JPH0993291A - データ受信装置、復調回路及び集積回路 - Google Patents
データ受信装置、復調回路及び集積回路Info
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- JPH0993291A JPH0993291A JP7270542A JP27054295A JPH0993291A JP H0993291 A JPH0993291 A JP H0993291A JP 7270542 A JP7270542 A JP 7270542A JP 27054295 A JP27054295 A JP 27054295A JP H0993291 A JPH0993291 A JP H0993291A
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- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
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- H04L25/061—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection providing hard decisions only; arrangements for tracking or suppressing unwanted low frequency components, e.g. removal of dc offset
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- H04L27/02—Amplitude-modulated carrier systems, e.g. using on-off keying; Single sideband or vestigial sideband modulation
- H04L27/06—Demodulator circuits; Receiver circuits
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- H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
- H04L27/14—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/156—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using temporal properties of the received signal, e.g. detecting pulse width
- H04L27/1563—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using temporal properties of the received signal, e.g. detecting pulse width using transition or level detection
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- Power Engineering (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】本発明は、データ受信装置、復調回路及び集積
回路において、全体の構成が簡易となり、消費電力を減
少させ得るようにする。 【解決手段】送信データ（Ｓ５）に対応する振幅成分を
含む復調信号（Ｓ３）の振幅で示す送信データ（Ｓ５）
を、復調信号（Ｓ３）の直流オフセツトに応じて制御さ
れた任意のしきい値と復調信号（Ｓ３）の振幅の絶対値
との比較結果（Ｓ７）と、復調信号（Ｓ３）の極性を検
出した検出結果（Ｓ８）とに分解して出力し、この比較
結果（Ｓ７）及び検出結果（Ｓ８）を使用して送信デー
タ（Ｓ５）を再生する。
回路において、全体の構成が簡易となり、消費電力を減
少させ得るようにする。 【解決手段】送信データ（Ｓ５）に対応する振幅成分を
含む復調信号（Ｓ３）の振幅で示す送信データ（Ｓ５）
を、復調信号（Ｓ３）の直流オフセツトに応じて制御さ
れた任意のしきい値と復調信号（Ｓ３）の振幅の絶対値
との比較結果（Ｓ７）と、復調信号（Ｓ３）の極性を検
出した検出結果（Ｓ８）とに分解して出力し、この比較
結果（Ｓ７）及び検出結果（Ｓ８）を使用して送信デー
タ（Ｓ５）を再生する。
Description
【０００１】
【目次】以下の順序で本発明を説明する。 発明の属する技術分野 従来の技術（図５） 発明が解決しようとする課題（図５） 課題を解決するための手段（図１及び図２） 発明の実施の形態（図１〜図４） 発明の効果
【０００２】
【発明の属する技術分野】本発明はデータ受信装置、復
調回路及び集積回路に関し、例えば無線で伝送されたデ
ータを受信しメツセージを表示する携帯メツセージ受信
機に適用し得る。
調回路及び集積回路に関し、例えば無線で伝送されたデ
ータを受信しメツセージを表示する携帯メツセージ受信
機に適用し得る。
【０００３】
【従来の技術】従来、この種の携帯メツセージ受信機い
わゆるページヤは、２値の周波数偏移変調（ＦＳＫ（Fr
equency shift Keying））で伝送されたメツセージデー
タを受信して呼び出し音を発生し、メツセージを表示し
ていた。一方、メツセージデータの変調スピードを高速
化すると共に、２値のＦＳＫに代えて４値以上の多値Ｆ
ＳＫを採用することによつて、大容量のメツセージデー
タを伝送することができる。
わゆるページヤは、２値の周波数偏移変調（ＦＳＫ（Fr
equency shift Keying））で伝送されたメツセージデー
タを受信して呼び出し音を発生し、メツセージを表示し
