CN1129288C - 载波再现电路及方法 - Google Patents

Abstract

本发明披露了一种可以判别偏离频率的极性的载波再现电路。根据同步检波电路(1)输出的同步检波输出，利用TMCC区段检测电路(4)检测TMCC区段，利用信号点排列转换电路(5)将同步检波输出转换为信号点排列，利用相位旋转电路(8)以预定角速度将转换的信号点位置信号旋转，利用相位检波器(6)对其相位被旋转的信号点信号进行相位检波，利用自相关函数检测电路(7)确定在TMCC区段内的相位检波输出的自相关函数，并根据确定的自相关函数的波形周期获得角速度信息，利用减法电路(9)将在相位旋转电路(8)的相位旋转角速度从获得的角速度中减去，并且根据减法输出产生频率的正弦波数据和余弦波数据并通过数控振荡器(2)送到相位检波电路(1)。

Description

载波再现电路及方法

技术领域

本发明涉及用于BS数字广播接收机的载波再现，更具体地说，本发明涉及利用自相关函数产生再现载波信号实现载波再现的方法及其电路。

背景技术

BS数字广播接收机包括用于检波PSK调制波的同步检波电路，并且为了产生用于同步检波的与接收信号载波同步的再现载波信号，BS数字广播接收机利用自相关函数实现载波再现。图5示出现有技术的载波再现电路的结构。

被转换为中频的PSK调制信号被分别送到构成同步检波电路1的两个乘法器，然后通过乘法器与余弦波数据和正弦波数据相乘并进行同步检波。将由同步检波电路1输出的乘法输出I数据和Q数据分别送到构成数字低通滤波器3的两个数字低通滤波器，然后去除同步检波电路1分别输出的高次频率分量，因此发送基带信号的I数据和Q数据。

如图6所示，从数字低通滤波器3输出的基带信号包括将TMCC区段以及信息发送到一个帧的头部的第1至第48个时隙。TMCC为传输与复用配置控制信号，并且TMCC发送时隙序号信息以指定传输方法(选定调制方法或纠错码置换比例)并对多个时隙进行控制，以正确解码利用TMCC信息所解调的相位点的位信息。TMCC区段指发送TMCC信号的时间段。将I数据和Q数据送到传输与复用配置控制信号(TMCC)区段检测电路4，这样就可以在TMCC区段检测电路4对TMCC区段进行检测并输出代表TMCC区段宽度(192码元)的信号。

相反，将数字低通滤波器3输出的基带信号的I数据和Q数据送到信号点排列转换电路5，并根据数字低通滤波器3输出的基带信号的I数据和Q数据，被转换为信号点位置信号。将经信号点排列转换电路5转换后的信号点位置信号送到相位检波器6并进行相位检波。

将来自相位检波器6的相位检波输出与上述TMCC区段宽度信号一起送到自相关函数检测电路7，因此根据相位检波输出和将相位检波输出延迟时间τ所获得的延迟相位检波输出，通过TMCC区段宽度可以求出自相关函数。基于求得的自相关函数波形周期的信号代表NCO 2振荡频率同载波频率的偏移，并将该信号从自相关函数检测电路7送到数控振荡器(NCO)2。在NCO 2中，基于自相关函数波形周期的信号，从NCO 2输出其频率与载波同步的再现载波信号的余弦波数据和正弦波数据，并将其送到同步检波电路1的乘法器再乘以I数据和Q数据，这样就可以实现载波再现。

在此，如上所述，已知载波再现电路中使用检测自相关的方法时的信号比噪声强。

如图6(a)所示，BS数字广播的帧结构，在继帧同步(未示出)，之后的头部是被称为TMCC的利用BPSK调制的头部信息，并且TMCC区段由192个码元构成。

对于NCO内的振荡频率同载波频率偏移的情况，TMCC区段内的TMCC信号的相位检波输出将变成如图6(b)中虚线所示的锯齿波a。当C/N足够高时，就会再现一个虚线a所示的漂亮的锯齿波。此外，由于此锯齿波的周期代表NCO 2振荡频率的偏移频率，可以直接测量锯齿波a的微分系数和周期。然而，当C/N低时，基于噪声的信号被重叠在由于噪声的锯齿波a上，从而变为图6(b)中实线波形b所示(的锯齿波)，关于微分系数和周期，很难从波形b直接测量其周期T。

