CN1065387C - 使用检测信号的平均幅度解调检测信号的电路 - Google Patents

使用检测信号的平均幅度解调检测信号的电路 Download PDF

Info

Publication number
CN1065387C
CN1065387C CN94113078A CN94113078A CN1065387C CN 1065387 C CN1065387 C CN 1065387C CN 94113078 A CN94113078 A CN 94113078A CN 94113078 A CN94113078 A CN 94113078A CN 1065387 C CN1065387 C CN 1065387C
Authority
CN
China
Prior art keywords
level
signal
detection signal
circuit
sign indicating
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
CN94113078A
Other languages
English (en)
Other versions
CN1117232A (zh
Inventor
近藤寿
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
NEC Corp
Original Assignee
NEC Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by NEC Corp filed Critical NEC Corp
Publication of CN1117232A publication Critical patent/CN1117232A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN1065387C publication Critical patent/CN1065387C/zh
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
    • H04L27/14—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/06—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection
    • H04L25/061—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection providing hard decisions only; arrangements for tracking or suppressing unwanted low frequency components, e.g. removal of dc offset
    • H04L25/062—Setting decision thresholds using feedforward techniques only
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/06—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection
    • H04L25/061—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection providing hard decisions only; arrangements for tracking or suppressing unwanted low frequency components, e.g. removal of dc offset
    • H04L25/066—Multilevel decisions, not including self-organising maps

Abstract

一种解调电路包括一个平均电路，一个鉴别电平发生器和一个鉴别电路。平均电路从一个检测器接收检测的信号和产生检测信号的平均幅度值。鉴别电平发生器使用平均幅度值作为参考电平产生码鉴别电平。鉴别电路通过将检测的信号与这些鉴别电平比较从检测的信号中再生一个接收的原始数字信号。接收的信号最好包括包含一个前置码的帧格式，该前置码是己调制的，使得检测信号可在其最高与最低电平间变化。