ていた。一方、メツセージデータの変調スピードを高速
化すると共に、２値のＦＳＫに代えて４値以上の多値Ｆ
ＳＫを採用することによつて、大容量のメツセージデー
タを伝送することができる。
【０００４】この４値のＦＳＫで伝送されたメツセージ
データを受信する方式は、まだ導入期にある。このた
め、４値のＦＳＫでメツセージデータを受信する携帯メ
ツセージ受信機には、従来使用されていた中間周波集積
回路や検波集積回路とアナログデイジタルコンバータと
を組合せて使用されるものがあつた。
データを受信する方式は、まだ導入期にある。このた
め、４値のＦＳＫでメツセージデータを受信する携帯メ
ツセージ受信機には、従来使用されていた中間周波集積
回路や検波集積回路とアナログデイジタルコンバータと
を組合せて使用されるものがあつた。
【０００５】即ち、図５に示すように、携帯メツセージ
受信機１は、アンテナ２から得られる高周波入力信号Ｓ
１を高周波部３に与えて同調、増幅及び自動利得制御し
た高周波信号Ｓ２を中間周波部４に与える。中間周波部
４は、高周波信号Ｓ２を局部発振信号を用いて中間周波
信号に変換し、検波して得た４値のアナログ信号Ｓ３を
アナログデイジタルコンバータ（図中、Ａ／Ｄで示す）
５に与える。アナログデイジタルコンバータ５は、４値
のアナログ信号Ｓ３を８ビツトのデイジタル信号Ｓ４に
変換してデコーダ６に与える。デコータ６は、デイジタ
ルデータＳ４を２進データ列に構成し、この２進データ
列より得たメツセージデータＳ５を表示部７に与えてメ
ツセージを英文字や数字で表示させる。
受信機１は、アンテナ２から得られる高周波入力信号Ｓ
１を高周波部３に与えて同調、増幅及び自動利得制御し
た高周波信号Ｓ２を中間周波部４に与える。中間周波部
４は、高周波信号Ｓ２を局部発振信号を用いて中間周波
信号に変換し、検波して得た４値のアナログ信号Ｓ３を
アナログデイジタルコンバータ（図中、Ａ／Ｄで示す）
５に与える。アナログデイジタルコンバータ５は、４値
のアナログ信号Ｓ３を８ビツトのデイジタル信号Ｓ４に
変換してデコーダ６に与える。デコータ６は、デイジタ
ルデータＳ４を２進データ列に構成し、この２進データ
列より得たメツセージデータＳ５を表示部７に与えてメ
ツセージを英文字や数字で表示させる。
【０００６】因みに、周波数偏移変調は、周波数変調方
式の一種であり、送信するディジタル信号のマーク、ス
ペースに各々の周波数を割り当て、周波数を切り換えて
ディジタル信号を送出する変調方式である。アナログデ
イジタルコンバータ５は、４値のアナログ信号Ｓ３を８
ビツトのデイジタル信号Ｓ４に変換する前に、レベルを
判定してアナログ信号Ｓ３を２ビツトのデイジタル信号
に変換する。このときアナログデイジタルコンバータ５
は、電位が互いに異なる３つのしきい値を使つて、４値
のアナログ信号Ｓ３のレベルをレベルが低い側から順次
００、０１、１１及び１０と判定する。
式の一種であり、送信するディジタル信号のマーク、ス
ペースに各々の周波数を割り当て、周波数を切り換えて
ディジタル信号を送出する変調方式である。アナログデ
イジタルコンバータ５は、４値のアナログ信号Ｓ３を８
ビツトのデイジタル信号Ｓ４に変換する前に、レベルを
判定してアナログ信号Ｓ３を２ビツトのデイジタル信号
に変換する。このときアナログデイジタルコンバータ５
は、電位が互いに異なる３つのしきい値を使つて、４値
のアナログ信号Ｓ３のレベルをレベルが低い側から順次
００、０１、１１及び１０と判定する。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】ところで、アナログ信
号Ｓ３には、中間周波部４内の発振器の周波数ドリフト
等、受信系の温度変動等による直流オフセツトが発生す
る。このオフセツトの影響をキヤンセルする必要がある
ため、デコーダ６には、デイジタルデータＳ４を複雑な
補正アルゴリズムで処理する補正回路が構成されてい
る。ところが、４値のアナログ信号Ｓ３をアナログデイ
ジタルコンバータ５で処理することにより、アナログデ
イジタルコンバータ５の分だけ消費電力を多く必要とす
る。このため、これは携帯メツセージ受信機で一番重要
な長寿命動作を阻害する大きな要因となるという問題が
あつた。
号Ｓ３には、中間周波部４内の発振器の周波数ドリフト
等、受信系の温度変動等による直流オフセツトが発生す
る。このオフセツトの影響をキヤンセルする必要がある
ため、デコーダ６には、デイジタルデータＳ４を複雑な
補正アルゴリズムで処理する補正回路が構成されてい
る。ところが、４値のアナログ信号Ｓ３をアナログデイ
ジタルコンバータ５で処理することにより、アナログデ
イジタルコンバータ５の分だけ消費電力を多く必要とす
る。このため、これは携帯メツセージ受信機で一番重要
な長寿命動作を阻害する大きな要因となるという問題が
あつた。
【０００８】また直流オフセツトをアナログデイジタル
変換後にキヤンセルする構成を採用していることによ
り、回路規模が大きく、その分消費電力が大きい。さら
に、レベルを判定するときに使用する基準レベルが可変
できないことにより、電界強度の急激な変動によるレベ
ル低下やフエージング等による直流成分変動といつた実
際の使用状態で発生する可能性が極めて高いトラブルに
弱いあるいはフレキシブルに対応できないといつた欠点
があつた。
変換後にキヤンセルする構成を採用していることによ
り、回路規模が大きく、その分消費電力が大きい。さら
に、レベルを判定するときに使用する基準レベルが可変
できないことにより、電界強度の急激な変動によるレベ
ル低下やフエージング等による直流成分変動といつた実
際の使用状態で発生する可能性が極めて高いトラブルに
弱いあるいはフレキシブルに対応できないといつた欠点
があつた。
【０００９】本発明は以上の点を考慮してなされたもの
で、全体の構成が簡易となり、消費電力を減少させ得る
データ受信装置、復調回路及び集積回路を提案しようと
するものである。
