-22 |
Family
ID=31931379
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002206728A Expired - Fee Related JP3567928B2 (ja) | 2002-07-16 | 2002-07-16 | ノイズ抑圧装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3567928B2 (ja) |
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006050008A (ja) * | 2004-07-30 | 2006-02-16 | Icom Inc | ノイズの検出器、無線機、及びノイズの検出方法 |
| JP2006222925A (ja) * | 2005-01-12 | 2006-08-24 | Pioneer Electronic Corp | ノイズ除去装置 |
| WO2006098325A1 (ja) * | 2005-03-17 | 2006-09-21 | Pioneer Corporation | ノイズキャンセラ |
| WO2006098323A1 (ja) * | 2005-03-17 | 2006-09-21 | Pioneer Corporation | ノイズキャンセラ |
| WO2006098324A1 (ja) * | 2005-03-16 | 2006-09-21 | Pioneer Corporation | ノイズキャンセラ |
| WO2006106967A1 (ja) * | 2005-03-31 | 2006-10-12 | Pioneer Corporation | ノイズキャンセラ |
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| US8433077B2 (en) | 2008-04-18 | 2013-04-30 | Renesas Electronics Corporation | Noise removal device and noise removal method |
| WO2021214901A1 (ja) * | 2020-04-22 | 2021-10-28 | 三菱電機株式会社 | 入力回路 |
-
2002
- 2002-07-16 JP JP2002206728A patent/JP3567928B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JPWO2021214901A1 (ja) * | 2020-04-22 | 2021-10-28 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3567928B2 (ja) | 2004-09-22 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20040517 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20040525 |
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| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080625 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
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Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100625 Year of fee payment: 6 |
|
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|
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|
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