Description

使用检测信号的平均幅度解调检测信号的电路
本发明涉及在使用数字调制的无线通信系统中的解调电路，特别是涉及通过码鉴别解调检测的信号为原来的数字信号的解调电路。
近几年来，从符合计算机通信和提供各种业务的观点，移动通信系统采用数字系统。特别是，频移键控(FSK)系统因为调制信号的幅度保持不变保证有效的高频功能放大，因此，FSK系统是适用于便携无线电装置的一个调制系统。而且，在FSK系统中，建议了各种系统，如MSK(最小移频键控)和GMSK(高斯滤波的MSK)，在该系统中信号的扩频变窄，它可有效地使用有限的频带。
在使用这种数字调制的无线通信系统中，接收机要求一个解调电路，用于检测接收的信号和从检测的信号再生原来的数字码。图1表示一个常规的多值FSK解调电路的例子。
如图1中所示，由接收机2通过天线1接收的信号由检测器3检测，检测的信号通过波形整形电路4输出到一个定时信号发生器5，该定时信号发生器5产生与波形整形的信号同步的定时信号。比较器6将检测的信号与鉴别电平CL1-CL3比较，而比较的结果输出到码鉴别电路7。码鉴别电路7根据该定时信号使用比较的结果再生原始的数字码。用于再生该数字码的码鉴别电平CL1-CL3通过电阻R1-R4分压恒定电压Vcc产生。
但是，在实际上，有一个情况，由于各种变化因素如在发射机侧传输频率的变化，无线电波传播条件的变化，温度变化和在接收机侧的电压变化，由检测器3得到的检测信号的中心电压是变化的。由于码鉴别电平是固定的，由于这些因素引起的检测信号的中心电压的变化减少了每个码鉴别电平和该检测信号的电压之间的鉴别余量，导致鉴别差错增加的可能性。
在一个出版物(日本专利公开号1-93950)中，公开了改进码鉴别特性的技术，它应用了这样一个事实：通过位移取样脉冲T／2，眼图陡然张开。然而该方法也遇到当被检测的信号的中心电压变化时，由于固定的码鉴别电平而使鉴别差错可能增加的问题。
在一个出版物(日本专利公开号1-164151)中，公开了一个改进的码鉴别技术，其中码鉴别电平随着检测信号的中心电压的变化，这是通过阻隔接收机中的DC分量而产生的。但是，这个技术是防止由DC阻隔产生的变化的影响，以致该技术可能产生鉴别差错，以致该技术可能产生鉴别差错，假如由于前述因素如传输条件变化该中心电压是变化的。
考虑到现有技术的缺点，本发明的一个目的是提供能够取得较低的码鉴别差错的一种解调电路。
本发明的另一个目的是提供不考虑检测信号的中心电压的变化而能够执行正确的码鉴别的一种解调电路。
按照本发明的解调电路包括一个平均电路和一个码鉴别电路。平均电路接收检测的信号和产生检测信号的平均幅度值。码鉴别电路使用平均幅度值作为参考电平产生码鉴别电平，和通过比较检测的信号与这些鉴别电平从检测的信号中再生数字信号。接收的信号最好由包括被调制的前置码部分的预定格式组成，使得检测信号的幅度在检测信号幅度的最高电平和最低电平之间交替地以预定的定时变化。
按照本发明的解调电路进一步由用于从解调的数字信号检测该前置码的一个前置码检测电路组成。当前置码检测时使用平均幅度值作为产生鉴别电平的参考电平。该参考平均值也可用作波形整形的参考电平。
鉴别电平发生器包括用于存储参考平均值的一个存储器和用于存储相应于检测信号的理想眼图孔径的鉴别电平差的另一个存储器。鉴别电平发生器根据鉴别电平差和检测信号的参考平均值估计多个鉴别电平。
码鉴别电路最好包括一个纠错电路，用于校正检测的信号以输出一个已纠错的信号。该纠错电路首先根据鉴别电平差和参考平均值产生多个检测信号的理想的幅度值，和通过比较检测信号与理想的幅度值来检测幅度差错。然后纠错电路通过预定的定时数累加地加上幅度差错和加该结果到该检测信号进行纠错。通过累加地加上幅度差错和然后校正检测的信号减少了噪声对检测信号的影响。
从结合附图的以下叙述中，本发明的上述和其它目的、特性和优点将更清楚了，在附图中通过示意的例子表示本发明的优选实施例。
图1是表示常规的多值FSK解调电路的例子的方框图；
图2是表示按照本发明的解调电路的第一实施例的方框图；
图3是更详细地表示在图2的实施例中的波形整形电路和平均值电路的电路图；
图4是更详细地表示在相同实施例中的一个码鉴别电路的方框图；