で、全体の構成が簡易となり、消費電力を減少させ得る
データ受信装置、復調回路及び集積回路を提案しようと
するものである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】かかる課題を解決するた
め本発明においては、復調手段は、送信データに基づい
て変調された被変調信号が与えられ、被変調信号を復調
して、送信データに対応した振幅成分を含む復調信号を
生成する。極性検出手段は、復調信号の振幅の極性を検
出する。絶対値比較手段は、復調信号の絶対値を任意の
しきい値と比較する。また極性検出手段の検出結果と、
絶対値比較手段の比較結果とに基づいて送信データを再
生する。
め本発明においては、復調手段は、送信データに基づい
て変調された被変調信号が与えられ、被変調信号を復調
して、送信データに対応した振幅成分を含む復調信号を
生成する。極性検出手段は、復調信号の振幅の極性を検
出する。絶対値比較手段は、復調信号の絶対値を任意の
しきい値と比較する。また極性検出手段の検出結果と、
絶対値比較手段の比較結果とに基づいて送信データを再
生する。
【００１１】送信データに対応する振幅成分を含む復調
信号の振幅で示す送信データを、復調信号の直流オフセ
ツトに応じて制御された任意のしきい値と復調信号の振
幅の絶対値との比較結果と、復調信号の極性を検出した
検出結果とに分解して出力し、この比較結果及び検出結
果を使用して送信データを再生することによつて、全体
の構成が簡易となり、消費電力を一段と減少させること
ができる。
信号の振幅で示す送信データを、復調信号の直流オフセ
ツトに応じて制御された任意のしきい値と復調信号の振
幅の絶対値との比較結果と、復調信号の極性を検出した
検出結果とに分解して出力し、この比較結果及び検出結
果を使用して送信データを再生することによつて、全体
の構成が簡易となり、消費電力を一段と減少させること
ができる。
【００１２】また本発明においては、送信データに基づ
いて変調された被変調信号が与えられ、被変調信号を復
調して、送信データに対応した振幅成分を含む復調信号
を生成する復調回路において、復調信号の振幅の極性を
検出する極性検出手段と、復調信号の絶対値を任意のし
きい値と比較する絶対値比較手段とを設ける。
いて変調された被変調信号が与えられ、被変調信号を復
調して、送信データに対応した振幅成分を含む復調信号
を生成する復調回路において、復調信号の振幅の極性を
検出する極性検出手段と、復調信号の絶対値を任意のし
きい値と比較する絶対値比較手段とを設ける。
【００１３】さらに本発明においては、基板上に、送信
データに基づいて変調された被変調信号が与えられ、被
変調信号を復調して、送信データに対応した振幅成分を
含む復調信号を生成する復調手段と、復調信号の振幅の
極性を検出する極性検出手段と、復調信号の絶対値を任
意のしきい値と比較する絶対値比較手段とを設ける。
データに基づいて変調された被変調信号が与えられ、被
変調信号を復調して、送信データに対応した振幅成分を
含む復調信号を生成する復調手段と、復調信号の振幅の
極性を検出する極性検出手段と、復調信号の絶対値を任
意のしきい値と比較する絶対値比較手段とを設ける。
【００１４】
【発明の実施の形態】以下図面について、本発明の一実
施例を詳述する。
施例を詳述する。
【００１５】図５との対応部分に同一符号を付して示す
図１は全体としてデータ受信装置、例えば携帯メツセー
ジ受信機、１０を示し、送信データ、例えばメツセージ
データに基づいて４値のＦＳＫで変調された電波を受信
してメツセージを表示部７の表示面に表示する。携帯メ
ツセージ受信機１０は、従来の携帯メツセージ受信機１
の構成のうちアナログデイジタルコンバータ５とデコー
タ６とに代えて、絶対値比較手段、例えば絶対値比較部
１１とデコータ１２とが配されている。
図１は全体としてデータ受信装置、例えば携帯メツセー
ジ受信機、１０を示し、送信データ、例えばメツセージ
データに基づいて４値のＦＳＫで変調された電波を受信
してメツセージを表示部７の表示面に表示する。携帯メ
ツセージ受信機１０は、従来の携帯メツセージ受信機１
の構成のうちアナログデイジタルコンバータ５とデコー
タ６とに代えて、絶対値比較手段、例えば絶対値比較部
１１とデコータ１２とが配されている。
【００１６】携帯メツセージ受信機１０は、アンテナ２
から得られる高周波入力信号Ｓ１を高周波部３に与えて
高周波信号Ｓ２を中間周波部４に与える。中間周波部４
は、メツセージデータに対応した振幅成分、例えば正極
性の大小の２値と負極性の大小の２値とでなる４値の振
幅を含む復調信号、例えばアナログ信号Ｓ３を絶対値比
較部１１に与える。絶対値比較部１１は、制御信号Ｓ６
で調整されたしきい値とアナログ信号Ｓ３の振幅とを比
較し、アナログ信号Ｓ３の振幅の大小を極性に係わりな
く検出した比較結果、例えば絶対値比較信号Ｓ７を生成
する。絶対値比較部１１は、この絶対値比較信号Ｓ７を
デコーダ１２に与える。
から得られる高周波入力信号Ｓ１を高周波部３に与えて
高周波信号Ｓ２を中間周波部４に与える。中間周波部４
は、メツセージデータに対応した振幅成分、例えば正極
性の大小の２値と負極性の大小の２値とでなる４値の振
幅を含む復調信号、例えばアナログ信号Ｓ３を絶対値比
較部１１に与える。絶対値比較部１１は、制御信号Ｓ６
で調整されたしきい値とアナログ信号Ｓ３の振幅とを比
較し、アナログ信号Ｓ３の振幅の大小を極性に係わりな
く検出した比較結果、例えば絶対値比較信号Ｓ７を生成
する。絶対値比較部１１は、この絶対値比較信号Ｓ７を
デコーダ１２に与える。
【００１７】また中間周波部４は、アナログ信号Ｓ３の
極性を検出して得た検出結果、例えばＮＲＺ（Non Retu
rn to Zero）信号Ｓ８をデコーダ１２に与える。これに
より、デコーダ１２は、ＮＲＺ信号Ｓ８及び絶対値比較
信号Ｓ７によつて、アナログ信号Ｓ３を２ビツトで表し
たときの上位ビツト及び下位ビツトがそれぞれ与えられ