特别是当信号点位置信号的相位接近90度时，例如对于在图5和图6(b)中以A表示的位置，即使具有少许噪声分量，检测的相位也将超过90度，但是由于超过+90度的信号被检测为-90度，所以会产生非常大的检测误差。图7示出信号点位置信号的构象，而斜线部分示出信号点位置信号的离散范围。

因此，不能通过直接测量包括噪声的信号波形b来测量NCO 2的振荡频率偏移，但是利用自相关函数可以降低噪声。对于输入信号为周期函数的情况，自相关函数将变成周期相同的周期函数。由于此自相关函数是比噪声强的处理信号，即使在存在噪声的情况下，也可以从该自相关函数正确地获得输入信号的周期。因此，不能从图6(b)的波形b所示的相位检波输出直接测量其周期，但求出自相关函数就可以测量该波形的周期。

图8是计算自相关函数及其波形的说明图。图8(a)示出相位检波器6输出的相位检波输出波形，其中将图6(b)所示的波形b被重新描画以θ(t)表示，图8(b)是把图8(a)的波形延迟时间τ后获得的波形θ(t+τ)，其中通过从利用TMCC区段检测电路4检测的TMCC区段扣除延迟时间τ的其余区段来计算自相关函数Φ(τ)。在图8(b)中，它被描述为运算区段。用等式来表示自相关函数Φ(τ)就变成下式(1)： $\mathrm{\Φ}\left(\mathrm{\τ}\right)=\mathrm{\Σ}\{\mathrm{\θ}\left(t\right)-\mathrm{\θave}\}\{\mathrm{\θ}(t+\mathrm{\τ})-\mathrm{\θave}\}---\left(1\right)$

在等式(1)中，θ(t)代表相位检波输出，加法运算区段是从0到(M-1-τ)的运算区段的附加段。在此，标号M代表观测区段的码元数，即TMCC区段的码元数，并且在BS数字广播中，TMCC区段的码元数为192。θave代表相位检波输出的观测区段内的乎均值。图8(c)示出所运算的自相关函数。在该自相关函数具有预定振幅的部分，求出自相关函数Φ(τ)波形的过零点，从而求出平均周期T。

平均周期T即平均周期T＝π/ω，其中ω为偏离频率的角速度，并且在此，偏离频率ω代表NCO 2的振荡频率(再现载波频率)与载波频率之间的偏移。还将偏离频率描述为偏移频率。由平均周期T求出角速度ω，并将角速度ω送到NCO 2，从而在NCO 2产生角速度ω的正弦波和余弦波，然后将角速度ω的正弦波和余弦波送到同步检波电路1，这样就可以实现载波再现。

然而，利用上述现有技术的载波再现电路时，存在频率偏移方向，即不能检测极性的问题。换句话说，利用求得自相关函数的方法，对来自载波的NCO 2的振荡频率偏离载波的任何偏移，即+Δω和-Δω，因作为自相关电路7的输出的自相关函数的波形是相同的，而需要对偏离频率的进行极性判别，但是又不能进行极性判别。

为了避开偏离频率的极性判别问题，有一种可能性是将NCO 2的振荡频率预先移动到同步检波时的初始状态。设移动的频率为α，如果将此α的值设定到不小于希望的NCO2的最大偏离频率，则对于小于它的偏离频率ω，就将它们的极性确定为一个方向。即如图9(a)所示，如果将相位检波输出的再现载波频率设置到NCO 2的所希望的最大偏离频率范围的中部，就不能判别极性。