图5A是更详细地表示在相同实施例中的一个码鉴别电平发生器的方框图；
图5B是表示图5A中的码鉴别电平发生器的功能的功能方框图；
图6是以波形表示由图5A中的码鉴别电平发生器产生的码鉴别电平和检测信号之间关系的一个视图；
图7是表示由图4中的码鉴别电路产生的数字码的电平之间的关系的视图；
图8是更详细地表示图2中的前置码检测器的方框图；
图9是表示接收信号格式的视图；
图10是表示本发明操作的例子的信号波形的视图；
图11是表示按照本发明的解调电路的第二实施例的方框图；和
图12是表示按照本发明的解调电路的第三实施例中的码鉴别电路的方框图。
在下面，作为一个例子叙述从接收的四值FSK无线电波中解调数字码的电路。
如图2所示，四值FSK波由接收机102通过天线101接收并传送到检测器103。检测器103从接收的电波中检测具有四个电压电平的信号Sd。检测的信号Sd输出到波形整形电路104，平均电路106和选择器107。
波形整形电路104接收检测的信号Sd和输出波形整形的信号Sd到定时信号发生器105。定时信号发生器105使用波形整形的信号Sd产生定时信号CK和CsK。如在后面叙述的，定时信号CK和CsK具有相同的频率和相互相移半个周期的相位。具有四电压电平的检测信号Sd由平均电路106进行平均，而得到的平均电压Sdav输出到波形整形电路104和选择器107。波形整形电路104使用平均电压Sdav作为整形波形的参考电压。
选择器107根据选择信号Ss选择任一个检测信号Sd和平均值Sdav，并且输出一个选择的信号到一个模数(A／D)转换器108。具体地讲，当选择信号Ss置于低电平″0″时，选择器107选择检测信号Sd，而当选择信号Ss置于高电平″1″时，选择器107选择平均值Sdav。任何选择的信号S由A／D转换器108转换为数字信号并且输出到码鉴别电路109。
码鉴别电路109按照定时信号CK和选择信号Ss工作。当选择信号Ss是低电平″0″时，或当所选的信号S是检测信号Sd时，码鉴别电路109执行码鉴别和输出解调的数字码。相反地，当选择信号Ss是高电平″1″时，或当所选的信号S是平均值Sdav时，码鉴别电路109使用该平均值Sdav设定用于产生码鉴别电平的参考电平。
前置码检测器110输入从码鉴别电路109来的解调的数字码和检测以接收的信号格式的前置码。一旦前置码检测器110检测到前置码，它输出具有预定脉宽的前置码检测信号Spr到与门111。
与门111接收从定时信号发生器105来的的定时信号CsK和只在前置码检测信号Spr的脉冲是高电平时输出定时信号CsK。与门111的输出信号被转发到选择器107和码鉴别电路109作为选择信号Ss，并且还转发到或门112。或门112向A／D转换器108输出从定时信号发生器105接收的定时信号CK和从与门111接收的定时信号。
平均电路：
参见图3，以示例的方法表示了波形整形电路104和平均电路106。平均电路106包括一个缓冲放大器113和由电阻R及电容C组成的一个平滑电路(或低通滤波器)。波形整形电路104包括一个比较器114，比较器114输从平均电路106输入平均值Sdav作为参考电压。
利用平均电路106的低通滤波器，具有四电压电平的检测信号被平均为大体上等于中心电压的平均电压Sdav。比较器114使用平均值Sdav作为参考电压执行检测信号Sd的波形整形。具体地讲，如果检测信号Sd的电压大于平均值Sdav，比较器114输出高电平信号，而如果检测信号Sd的电压低于平均值Sdav它输出低电平信号。因此，比较器114输出适于提取定时信号的一个矩形波Sds。
应该指出，虽然平均电路106容易以数字电路来构成，对于便携无线装置，如图3中所示的包括一个电阻和一个电容的平滑电路适于重量轻和节能的目的。
码鉴别电路：
参见图4，详细地示出了码鉴别电路109。开关401按照从与门111接收的选择信号转换所选信号S的传送方向。具体地讲，当选择信号Ss是低电平时，开关401传送所选的信号S即检测的信号Sd到鉴别电路402，而当选择信号Ss是高电平时，它传送所选的信号S即平均值Sdav到参考电平存储器403。