る。デコーダ１２は、ＮＲＺ信号Ｓ８及び絶対値比較信
号Ｓ７を処理して、メツセージデータＳ５を生成し、こ
のメツセージデータＳ５を表示部７に与えてメツセージ
データＳ５による内容、例えば英文字や数字のメツセー
ジを表示画面に表示させる。
極性を検出して得た検出結果、例えばＮＲＺ（Non Retu
rn to Zero）信号Ｓ８をデコーダ１２に与える。これに
より、デコーダ１２は、ＮＲＺ信号Ｓ８及び絶対値比較
信号Ｓ７によつて、アナログ信号Ｓ３を２ビツトで表し
たときの上位ビツト及び下位ビツトがそれぞれ与えられ
る。デコーダ１２は、ＮＲＺ信号Ｓ８及び絶対値比較信
号Ｓ７を処理して、メツセージデータＳ５を生成し、こ
のメツセージデータＳ５を表示部７に与えてメツセージ
データＳ５による内容、例えば英文字や数字のメツセー
ジを表示画面に表示させる。
【００１８】因みに、４値のアナログ信号Ｓ３の振幅
は、負極性の大振幅、負極性の小振幅、正極性の小振
幅、正極性の大振幅が２ビツトの２進数データの値０
０、０１、１１、１０にそれぞれ対応する。また負極性
の大振幅、負極性の小振幅、正極性の小振幅、正極性の
大振幅は中心周波数からの偏移が例えば− 4.8〔ＫH
z〕、−1.6〔ＫHz〕、＋ 1.6〔ＫHz〕及び＋ 4.8〔ＫH
z〕であることにそれぞれ対応する。
は、負極性の大振幅、負極性の小振幅、正極性の小振
幅、正極性の大振幅が２ビツトの２進数データの値０
０、０１、１１、１０にそれぞれ対応する。また負極性
の大振幅、負極性の小振幅、正極性の小振幅、正極性の
大振幅は中心周波数からの偏移が例えば− 4.8〔ＫH
z〕、−1.6〔ＫHz〕、＋ 1.6〔ＫHz〕及び＋ 4.8〔ＫH
z〕であることにそれぞれ対応する。
【００１９】図２に示すように、中間周波部４は集積回
路構成でなり、高周波信号Ｓ２と局部発振器１３が生成
した局部発振信号Ｓ９とをミキサ１４で混合して高周波
信号Ｓ２を中間周波信号Ｓ１０に周波数変換する。ミキ
サ１４は、この中間周波信号Ｓ１０を帯域フイルタ（図
中、ＢＰＦで示す）１５を介して中間周波信号Ｓ１１と
してリミツタ１６に与え、振幅を制限した被変調信号、
例えば中間周波信号Ｓ１２を復調手段、例えば検波回路
１７に与える。
路構成でなり、高周波信号Ｓ２と局部発振器１３が生成
した局部発振信号Ｓ９とをミキサ１４で混合して高周波
信号Ｓ２を中間周波信号Ｓ１０に周波数変換する。ミキ
サ１４は、この中間周波信号Ｓ１０を帯域フイルタ（図
中、ＢＰＦで示す）１５を介して中間周波信号Ｓ１１と
してリミツタ１６に与え、振幅を制限した被変調信号、
例えば中間周波信号Ｓ１２を復調手段、例えば検波回路
１７に与える。
【００２０】検波回路１７は、中間周波信号Ｓ１２を検
波して２極のベースバンド信号Ｓ１３を復調し、このベ
ースバンド信号Ｓ１３を低域フイルタ１８を介して４値
のアナログ信号Ｓ３として出力する。低域フイルタ１８
は、アナログ信号Ｓ３を極性検出手段、例えば極性検出
回路１９に与えてＮＲＺ信号Ｓ８を出力させる。
波して２極のベースバンド信号Ｓ１３を復調し、このベ
ースバンド信号Ｓ１３を低域フイルタ１８を介して４値
のアナログ信号Ｓ３として出力する。低域フイルタ１８
は、アナログ信号Ｓ３を極性検出手段、例えば極性検出
回路１９に与えてＮＲＺ信号Ｓ８を出力させる。
【００２１】絶対値比較部１１は集積回路構成でなる。
図３に示すように、絶対値比較部１１は、基準電圧Ｖ
REF1をバツフア用演算増幅器２０を介してオフセツト発
生回路２１に与えると共に、バツフア用演算増幅器２２
の非反転入力端に与える。オフセツト発生回路２１は、
外部より与えられた制御信号Ｓ６に応じた正極の直流電
圧ＶCONTを基準電圧ＶREF に加えて基準電圧ＶREF2を生
成し、この基準電圧ＶREF2をバツフア用演算増幅器２３
の非反転入力端と、演算増幅器２２の反転入力端とに与
える。これにより、演算増幅器２２は、基準電圧ＶREF1
−ＶCONTをしきい値として演算増幅器２４の非反転入力
端に与える。また演算増幅器２３は、基準電圧ＶREF1＋
ＶCONTをしきい値として演算増幅器２５の反転入力端に
与える。
図３に示すように、絶対値比較部１１は、基準電圧Ｖ
REF1をバツフア用演算増幅器２０を介してオフセツト発
生回路２１に与えると共に、バツフア用演算増幅器２２
の非反転入力端に与える。オフセツト発生回路２１は、
外部より与えられた制御信号Ｓ６に応じた正極の直流電
圧ＶCONTを基準電圧ＶREF に加えて基準電圧ＶREF2を生
成し、この基準電圧ＶREF2をバツフア用演算増幅器２３
の非反転入力端と、演算増幅器２２の反転入力端とに与
える。これにより、演算増幅器２２は、基準電圧ＶREF1
−ＶCONTをしきい値として演算増幅器２４の非反転入力
端に与える。また演算増幅器２３は、基準電圧ＶREF1＋
ＶCONTをしきい値として演算増幅器２５の反転入力端に
与える。
【００２２】演算増幅器２４は、反転入力端に与えられ
たアナログ信号Ｓ３の振幅を基準電圧ＶREF1−ＶCONTと
比較する。これにより、演算増幅器２４は、アナログ信
号Ｓ３の振幅が負極性の大振幅であるときだけ論理
「１」レベルとなる比較信号Ｓ１４を２入力ノア回路２
６の第１の条件入力として与えることになる。
たアナログ信号Ｓ３の振幅を基準電圧ＶREF1−ＶCONTと
比較する。これにより、演算増幅器２４は、アナログ信
号Ｓ３の振幅が負極性の大振幅であるときだけ論理
「１」レベルとなる比較信号Ｓ１４を２入力ノア回路２
６の第１の条件入力として与えることになる。
【００２３】一方、演算増幅器２５は、非反転入力端に
与えられたアナログ信号Ｓ３の振幅を基準電圧ＶREF1＋
ＶCONTと比較する。これにより、演算増幅器２５は、ア
ナログ信号Ｓ３の正極性の振幅が大振幅であるときだけ
論理「１」レベルとなる比較信号Ｓ１５を２入力ノア回
路２６の第２の条件入力として与えることになる。従つ
て、２入力ノア回路２６は、正及び負極性の大振幅のと
き論理「０」レベルとなり、正及び負極性の小振幅のと