尽管如此，如图9(b)所示，如果将再现载波频率设置到NCO 2的所希望的最大偏离频率范围内的最小频率，不会出现负极性(即NCO2的振荡频率总是高于再现载波频率)的情况，所以极性为正，这意味着不会出现不能进行极性判别的问题。然而，对TMCC区段进行检测的频率范围就是使再现载波频率位于中部，如图9(a)所示的所希望的最大偏离频率范围，因此将此方法直接应用到BS数字广播接收机中的载波再现电路时，会出现这样的问题，即会产生不能检测任何TMCC区段的部分，在此例中，在图9(b)中的虚线的右半部分产生交叉阴影线部分。

因此，由于当BS数字广播接收机进行载波再现时，基于TMCC区段运算自相关函数，所以第一个条件是能够检测TMCC区段，因此当不能对TMCC区段进行检测时，也不能运算出自相关函数。

不同于偏离频率极性判别的另一个问题是，当偏离频率Δω变得太小时，自相关函数的周期T＝π/ω会增大，就会产生未把自相关函数的一个周期包含在一定期间的TMCC区段内，并且不能求出周期T，因此不能实现载波再现的问题。

本发明的目的在于提供一种载波再现电路，在该载波再现电路中，利用自相关函数可以判别偏离频率的极性从而实现载波再现，同时还解决偏离频率小时不能实现载波再现的问题。

本发明概述

根据本发明的PSK调制信号的载波再现方法，包括步骤：对来自振荡器的再现载波信号和PSK调制信号进行同步检波以产生同步检波信号；对上述同步检波信号进行相位检波以产生相位检波信号；产生在整个预定时间间隔(TMCC区段)的关于上述相位检波信号的自相关函数输出；根据上述自相关函数输出的周期，将控制信号施加到上述振荡器，以使来自上述振荡器的再现控制信号与PSK调制信号的载波同步；其特征在于，经常对上述相位检波信号进行预定的角速度(α)相位旋转，因此产生在上述整个预定时间间隔的关于经过上述相位旋转的相位检波信号的自相关函数输出。

根据本发明的PSK载波再现电路包括：振荡器(NCO)，用于输出再现载波信号；同步检波电路(1，3)，用于利用上述再现载信号同步检波接收的PSK调制信号，以产生I信号、Q信号；信号点排列转换电路(5)，用于对上述I信号和Q信号实现信号点排列转换，以产生信号点排列转换信号；相位检波电路(6)，用于对上述信号点排列转换信号进行相位检波，以产生相位检波信号；以及自相关检波电路(7)，用于取得在整个预定时间间隔关于上述相位检波信号的自相关以产生自相关函数输出并用于将基于自相关函数输出的信号送到上述振荡器，以控制上述振荡器的振荡频率；其特征在于，还包含相位旋转电路(8)，用于以预定角速度(α)对上述相位检波信号进行相位旋转。

因此，根据本发明，为了判别频率偏移的极性不是使正弦波数据和余弦波数据的频率偏移，而是将相位检波信号进行相位旋转，以补偿此相位旋转部分，并对数控振荡器的振荡频率进行控制，因此数控振荡频率不偏移，并且不对用于传输复用配置控制信号区段检测的信号进行相位旋转，因此TMCC区段总是被检测到，可以获得自相关，并且容易对频率偏移进行极性判别。