参考电平存储器403存储平均值Sdav的数字值作为产生码鉴别电平的参考电平。码鉴别电平发生器404产生以参考电平为中心鉴别电平(L2)的三个鉴别电平CL1-CL3，并且输出它们到鉴别电取402。鉴别电路402使用鉴别电平CL1-CL3确定哪个码电平是由检测信号Sd的电压指示的，并且在定时信号CK之后输出相应于所指示的码电平的二进制信号。
参见图5A，示例地表示码鉴别电平发生器404的结构，而图5B表示指示码鉴别电平发生器404工作的功能方框图。计算电路501使用预先存储在存储器502中假定参考电平(Sdav)是中心鉴别电平CL2的鉴别电平差(h)来估计鉴别电平CL1-CL3。具体地讲，如图5B所示，计算电路501通过从参考鉴别电平CL2中减去电平差(h)产生鉴别电平CL1，和将电平差(h)加到鉴别电平CL2产生鉴别电平CL3。预先存储在存储器502中的鉴别电平差(h)是相应于检测信号Sd的眼图中的眼孔径(h)的一个理想值。
参见图6，表示了由码鉴别电平发生器404产生的鉴别电平CL1-CL3的电平位置和检测信号Sd的眼图之间的的关系。鉴别电路402将输入检测信号Sd与鉴别电平CL1-CL3进行比较，该鉴别电平CL1和CL3具有与鉴别电平CL2的电平差(h)。
参见图7，表示了由鉴别电路402产生的码电平VL1-VL4的电平位置与检测信号Sd的眼图之间的关系。如图6和7所示，鉴别电路402判断比鉴别电平CL1低的电压的检测信号Sd是码电平VL1(码″00″)，在鉴别电平CL1和CL2之间的检测信号是码电平VL2(码″01″)，在鉴别电平CL2与CL3之间的检测信号是码电平VL3(码″11″)，而高于鉴别电平CL3的检测信号是码电平VL4(码″10″)，和电路402输出与定时信号CK同步的相应于判断结果的码。应指出，这里所用的码是格雷码。
前置码检测器：
如图8所示，前置码检测器110输入由码鉴别电路109再生的码并且检测在接收信号中的前置码部分。码鉴别电路109的二进制输出存储在预定容量的缓冲存储器601中。重合检测电路602从前置码码型存储器603和缓冲存储器601二者中读相同长度的数据，和确定它们是否相互重合。在前置码码型存储器603中，预先存储前置码码型，例如″001000100010″。
当前置码码型与从缓冲存储器601读出的相同长度的数据重合时，重合检测电路602输出一个重合信号到脉冲发生器604。一旦输入重合信号，脉冲发生器604产生前置码检测信号Spr。前置码检测信号Spr在定时信号CK脉冲的后沿到再一脉冲的前沿的时间间隔期间产生，如图10中所示的。
前置码码型和平均值Sdav：
如图9所示，具有一定格式的接收信号包括一个前置PR，它具有预定的码型，这里是一个重复的″0010″码型。在格雷码中，码″00″相应于最低电压电平VL1，而码″10″相应于最高电压电平VL4，如图7所示。因此，前置码中的码型允许最高和最低电平交替出现，导致检测的信号Sd没有偏压。
前置码的这种无偏压的检测信号由平均电路106进行平均，因而平均值Sdav变成检测信号的中心电压，可用作码鉴别的参考。而且在任何多值调制系统而不是在四值FSK系统中，前置码的检测信号一般表现为最高和最低电平的重复码型，以致于接收的数据信号的中心电压可通过平均重复码型的检测信号很容易地被检测。平均电压值Sdav包括由前述的传输条件等的变化引起的检测信号的变化，因此平均电压Sdav可用作码鉴别电平的参考以保证码鉴别不受变化因素的影响。
解调电路的工作：
在下面将参见图10的定时图叙述本实施例的工作情况。在图10中，表示了在收到前置码时检测信号的波形。
从检测器103发出的检测信号Sd是一个连续波，其幅度在四个电压电平VL1-VL4之间变化。特别是，如前所述，前置码的检测信号Sd具有在最低电平VL1与最高电平VL4之间交替地变化的波形，平均电路106平均检测信号Sd的这种电压变化以产生平均电压Sdav。
波形整流电路104使用平均值Sdav作为参考对检测信号Sd的波形整形以产生矩形信号Sds。矩形信号Sds是具有周期大体上相应于该检测信号Sd中的幅度变化的脉冲信号，如图10所示。定时信号发生器105产生与矩形信号Sds同步的两个定时信号CsK和CK。定时信号DsK与矩形信号Sds的前沿同步，而定时信号CK在矩形信号Sds脉冲的中心有一个定时，换句话说，CK定时信号是定时信号CsK移位半个周期得到的。