き論理「１」レベルとなる絶対値比較信号Ｓ７を出力す
る。
与えられたアナログ信号Ｓ３の振幅を基準電圧ＶREF1＋
ＶCONTと比較する。これにより、演算増幅器２５は、ア
ナログ信号Ｓ３の正極性の振幅が大振幅であるときだけ
論理「１」レベルとなる比較信号Ｓ１５を２入力ノア回
路２６の第２の条件入力として与えることになる。従つ
て、２入力ノア回路２６は、正及び負極性の大振幅のと
き論理「０」レベルとなり、正及び負極性の小振幅のと
き論理「１」レベルとなる絶対値比較信号Ｓ７を出力す
る。
【００２４】以上の構成において、絶対値比較部１１
は、アナログ信号Ｓ３の直流オフセツトに一致した基準
電圧ＶREF1がオフセツト発生回路２１に与えられる。ま
た絶対値比較部１１は、正及び負極性のしきい値がアナ
ログ信号Ｓ３の大振幅（上位レベル）と小振幅（下位レ
ベル）との間の任意のレベルに設定される。
は、アナログ信号Ｓ３の直流オフセツトに一致した基準
電圧ＶREF1がオフセツト発生回路２１に与えられる。ま
た絶対値比較部１１は、正及び負極性のしきい値がアナ
ログ信号Ｓ３の大振幅（上位レベル）と小振幅（下位レ
ベル）との間の任意のレベルに設定される。
【００２５】図４に示すように、アナログ信号Ｓ３の振
幅に従つて２ビツトの２進数データの値が０１、００、
１０、１１、０１、１０、００に順次変化する場合を考
える。この場合、ＮＲＺ信号Ｓ８は、順次「Ｌ」、
「Ｌ」、「Ｈ」、「Ｈ」、「Ｌ」、「Ｈ」、「Ｌ」レベ
ルとなる。これは、アナログ信号Ｓ３が示す２進数デー
タの上位ビツトが「０」のときＮＲＺ信号Ｓ８は必ず
「Ｌ」レベルとなり、上位ビツトが「１」のときＮＲＺ
信号Ｓ８は必ず「Ｈ」レベルとなることを意味する。
幅に従つて２ビツトの２進数データの値が０１、００、
１０、１１、０１、１０、００に順次変化する場合を考
える。この場合、ＮＲＺ信号Ｓ８は、順次「Ｌ」、
「Ｌ」、「Ｈ」、「Ｈ」、「Ｌ」、「Ｈ」、「Ｌ」レベ
ルとなる。これは、アナログ信号Ｓ３が示す２進数デー
タの上位ビツトが「０」のときＮＲＺ信号Ｓ８は必ず
「Ｌ」レベルとなり、上位ビツトが「１」のときＮＲＺ
信号Ｓ８は必ず「Ｈ」レベルとなることを意味する。
【００２６】一方、絶対値比較信号Ｓ７は、順次
「Ｈ」、「Ｌ」、「Ｌ」、「Ｈ」、「Ｈ」、「Ｌ」、
「Ｌ」レベルとなる。これは、アナログ信号Ｓ３が示す
２進数データの下位ビツトが「０」のとき絶対値比較信
号Ｓ７は必ず「Ｌ」レベルとなり、上位ビツトが「１」
のとき絶対値比較信号Ｓ７は必ず「Ｈ」レベルとなるこ
とを意味する。
「Ｈ」、「Ｌ」、「Ｌ」、「Ｈ」、「Ｈ」、「Ｌ」、
「Ｌ」レベルとなる。これは、アナログ信号Ｓ３が示す
２進数データの下位ビツトが「０」のとき絶対値比較信
号Ｓ７は必ず「Ｌ」レベルとなり、上位ビツトが「１」
のとき絶対値比較信号Ｓ７は必ず「Ｈ」レベルとなるこ
とを意味する。
【００２７】ここで、受信系の温度変動等により、初期
のレベルと異なる直流オフセツトがアナログ信号Ｓ３に
発生すると、オフセツト発生回路２１に与えられる基準
電圧ＶREF1は、この直流オフセツトレベルと同一となる
ように例えばフイードバツク調節される。これにより、
演算増幅器２２及び２３のしきい値が調整後の直流オフ
セツトレベルに応じて上下するように調整されて、直流
オフセツトの影響が取り除かれ安定し信頼性が高い絶対
値比較信号Ｓ７が出力されることになる。
のレベルと異なる直流オフセツトがアナログ信号Ｓ３に
発生すると、オフセツト発生回路２１に与えられる基準
電圧ＶREF1は、この直流オフセツトレベルと同一となる
ように例えばフイードバツク調節される。これにより、
演算増幅器２２及び２３のしきい値が調整後の直流オフ
セツトレベルに応じて上下するように調整されて、直流
オフセツトの影響が取り除かれ安定し信頼性が高い絶対
値比較信号Ｓ７が出力されることになる。
【００２８】一方、極性検出回路１９は、アナログ信号
Ｓ３の極性が直流オフセツトの大小に係わらず変化しな
いことにより、直流オフセツトの影響を受けないＮＲＺ
信号Ｓ８を出力する。これにより、デコーダ１２は、Ｎ
ＲＺ信号Ｓ８と、アナログ信号Ｓ３の直流オフセツトが
既に打ち消されて信頼性が高い絶対値比較信号Ｓ７とが
与えられて、メツセージデータＳ５を生成する回路構成
が従来に比して一段と簡易となると共に、常に直流オフ
セツトの影響を受けることなく正確なメツセージデータ
Ｓ５を生成することができる。
Ｓ３の極性が直流オフセツトの大小に係わらず変化しな
いことにより、直流オフセツトの影響を受けないＮＲＺ
信号Ｓ８を出力する。これにより、デコーダ１２は、Ｎ
ＲＺ信号Ｓ８と、アナログ信号Ｓ３の直流オフセツトが
既に打ち消されて信頼性が高い絶対値比較信号Ｓ７とが
与えられて、メツセージデータＳ５を生成する回路構成
が従来に比して一段と簡易となると共に、常に直流オフ
セツトの影響を受けることなく正確なメツセージデータ
Ｓ５を生成することができる。
【００２９】このようにして、従来のアナログデイジタ
ルコンバータ５と、このアナログデイジタルコンバータ
５が出力するデイジタル信号Ｓ４の直流オフセツトの影
響をキヤンセルする複雑な補正回路を使用する必要が無
くなり、この分全体の構成が簡易となると共に、消費電
力を一段と減少させることができる。またＮＲＺ信号Ｓ
８及び絶対値比較信号Ｓ７を使用した単純な復号処理に
よつてメツセージデータＳ５を生成することができる。
ルコンバータ５と、このアナログデイジタルコンバータ
５が出力するデイジタル信号Ｓ４の直流オフセツトの影
響をキヤンセルする複雑な補正回路を使用する必要が無
くなり、この分全体の構成が簡易となると共に、消費電
力を一段と減少させることができる。またＮＲＺ信号Ｓ
８及び絶対値比較信号Ｓ７を使用した単純な復号処理に
よつてメツセージデータＳ５を生成することができる。
【００３０】以上の構成によれば、アナログ信号Ｓ３の
振幅で示す４値データを、アナログ信号Ｓ３の直流オフ