附图的简要说明

图1是示出了根据本发明实施例的载波再现电路结构的方框图；

图2是给出解释根据本发明实施例的载波再现电路的作用的说明图；

图3是给出解释根据本发明的实施例载波再现电路的作用的说明图；

图4是给出解释根据本发明实施例的载波再现电路的作用的说明图；

图5是示出了现有技术的载波再现电路结构的方框图；

图6是示出了相位检波电路输出的典型波形图；

图7是示出了信号点位置信号的典型构象图；

图8是示出了计算自相关函数及其波形的说明图；以及

图9是给出解释现有技术的载波再现电路的作用的说明图。

优选实施例的详细说明

以下将根据实施例说明根据本发明的载波再现电路。

图1是示出了根据本发明实施例的载波再现电路的电路结构的方框图。

在根据本发明实施例的载波再现电路中，被转换为中频的PSK调制信号被分别送到构成同步检波电路1的乘法器11和乘法器12，并在乘法器11和乘法器12内乘以余弦波数据和正弦波数据，然后利用基带信号的I数据和Q数据进行同步检波。由同步检波电路1输出的乘法器输出I数据和Q数据被分别送到构成数字低通滤波器3的数字低通滤波器31和数字低通滤波器32，这样就可以将分别来自同步检波电路1的输出的高次频率分量删除，并发送基带信号的I数据和Q数据。

将来自数字低通滤波器3的输出的属于基带信号的I数据和Q数据送到用于解码信息部分的解码器，同时送到TMCC区段检测电路4，在TMCC区段检测电路4内检测TMCC区段并将具有TMCC区段宽度的信号发送到自相关函数检测电路7。

另一方面，将来自数字低通滤波器31和32的输出送到信号点排列转换电路5，并把数字低通滤波器31和32输出的基带信号的I数据和Q数据转换为信号点位置信号。被信号点排列转换电路5所转换的信号点位置信号实际上是到信号点位置的向量。将此信号点位置信号送到相位旋转电路8，以在TMCC区段内对各码元以预先确定的预定角速度α对信号点位置信号进行相位旋转。相位旋转通过把角速度α的正弦信号和余弦信号分别乘以I信号和Q信号实现。将经过相位旋转的信号点位置信号送到相位检波器6并进行相位检波。

在此，对各码元预先确定的预定角速度α是根据希望的NCO 2的振荡频率范围确定的，并且当希望的振荡频率范围大时，也能快速地设置角速度α。

将来自相位检波器6的相位检波输出送到自相关函数检测电路7，由相位检波输出和使相位检波输出延迟时间τ后获得的延迟相位检波输出求出自相关函数Φ(τ)。一旦求出求得的自相关函数波形的周期T，并且设在NCO 2开始同步运行时的偏离频率为ω，由周期T＝π/(ω+α)的关系可求出角速度(ω+α)。在此，之所以采用角速度(ω+α)是由于由相位旋转电路8以角速度α进行相位旋转的缘故。

在减法电路9从求得的角速度(ω+α)减去经相位旋转电路8进行相位旋转的角速度α，然后将减法电路9的输出作为其极性对应于偏离频率ω的大小的控制电压送到NCO 2。NCO 2将控制电压反馈，以使偏离频率ω变成0，并且其结果是，与载波同步的再现载波信号的余弦波数据cos和正弦波数据sin被输出并分别被送到同步检波电路1的乘法器11和乘法器12并乘以I数据和Q数据。

在此，在根据本发明实施例的载波再现电路中，为了对由自相关函数检测电路7计算的偏离频率ω实施极性判别即对频率偏移实施极性判别不使NCO 2的振荡频率进行偏移，而是利用相位旋转电路8对信号点位置信号进行相位旋转，但是对于输入到TMCC区段检测电路4的I数据和Q数据不进行旋转。因此，此相位旋转对TMCC区段检测电路4中的TMCC区段检测无影响。

通过利用相位旋转电路8实现以角速度α的相位旋转，还以等于α的角速度对相位检波器6的相位检波输出进行相位旋转，并发生等于从自相关函数检测电路7输出的α的角速度的变化。相位旋转电路8以角速度α进行的相位旋转模拟地给出(如图9(b)所示)与将相位检波频率偏离到所希望的偏离频率范围的一端时相同的设置。因此可以实现对偏离频率的极性判别。此外，将从自相关函数检测电路7所输出的角速度(ω+α)经减法电路9扣除在相位旋转电路8附加的角速度α后，被送到NCO 2，由于未预先将NCO 2的振荡频率本身进行偏移，因此不会对在TMCC区段内的检测产生任何影响。无论如何，以NCO是电压控制振荡器(VCO)为好。