定时信号CK从定时信号发生器105通过或门112输出到A／D变换器108。按照定时信号CK，A／D变换器108将选择器107选择的信号从模拟变换为数字的。
当前置码检测信号Spr具有低电平″0″时，与门111的选择信号Ss也是低电平。因此，选择器107选择检测的信号Sd，和A／D变换器108变换选择的信号Sd并且输出得到的数字信号S(D1，D2，D3，…)到码鉴别电路109。在码鉴别电路109中，开关401传送变换的数字信号S到鉴别电路402，在其中再生原始的数字码。
一旦前置码检测器110使用由码鉴别电路109再生的数据检测前置码时，前置码检测信号Spr变为高电平″1″。如图10所示，前置码检测信号Spr的前沿与定时信号CK的后沿同步，和定时信号CsK后沿的定时瞬时在前置检测信号Spr的脉宽内。前置码检测信号Spr的定时和脉宽由脉冲发生器604控制。
由于前置码检测信号Spr变为高电平，定时信号CsK作为选择信号Ss从与门111输出到选择器107，A／D变换器108和码鉴别电路109。因此，选择器107选择平均值Sdav，该平均值Sdav由A／D变换器108变换为数字的平均值Dav，和码鉴别电路109的开关401传送数字的平均值Dav到参考电平存储器403。这时的平均值Sdav是通过平均在前置码周期中的检测信号的电压变化得到的，因此它代表检测信号Sd的眼图的中心电压。使用这种新引入的平均值Dav，码鉴别电平发生器404产生码鉴别电平CL1-CL3。
接着，由于前置码检测信号Spr下降，选择信号Ss变为低电平，和选择器107选择检测信号Sd，因而使用新的鉴别电平CL1-CL3继续前述的正常的数据再生操作。
每次检测到前置码时都重复上述的操作。因此，即使由于无线电波的传输频率和传播条件变化或温度变化及接收机中电源电压变化使检测信号Sd的中心电压变化，码鉴别电平可跟踪这种变化以减少码鉴别差错的可能性。而且，由于波形整波电路104的参考电压随着检测信号Sd的中心电压的变化而变化。使得在所有时间定时信号都是准确的。
参见图11，示出了本发明的第二实施例。在本实施例中，用于平均检测信号Sd的电压的平均电路701是以数字电路构成的。一个A／D变换器702，一个平均值计算器703和一个D／A变换器705按照定时信号CK工作，而一个锁存电路704按照选择信号Ss工作。
A／D变换器702变换检测信号Sd并且输出数字的检测信号Sd到码鉴别电路109和平均值计算器703。平均值计算器703计算检测信号Sd的平均电压值Sdav。平均电压值Sdav在选择信号Ss的定时中存入锁存电路704中。码鉴别电路109使用锁存的平均值Sdav以与上面叙述的相同方法产生码鉴别电平CL1-CL3，和执行从A／D变换器702通过选择器107接收的数字检测信号Sd的码鉴别。此外，锁存的平均值Sdav由D／A变换器705进行模拟变换并被用作波形整形电路104的参考电压。应指出，在本实施例中，码鉴别电路109中的开关401和参考电平存储器403不是必须的。
参见图12，表示了在本发明的第三实施例中的码鉴别电路109。本实施例中的码鉴别电路109执行检测信号Sd的纠错。在同一图中，检测信号Sd从开关401通过纠错电路801传送到鉴别电路402。
纠错电路801中的理想值发生器802输入从参考电平存储器403来的参考电平(Sdav)和产生四个理想值VL1-VL4(见图7)。理想值发生器802按照图5A中所示的码鉴别发生器404那样构成。计算电路估算(1／2)h和(3／2)h，它们又被加到或从参考电平中减去以产生理想电平VL1-VL4，如图7中所示的。
差错检测器803接收理想电平VL1-VL4，检测在检测信号Sd与相应的理想电平之间的差错(e)，和输出该差错(e)到乘法器804。乘法器804将该差错(e)乘以存储在存储器805中的加权系数α和输出其结果αe到累加加法器806。累加加法器806将αe加上预定数量的定时和输出已加的值到加法器807作为校正值E。加法器807使用校正值E校正检测信号Sd和输出校正的检测信号Sd到鉴别电路402。即使在检测信号Sd中包含很多噪声，通过αe累加上预定数量的定时信号产生校正值E，结果该噪声的影响减少了。