セツトに応じて上下に調整されたしきい値とアナログ信
号Ｓ３の振幅の絶対値とを比較して得た絶対値比較信号
Ｓ７と、アナログ信号Ｓ３の極性を検出して得たＮＲＺ
信号Ｓ８とに分解して出力し、この絶対値比較信号Ｓ７
及びＮＲＺ信号Ｓ８を使用してメツセージデータＳ５を
再生することによつて、全体の構成が簡易となり、消費
電力を一段と減少させることができる。
振幅で示す４値データを、アナログ信号Ｓ３の直流オフ
セツトに応じて上下に調整されたしきい値とアナログ信
号Ｓ３の振幅の絶対値とを比較して得た絶対値比較信号
Ｓ７と、アナログ信号Ｓ３の極性を検出して得たＮＲＺ
信号Ｓ８とに分解して出力し、この絶対値比較信号Ｓ７
及びＮＲＺ信号Ｓ８を使用してメツセージデータＳ５を
再生することによつて、全体の構成が簡易となり、消費
電力を一段と減少させることができる。
【００３１】また電界強度の急激な低下等による出力レ
ベルの変動等、受信機が置かれている環境の変化に応じ
て、絶対値比較部１１のしきい値を任意に設定すること
により、環境の変化に対する強度を増すことができる。
さらに極性検出回路１９及び絶対値比較部１１の動作に
ヒステリシスを与え、このヒステリシスを任意に可変す
ることによりノイズに対する感度を等価的に下げること
ができる。
ベルの変動等、受信機が置かれている環境の変化に応じ
て、絶対値比較部１１のしきい値を任意に設定すること
により、環境の変化に対する強度を増すことができる。
さらに極性検出回路１９及び絶対値比較部１１の動作に
ヒステリシスを与え、このヒステリシスを任意に可変す
ることによりノイズに対する感度を等価的に下げること
ができる。
【００３２】なお上述の実施例においては、４値データ
を受信する場合について述べたが、本発明はこれに限ら
ず、任意の複数値データを受信する場合にも適用し得
る。例えば６値データを受信する場合、絶対値比較部１
１と同様に構成し、しきい値だけ異なる絶対値比較手段
を並列に設けることによつて複数値をそれぞれ判別する
ことができ、上述と同様の効果を得ることができる。２
値ＦＳＫ復調に対しては従来通りＮＲＺ信号Ｓ８だけで
送信データを再生する。
を受信する場合について述べたが、本発明はこれに限ら
ず、任意の複数値データを受信する場合にも適用し得
る。例えば６値データを受信する場合、絶対値比較部１
１と同様に構成し、しきい値だけ異なる絶対値比較手段
を並列に設けることによつて複数値をそれぞれ判別する
ことができ、上述と同様の効果を得ることができる。２
値ＦＳＫ復調に対しては従来通りＮＲＺ信号Ｓ８だけで
送信データを再生する。
【００３３】また上述の実施例においては、ＦＳＫで変
調された被変調信号を復調する場合について述べたが、
本発明はこれに限らず、被変調信号を復調して得た復調
信号の振幅中に送信データに対応した振幅成分が含まれ
るものであれは、任意の変調方式で変調された被変調信
号を復調する場合にも適用し得る。
調された被変調信号を復調する場合について述べたが、
本発明はこれに限らず、被変調信号を復調して得た復調
信号の振幅中に送信データに対応した振幅成分が含まれ
るものであれは、任意の変調方式で変調された被変調信
号を復調する場合にも適用し得る。
【００３４】さらに上述の実施例においては、中間周波
部４及び絶対値比較部１１がそれぞれ別個に集積回路に
構成されている場合について述べたが、本発明はこれに
限らず、中間周波部４及び絶対値比較部１１が同一基板
上に集積回路に構成されている場合にも適用できる。
部４及び絶対値比較部１１がそれぞれ別個に集積回路に
構成されている場合について述べたが、本発明はこれに
限らず、中間周波部４及び絶対値比較部１１が同一基板
上に集積回路に構成されている場合にも適用できる。
【００３５】さらに上述の実施例においては、送信デー
タが電波によつて伝送される場合について述べたが、本
発明はこれに限らず、光等、電波以外の任意の情報搬送
手段を使用したり、電線や光フアイバ等、任意の伝送路
で伝送する場合にも適用できる。
タが電波によつて伝送される場合について述べたが、本
発明はこれに限らず、光等、電波以外の任意の情報搬送
手段を使用したり、電線や光フアイバ等、任意の伝送路
で伝送する場合にも適用できる。
【００３６】
【発明の効果】上述のように本発明によれば、送信デー
タに対応する振幅成分を含む復調信号の振幅で示す送信
データを、復調信号の直流オフセツトに応じて制御され
た任意のしきい値と復調信号の振幅の絶対値との比較結
果と、復調信号の極性を検出した検出結果とに分解して
出力し、この比較結果及び検出結果を使用して送信デー
タを再生することによつて、全体の構成が簡易となり、
消費電力を一段と減少させ得るデータ受信装置、復調回
路及び集積回路を実現できる。
タに対応する振幅成分を含む復調信号の振幅で示す送信
データを、復調信号の直流オフセツトに応じて制御され
た任意のしきい値と復調信号の振幅の絶対値との比較結
果と、復調信号の極性を検出した検出結果とに分解して
出力し、この比較結果及び検出結果を使用して送信デー
タを再生することによつて、全体の構成が簡易となり、
消費電力を一段と減少させ得るデータ受信装置、復調回
路及び集積回路を実現できる。
【図１】本発明によるデータ受信装置、復調回路及び集
積回路の一実施例による携帯メツセージ受信機の構成を
示すブロツク図である。
積回路の一実施例による携帯メツセージ受信機の構成を
示すブロツク図である。
【図２】中間周波部の構成を示すブロツク図である。
【図３】絶対値比較部の構成を示すブロツク図である。
【図４】各信号のタイミングを示すタイミング図であ
る。
る。
【図５】従来の携帯メツセージ受信機の構成を示すブロ
ツク図である。
ツク図である。
１、１０……携帯メツセージ受信機、２……アンテナ、
３……高周波部、４……中間周波部、５……アナログデ
イジタルコンバータ、６、１２……デコーダ、７……表
示部、１１……絶対値比較部、１３……局部発振器、１
４……ミキサ、１５……帯域フイルタ、１６……リミツ
タ、１７……検波回路、１８……低域フイルタ、１９…
…極性検出回路、２０、２２〜２５……演算増幅器、２
１……オフセツト発生回路、２６……２入力ノア回路。
３……高周波部、４……中間周波部、５……アナログデ
イジタルコンバータ、６、１２……デコーダ、７……表
示部、１１……絶対値比較部、１３……局部発振器、１
４……ミキサ、１５……帯域フイルタ、１６……リミツ
タ、１７……検波回路、１８……低域フイルタ、１９…
…極性検出回路、２０、２２〜２５……演算増幅器、２
１……オフセツト発生回路、２６……２入力ノア回路。
Claims (8)
- 【請求項１】送信データに基づいて変調された被変調信
号が与えられ、当該被変調信号を復調して、上記送信デ
ータに対応した振幅成分を含む復調信号を生成する復調
手段と、 上記復調信号の振幅の極性を検出する極性検出手段と、 上記復調信号の絶対値を任意のしきい値と比較する絶対
値比較手段とを具え、上記極性検出手段の検出結果と、
上記絶対値比較手段の比較結果とに基づいて上記送信デ
ータを再生することを特徴とするデータ受信装置。 - 【請求項２】上記被変調信号は、周波数偏移変調されて
いることを特徴とする請求項１に記載のデータ受信装
置。 - 【請求項３】上記送信データは、複数値が与えられ、 上記復調信号は、複数の振幅成分を有することを特徴と
する請求項１に記載のデータ受信装置。 - 【請求項４】上記複数値は、４値であることを特徴とす
る請求項１又は請求項３に記載のデータ受信装置。 - 【請求項５】上記復調信号は、正極性の上記振幅成分
と、負極性の上記振幅成分とを含むことを特徴とする請
求項１、請求項３又は請求項４に記載のデータ受信装
置。 - 【請求項６】再生した上記送信データによる内容を表示
画面上に表示することを特徴とする請求項１に記載のデ
ータ受信装置。 - 【請求項７】送信データに基づいて変調された被変調信
号が与えられ、当該被変調信号を復調して、上記送信デ
ータに対応した振幅成分を含む復調信号を生成する復調
回路において、 上記復調信号の振幅の極性を検出する極性検出手段と、 上記復調信号の絶対値を任意のしきい値と比較する絶対
値比較手段とを具えることを特徴とする復調回路。 - 【請求項８】基板上に、 送信データに基づいて変調された被変調信号が与えら
れ、当該被変調信号を復調して、上記送信データに対応
した振幅成分を含む復調信号を生成する復調手段と、 上記復調信号の振幅の極性を検出する極性検出手段と、 上記復調信号の絶対値を任意のしきい値と比較する絶対
値比較手段とを具えることを特徴とする集積回路。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7270542A JPH0993291A (ja) | 1995-09-25 | 1995-09-25 | データ受信装置、復調回路及び集積回路 |
| US08/711,280 US5933461A (en) | 1995-09-25 | 1996-09-12 | Data receiving apparatus, demodulator circuit and integrated circuit |
| KR1019960040162A KR970019199A (ko) | 1995-09-25 | 1996-09-16 | 데이터수신장치, 복조회로 및 집적회로 |
| SG9610689A SG97747A1 (en) | 1995-09-25 | 1996-09-23 | Data receiving apparatus, demodulator circuit and integrated circuit |
| EP96402037A EP0765058A1 (en) | 1995-09-25 | 1996-09-25 | Data receiving apparatus |
| CN96120173A CN1115028C (zh) | 1995-09-25 | 1996-09-25 | 数据接收设备和解调电路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7270542A JPH0993291A (ja) | 1995-09-25 | 1995-09-25 | データ受信装置、復調回路及び集積回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0993291A true JPH0993291A (ja) | 1997-04-04 |
Family
ID=17487650
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7270542A Pending JPH0993291A (ja) | 1995-09-25 | 1995-09-25 | データ受信装置、復調回路及び集積回路 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5933461A (ja) |
| EP (1) | EP0765058A1 (ja) |
| JP (1) | JPH0993291A (ja) |
| KR (1) | KR970019199A (ja) |
| CN (1) | CN1115028C (ja) |
| SG (1) | SG97747A1 (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0949786A1 (de) * | 1998-11-05 | 1999-10-13 | Siemens Aktiengesellschaft | Schaltungsanordnung zur ASK-Demodulation für eine kontaktlose Chipkarte |