以下将对极性判别作进一步说明。设载波频率为ωc，设NCO 2的振荡频率(再现载波频率)为ωn，当ωc＞ωn时，设不偏离频率为+ω0，当没有进行相位旋转时相位检波器6的相位检波输出示于图2(a)。在图2和后述的图3中，园点代表码元位置，相邻码元之间的斜度为偏离角频率ω0。当使检波输出沿预定方向以角速度+α进行相位旋转时，相位检波输出被示于图2(b)，并且码元之间的斜度将为(ω0+α)。由于+ω0与+α具有相同的极性，所以(ω0+α)大于α。因此，作为减法电路9的输出的(ω0+α)-α仍为正极性。

图2(c)进一步示出当以角速度α对码元进行相位旋转时(相位检波输出)的情况，其中箭头示出当以角速度α对各码元进行相位旋转时(相位检波输出)的情况，而虚线示出当超过π/2弧度时的折回(相位检波输出)的情况。图2(d)示出对应于图2(c)的相位检波器6的相位检波输出。

在ωc＞ωn时，设偏离角频率为-ω1，则将相位检波器6的相位检波输出示于图3(a)。当使相位检波输出以角速度+α进行相位旋转时的相位检波输出，如图3(b)所示，作为以角速度+α进行相位旋转的结果，码元之间的斜度变成(-ω1+α)。由于-ω1与+α的极性不同，所以(-ω1+α)小于α。因此，作为减法电路9的输出的(-ω1+α)-α将具有负极性。即，自相关函数检测电路7的输出(-ω0+α)和(-ω1+α)没有极性，但是对于减法电路9的输出，由于NCO 2的振荡频率ωn是高于还是低于载波频率ωc就产生了极性。

图3(c)进一步示出当以角速度α对码元极性相位旋转时(相位检波输出)的情况，其中箭头示出当以角速度α对各码元进行相位旋转时(相位检波输出)的情况，而虚线示出当超过π/2弧度时的折回(相位检波输出)的情况。图3(d)示出对应于图3(c)的相位检波器6的相位检波输出。因此，通过以角速度α对码元进行相位旋转将使相位检波输出的极性转换为正，并与在图9(b)对极性判别所说明的情况相同。

关于相位旋转的方向，可以采用正α也可以采用负α。若采用正角速度α，当再现载波频率高于载波频率(即正ω)时，相位检波输出(ω+α)的绝对值将比ω大出α，并且当再现载波频率低于载波频率(即负ω)时，则相位检波输出(ω+α)的绝对值将比ω小出α。若采用负角速度α时，将出现相反的关系，但是仍将可以获得正确极性的偏离频率。

此外，当(ω+α)接近0时，T＝π/(ω+α)将会比TMCC区段的宽度长，并且不能得到自相关检波电路的输出。因此，选择|α|比NCO 2的希望频率范围宽度±ω的|ω|大出Δω，以使(ω+α)总是大于预定值，例如Δω。在此，这样选择Δω，以使π/Δω短于TMCC区段的宽度。例如，当±ω＝±1MHz，|α|＝1.2MHz，将出现Δω＝0.2MHz，并且相位检波信号频率的最小值(ω+α)为0.2MHz。。因此，此时的周期T＝π/0.2×10^-6≈15.8μs＜TMCC区段宽度。通过这样选择α，总是可以获得自相关检波电路的输出，并且减法电路的输出将根据NCO 2的振荡频率或者大于或者小于载波频率，而表现正极性或负极性，因此如果对NCO进行适当控制，NCO 2就可以输出与载波同步的再现载波。

在本实施例中，通过相位旋转电路8对相位检波器6的输入进行相位旋转，即对输入到相位检波器6的基带信号向量进行相位旋转，以便由相位检波器6进行相位检波，因此这样设置角速度α，以使如图4(a)所示的检波频率从接近希望的最大频率范围的中央变为，如图4(b)所示，设置有偏离检波频率而不存在载波的频率范围的空白处，来定位希望的最大频率范围时的、其频率超出希望的最大频率范围(在图4(b)的右端)的位置。当然，可以对输入到信号点排列转换电路5的I数据和Q数据进行相位旋转。

通过这样设置，偏离频率的极性不会为负，因此就可以对偏离频率的极性进行实质地判别。此外，不会发生由于存在空白区段使得偏离频率太小了，并且有一个周期不包含在TMCC区段内，而且不能获得的周期的情况。

如上所述，根据本发明的载波再现电路，通过对基带信号向量进行相位旋转，并在自相关检波后对相位旋转部分进行补偿，总是可以对偏离频率的极性进行判别。

Claims (9)

1.一种PSK调制信号的载波再现方法，该方法包括以下各步骤：

对来自振荡器的再现载波信号和PSK调制信号进行同步检波，以产生同步检波信号；

对所述同步检波信号进行相位检波，以产生相位检波信号；

产生在整个预定时间间隔TMCC区段的关于所述相位检波信号的自相关函数输出；以及

根据所述自相关函数输出的周期，将控制信号施加到所述振荡器，以使来自所述振荡器的再现控制信号与PSK调制信号的载波同步，

其特征在于，对所述相位检波信号总是进行预定角速度(α)相位旋转，所述预定角速度(α)被选择为大于所述振荡器的相对于载波频率的最大希望偏离频率，因此产生在上述整个预定时间间隔的关于经过所述相位旋转的相位检波信号的自相关函数输出。

2.根据权利要求1所述的载波再现方法，其特征在于，所述同步检波信号为通过乘以所述再现载波信号和PSK调制信号进行检波，以产生I信号、Q信号，并通过对所述I信号、Q信号进行信号点排列转换而获得的信号点排列转换信号，以预定角速度(α)对所述相位检波信号进行相位旋转，即以预定角速度(α)对所述信号点排列转换信号进行相位旋转。

3.根据权利要求1所述的载波再现方法，其特征在于，根据从对应于所述自相关函数周期的角速度(ω+α)中减去所述预定角速度(α)获得的数值，产生具有极性的所述控制信号。

4.根据权利要求1所述的载波再现方法，其特征在于，选择对应于所述预定角速度(α)与所述希望偏离频率中之最高频率之间的差值的周期(T)，以使它变得小于获得所述相关过程的预定时间间隔。

5.根据权利要求1至4中的任意一个所述的载波再现方法，其特征在于，所述预定角速度(α)具有正极性或负极性。

6.根据权利要求2所述的载波再现方法，其特征在于，输入所述I信号、Q信号，并根据所述I信号、Q信号确定获得自相关过程的预定时间间隔。

7.一种PSK调制信号的载波再现电路，包括：

振荡器(NCO)，用于输出再现载波信号；

同步检波电路(1，3)，用于利用所述再现载波信号同步检波接收的PSK调制信号，以产生I信号、Q信号；

信号点排列转换电路(5)，用于对所述I信号、Q信号实现信号点排列转换，以产生信号点排列转换信号；

相位检波电路(6)，用于相位检波所述信号点排列转换信号以产生相位检波信号；以及

自相关检波电路(7)，用于取得在整个预定时间间隔关于所述相位检波信号的自相关以产生自相关函数输出，并将基于自相关函数输出的信号送到所述振荡器，以控制所述振荡器的振荡频率，

其特征在于，还包括相位旋转电路(8)，用于以预定角速度(α)对所述相位检波信号进行相位旋转，所述预定角速度(α)被选择为大于所述振荡器的相对于载波频率的最大希望偏离频率范围的最大。

8.根据权利要求7所述的载波再现电路，其特征在于，包括减法电路(9)，用于从基于所述自相关函数输出的信号中减去对应于所述预定角速度的数值。

9.根据权利要求7或8所述的载波再现电路，其特征在于，进一步包括电路(4)，用于根据所述I信号、Q信号，确定取得自相关函数的预定时间间隔的值。

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