Claims (8)

1．一种解调电路，用于解调从接收的多值数字调制波中检测的检测信号(Sd)为数字信号，其特征在于：
用于平均该检测信号的幅度以产生一个平均幅度值的平均装置；
用于使用该平均幅度值作为参考电平产生至少一个鉴别电平的鉴别电平发生装置；和
用于将检测信号的幅度与该至少一个鉴别电平比较以再生该数字信号的鉴别装置。
2．根据权利要求1的解调电路，其中接收的多值数字调制波包括多个帧，每帧具有预定的时间间隔。
3．根据权利要求2的解调电路，其中任何帧包括已调的第一信号部分，使得检测信号的幅度可在两个电平之间交替地变化，每个电平具有偏离预定的定时信号中检测信号的最大幅度中心电平的预定电平差。
4．根据权利要求3的解调电路，其特征在于：
检测装置，用于检测从鉴别装置再生的该数字信号来的帧的第一信号部分；和
选择装置，用于当第一信号部分由检测装置检测为该平均幅度值时选择该平均装置的输出信号。
5．根据权利要求3的解调电路，其中第一信号部分包括以该帧格式的一个前置码。
6．根据权利要求1-4中的任一个权利要求的解调电路，其特征在于：用于整形检测信号的波形整形装置使用该平均幅度值作为参考电平。
7．根据权利要求1-4中的任一个权利要求的解调电路，其中鉴别电平产生装置的特征在于：
用于存储平均幅度值的第一存储装置；
用于存储相应于检测信号的理想孔径的鉴别电平差的第二存储装置；和
根据该鉴别电平差和平均幅度值估计多个鉴别电平的计算装置。
8．根据权利要求7的解调电路，其特征在于：
理想值产生装置，根据该鉴别电平差和平均幅度值产生多个检测信号的理想幅度值；
差错检测装置，根据该理想幅度值检测检测信号的幅度差错；
累加加法装置，以一个预定的间隔累加幅度差错；和
校正装置，使用累加加法装置的结果值校正检测信号，以该校正装置校正的检测信号被传送到鉴别装置。
CN94113078A 1993-11-30 1994-11-30 使用检测信号的平均幅度解调检测信号的电路 Expired - Fee Related CN1065387C (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP5300377A JP2639326B2 (ja) 1993-11-30 1993-11-30 四値ｆｓｋ受信機
JP300377/93 1993-11-30
JP300377/1993 1993-11-30