| US6757764B2 (en) * | 2001-04-18 | 2004-06-29 | Hewlett-Packard Development Company, L.P. | Method and apparatus for transferring information using a constant frequency |
| EP2515494B1 (en) * | 2009-12-17 | 2018-12-05 | Mitsubishi Electric Corporation | Transmission system |
| CN108183722B (zh) * | 2016-12-08 | 2020-03-17 | 博通集成电路（上海）股份有限公司 | 电子收费接收器及其运行方法 |
| CN110636022B (zh) * | 2019-09-10 | 2022-02-08 | 航天恒星科技有限公司 | 一种降低数据解调门限的信号接收方法及装置 |
| CN116644281B (zh) * | 2023-07-27 | 2023-10-24 | 东营市艾硕机械设备有限公司 | 一种游艇船体偏移检测方法 |
Family Cites Families (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| SE409271B (sv) * | 1977-12-02 | 1979-08-06 | Ellemtel Utvecklings Ab | Sett och anordning for synkronisering av en mottagare vid skurvis overforing medelst ortogonal bifaskod |
| US4281412A (en) * | 1979-07-05 | 1981-07-28 | Cincinnati Electronics Corporation | Method of and apparatus for transmitting and recovering offset QPSK modulated data |
| JPS60206247A (ja) * | 1984-03-30 | 1985-10-17 | Nec Corp | デジタル信号検出回路 |
| JP3245925B2 (ja) * | 1992-02-19 | 2002-01-15 | ソニー株式会社 | デジタルｐｌｌ回路 |
| US5367535A (en) * | 1992-02-21 | 1994-11-22 | Deutsche Thomson-Brandt Gmbh | Method and circuit for regenerating a binary bit stream from a ternary signal |
| JP2639326B2 (ja) * | 1993-11-30 | 1997-08-13 | 日本電気株式会社 | 四値ｆｓｋ受信機 |
| JP3183078B2 (ja) * | 1994-02-28 | 2001-07-03 | 三菱電機株式会社 | 制御信号生成回路、これを用いた自動利得制御回路、これを用いた受信機及びこれを用いた通信システム |
| EP0678999B1 (en) * | 1994-04-08 | 2001-09-26 | Nec Corporation | Adaptive setting of decision thresholds |
| JPH08139802A (ja) * | 1994-11-10 | 1996-05-31 | Fujitsu Ltd | リングトリップ判定回路 |
| US5781588A (en) * | 1994-11-10 | 1998-07-14 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | FSK signal receiver |
| US5602877A (en) * | 1995-08-28 | 1997-02-11 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for information recovery in a radio communication device |
-
1995
- 1995-09-25 JP JP7270542A patent/JPH0993291A/ja active Pending
-
1996
- 1996-09-12 US US08/711,280 patent/US5933461A/en not_active Expired - Fee Related
- 1996-09-16 KR KR1019960040162A patent/KR970019199A/ko not_active Application Discontinuation
- 1996-09-23 SG SG9610689A patent/SG97747A1/en unknown
- 1996-09-25 CN CN96120173A patent/CN1115028C/zh not_active Expired - Fee Related
- 1996-09-25 EP EP96402037A patent/EP0765058A1/en not_active Withdrawn
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| SG97747A1 (en) | 2003-08-20 |
| US5933461A (en) | 1999-08-03 |
| CN1154617A (zh) | 1997-07-16 |
| KR970019199A (ko) | 1997-04-30 |
| EP0765058A1 (en) | 1997-03-26 |
| CN1115028C (zh) | 2003-07-16 |
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