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN1117232A CN1117232A (zh) 1996-02-21
CN1065387C true CN1065387C (zh) 2001-05-02

Family

ID=17884052

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN94113078A Expired - Fee Related CN1065387C (zh) 1993-11-30 1994-11-30 使用检测信号的平均幅度解调检测信号的电路

Country Status (6)

Country Link
EP (1) EP0659000B1 (zh)
JP (1) JP2639326B2 (zh)
KR (1) KR0153388B1 (zh)
CN (1) CN1065387C (zh)
DE (1) DE69427894T2 (zh)
TW (1) TW248624B (zh)

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0993291A (ja) * 1995-09-25 1997-04-04 Sony Corp データ受信装置、復調回路及び集積回路
JPH11284674A (ja) 1998-03-30 1999-10-15 Nec Shizuoka Ltd 無線選択呼出受信機及びその同期制御方法
CN103795465B (zh) * 2013-07-31 2015-04-15 深圳光启创新技术有限公司 基于多阶幅度调制的可见光信号的编码和解码方法、装置及系统
CN109215560A (zh) * 2018-10-30 2019-01-15 惠科股份有限公司 信号调整方法及电路、显示装置

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4873702A (en) * 1988-10-20 1989-10-10 Chiu Ran Fun Method and apparatus for DC restoration in digital receivers
EP0540359A2 (en) * 1991-11-01 1993-05-05 Nokia Mobile Phones Ltd. Adaptive threshold detector

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS60174550A (ja) * 1984-02-21 1985-09-07 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 符号再生回路
JPS61193542A (ja) * 1985-02-21 1986-08-28 Toshiba Corp レベル判定回路
JPH0193950A (ja) * 1987-10-06 1989-04-12 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> ディジタルｆｍ検波復調方式
JPH01164151A (ja) * 1987-12-21 1989-06-28 Oki Electric Ind Co Ltd 符号判定基準電圧生成方式
WO1991005427A1 (en) * 1989-09-29 1991-04-18 Motorola, Inc. Method of dc offset compensation using a transmitted dc compensation signal
JP2679889B2 (ja) * 1990-07-19 1997-11-19 株式会社テック 無線通信装置及びその装置の受信制御方式

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4873702A (en) * 1988-10-20 1989-10-10 Chiu Ran Fun Method and apparatus for DC restoration in digital receivers
EP0540359A2 (en) * 1991-11-01 1993-05-05 Nokia Mobile Phones Ltd. Adaptive threshold detector

Also Published As

Publication number Publication date
JPH07154434A (ja) 1995-06-16
KR0153388B1 (ko) 1998-11-16
EP0659000B1 (en) 2001-08-08
EP0659000A2 (en) 1995-06-21
CN1117232A (zh) 1996-02-21
DE69427894T2 (de) 2001-12-06
DE69427894D1 (de) 2001-09-13
JP2639326B2 (ja) 1997-08-13
TW248624B (zh) 1995-06-01
EP0659000A3 (en) 1995-11-22
KR950016113A (ko) 1995-06-17

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN1074215C (zh) 采用差分四级移频键控的数字通信设备
US6967993B1 (en) Ultrawide bandwidth system and method for fast synchronization using sub-code spins
US5774450A (en) Method of transmitting orthogonal frequency division multiplexing signal and receiver thereof
CN1107399C (zh) 分级发射数字解调器
CN1096745C (zh) 脉位调制解调设备
CN1181656C (zh) 同步捕获电路
CN1239384A (zh) 无限选呼接收机
CN1155156C (zh) 时钟提取电路
CN1065387C (zh) 使用检测信号的平均幅度解调检测信号的电路
US6891906B1 (en) Demodulator, clock recovery circuit, demodulation method and clock recovery method
US6335946B1 (en) Method and a device for broadband transmission
US10153804B2 (en) Clear channel assessment
GB2099262A (en) Arrangement for checking the synchronisation of a receiver
CN1144433C (zh) 载波再生电路
CN1099180C (zh) 载波再生电路
CN1110179C (zh) 数字广播接收机
KR100313677B1 (ko) 4레벨 디지털 신호의 데이터 복원장치
CN1136241A (zh) 用电平可变参考信号鉴别检测数据信号的无线电接收机及信号鉴别方法
JP4604628B2 (ja) 受信装置
JP3375423B2 (ja) データ／多値レベル信号間変換方法及び通信方法
CN1689291A (zh) 用于识别信号边沿的方法和装置
CN110324272B (zh) 一种基于组合环的快速载波恢复系统及方法
JPH104436A (ja) クロック再生回路
KR100246756B1 (ko) 윈도우신호의 발생장치 및 방법
JP3679356B2 (ja) 検波回路

Legal Events

Date Code Title Description
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C06 Publication
PB01 Publication
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
C19 Lapse of patent right due to non-payment of the annual fee
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee