CN101043484A - 一种非均等的多用户高阶调制方法 - Google Patents

Abstract

一种非均等的多用户高阶调制方法，包括以下步骤：分别对来自多个用户的信源数据序列进行编码和交织，生成多个交织编码数据序列；按照从每个用户反馈回的信道状态，对用户进行排序；按照保护能力强弱的顺序，对调制符号中的各个符号比特位进行排序；根据符号比特位的个数以及用户的个数，将符号比特位和用户分为一一对应的符号比特位组和用户组；将来自信道状态好的用户组的交织编码数据序列匹配复用到保护能力弱的符号比特位组上，将来自信号状态差的用户组的交织编码数据序列匹配复用到保护能力强的符号比特位组上；由并行的各个符号比特位构成一个调制符号，生成调制符号序列；以及对调制符号序列进行多址接入，生成多址接入发送数据序列。

Description

一种非均等的多用户高阶调制方法

技术领域

本发明涉及通信领域多用户传输的调制技术。特别是，设计一种非均等的多用户高阶调制方法

背景技术

二进制移相键控(BPSK)和四相移键控(QPSK)是目前通信领域常用的调制技术。为了进一步提高频谱效率，又引入了高阶调制技术，如8PSK、16QAM、64QAM和256QAM[文献14：Stephen G.Wilson，DigitalModulation and Coding，Prentice-Hall，1996]。在高阶调制的星座图上，每个调制符号由若干个比特组成，如8PSK、16QAM、64QAM和256QAM的调制符号分别由3，4，6和8个比特组成。为了降低误码率，由比特串到调制符号的映射通常采用Golay映射。图1给出了8PSK格雷(Golay)编码的星座映射图，每一个星座点由三个比特(a₁a₂a₃)表示，星座图在单位圆上。图2给出了16QAM格雷(Golay)编码的星座映射图，每一个星座点由四个比特(a₁a₂a₃a₄)表示。其中，X轴分量由a₁a₂表示，Y轴分量由a₃a₄表示，星座图的能量归一化因子是 $c=\frac{1}{\sqrt{10}}.$ 图3给出了64QAM格雷(Golay)编码的星座映射图，每一个星座点由六个比特(a₁a₂a₃a₄a₅a₆)表示。其中，X轴分量由a₁a₂a₃表示，Y轴分量由a₄a₅a₆表示，星座图的能量归一化因子是 $c=\frac{1}{\sqrt{42}}.$ Golay映射对比特串中的每个比特的保护能力是不均等的，有些比特具有强的保护能力，而一些比特的保护能力比较弱。

在传统的多用户传输技术中，每个调制符号都是同一个用户的信息。在实际的应用中，每个用户的信道也可能是不均等。有些用户的信道的质量较好，而一些用户的信道的信噪比则比较大。例如，对于无线通信中的多用户传输情况，接近基站的用户由于链路衰耗较小，通常信噪比较高，而小区边缘的用户由于链路衰耗较大，通常信噪比较低，从而产生了远近效应。信道差的用户的信号往往会受到信道好的用户信号的严重干扰。对于这类问题，通常会用功率控制的方法加以解决，基站会提高对信道差的用户的发射功率，从而提高其信干噪比，改善其性能。

图4给出了传统的多用户高阶调制的多址接入发送过程，每个用户都进行单独的编码、交织、高阶调制和功率控制，然后进行多址接入。通常的接入方式有时分(TDM)、频分(FDM)、正交频分复用(OFDM)和码分(CDM)等方式。然而，单纯地提高信道差的用户的发射功率，虽然改善了差用户的性能，但对信道好的用户也造成了附加的多址干扰，降低了信道好的用户的性能，从而不能改善总的吞吐效率，尤其是对于受限于多址干扰(MAI)的码分多址(CDMA)系统。

图5给出了传统的多用户高阶调制的多址解接入接收过程，每个用户都进行单独的多址解接入，高阶解调，并串转换，解交织和译码，其中功率控制技术没有和高阶调制技术进行有机的结合，从而限制了其性能的提高。

发明内容

本发明主要是将高阶调制对不同比特的保护能力和多用户的信道情况进行有效的结合。在发送端，首先要对不同编码映射方式的高阶调制确定其对各个比特的保护能力。对此，我们提出一个简便易行的方法：在高阶调制的星座映射图上，找到所有的欧式距离最小的星座点对，并计算其中的各个比特的汉明距离之和。各个比特的保护能力与其汉明距和成反比，所以和大者被定义为弱比特，而和小者被定义为强比特。这是因为高阶解调的误符号率主要取决于其最小欧式距离，而在误符号率相同的条件下，各个比特的误码率又正比于其平均汉明距，所以高阶调制的各个比特的误码率正比于欧式距离最小的星座点对中的各个比特的汉明距离之和。同时在发送端，根据反馈回来的不同用户的CQI(信道质量指示)信息，可以区分信道条件好的用户(称为强用户)和信道条件差的用户(称为差用户)。例如，可以将信干噪比(SINR：signal to interference and noise ratio)大的用户称为强用户，而信干噪比小的用户称为弱用户。或者，将反馈回ACK信号的用户分为强用户，而将反馈回NACK信号的用户分为弱用户。如果用户反馈回NACK信号，那么明显表明该用户的信道是很恶劣的，以至于不能正确译码，所以将该用户定义为弱用户。对于弱用户，需要提高其性能，所以弱用户的数据可以映射到高阶调制的强比特位置上，而强用户的数据可以映射到高阶调制的弱比特位置上。这样，一个高阶调制符号上就含有多个用户的信息，弱用户对强用户没有多址干扰(MAI)。

而在接收端，对于不同用户可以进行相应的解接入，选择性的解高阶调制，并串转换，解复用和解交织和译码，得到判决数据。而与传统方法不同的是，对于某个特定用户的高阶解调，它只需要对本用户比特进行解调，用Max-Log-Map译码算法得到其相应的LLR(对数似然比值)，而无需解调一个调制符号上的所有映射比特。

本发明将高阶调制技术与多用户传输的信道情况进行有效的匹配，改善了传输信道差的用户的性能，也增强了多用户传输的总的吞吐效率。

根据本发明的具体方案，提出了一种非均等的多用户高阶调制方法，包括以下步骤：分别对来自多个用户的信源数据序列进行编码和交织，生成多个交织编码数据序列；按照从每个用户反馈回的信道状态，对用户进行排序；按照保护能力强弱的顺序，对调制符号中的各个符号比特位进行排序；根据符号比特位的个数以及用户的个数，将符号比特位和用户分为一一对应的符号比特位组和用户组；将来自信道状态好的用户组的交织编码数据序列匹配复用到保护能力弱的符号比特位组上，将来自信号状态差的用户组的交织编码数据序列匹配复用到保护能力强的符号比特位组上；由并行的各个符号比特位构成一个调制符号，生成调制符号序列；以及对调制符号序列进行多址接入，生成多址接入发送数据序列。

优选地，用户信道状态是由信干噪比确定的，信干噪比越高，则该用户的信道状态越好。或者，用户信道状态是由ACK/NACK反馈信号确定的，如果用户反馈回ACK反馈信号，则该用户的信道状态较好；如果用户反馈回NACK反馈信号，则该用户的信道状态较差。

优选地，各个符号比特位的保护能力强弱是由各个符号比特位的汉明距离之和确定的，其中汉明距离之和越大，该比特位的保护能力越弱。

优选地，所述多址接入采用以下多址接入方式之一：时分多址接入、频分多址接入、正交频分复用多址接入、码分多址接入、正交频分-码分多址接入。

优选地，将同一调制符号内的多个用户的时隙、子带或扩频码空间合并成帧，该调制符号内的多个用户共享导频数据。

相应地，根据本发明的另一具体方案，提出了一种接收根据前述多用户高阶调制方法而产生的多址接入发送数据序列的多址解接入高阶解调方法，包括以下步骤：接收多址接入发送数据序列，对接收到的多址接入发送数据序列进行多址解接入，生成多址解接入调制符号序列；针对多址解接入调制符号序列中的每一个多址解接入调制符号，按照接收用户与符号比特位之间的对应关系，对多址解接入调制符号中与所述接收用户相对应的符号比特位进行选择性高阶解调，丢弃多址解接入调制符号中与其他用户相对应的符号比特位，由解调出的数据构成与所述接收用户相对应的解调数据序列；以及对解调数据序列进行解交织和译码，生成判决数据序列。

附图说明

下面将参照附图，对本发明的优选实施例进行详细的描述，其中：

图1给出了8PSK格雷(Golay)编码的星座映射图，每一个星座点由三个比特(a₁a₂a₃)表示，星座图在单位圆上。

图2给出了l6QAM格雷(Golay)编码的星座映射图，每一个星座点由四个比特(a₁a₂a₃a₄)表示。

图3给出了64QAM格雷(Golay)编码的星座映射图，每一个星座点由六个比特(a₁a₂a₃a₄a₅a₆)表示。

图4给出了传统的多用户高阶调制的多址接入发送过程的示意图。

图5给出了传统的多用户高阶调制的多址解接入接收过程的示意图。

图6是区分高阶调制中的强弱比特的方法的示意图。

图7是16QAM格雷编码的各比特在AWGN信道下的误码率性能的曲线图。

图8是64QAM格雷编码的各比特在AWGN信道下的误码率性能的曲线图。

图9是根据本发明实施例的通用多用户高阶调制方法的多址接入发送示意图。

图10是两个用户16QAM调制方法的多址接入发送示意图。

图11是根据本发明的通用多用户高阶调制方法的比特流匹配复用方法示意图。

图12是两个用户16QAM调制方法的比特流匹配复用方法示意图。

图13是根据本发明实施例的通用多用户高阶调制方法的多址解接入接收示意图。

图14是根据本发明实施例的两个用户16QAM调制方法的多址解接入接收示意图。

图15是时分方式下的多用户高阶调制符号发送的简单示意图。

图16是时分方式下的多用户高阶调制符号发送的通用示意图。

图17是频分方式下的多用户高阶调制符号发送的简单示意图。

图18是频分方式下的多用户高阶调制符号接收的简单示意图。

图19是频分方式下的多用户高阶调制符号发送的通用示意图。

图20是频分方式下的多用户高阶调制符号接收的通用示意图。

图21是OFDM方式下的多用户高阶调制符号发送的简单示意图。

图22是OFDM方式下的多用户高阶调制符号接收的简单示意图。

图23是OFDM方式下的多用户高阶调制符号发送的通用示意图。

图24是OFDM方式下的多用户高阶调制符号接收的通用示意图。

图25是码分方式下的多用户高阶调制符号发送的简单示意图。

图26是码分方式下的多用户高阶调制符号接收的简单示意图。

图27是码分方式下的多用户高阶调制符号发送的通用示意图。

图28是码分方式下的多用户高阶调制符号接收的通用示意图。

图29是OFCDMA方式下的多用户高阶调制符号发送的通用示意图。

图30是OFCDMA方式下的多用户高阶调制符号接收的通用示意图。

图31是时分多址下的多用户高阶调制符号的时隙格式(数据/导频)分配示意图。

图32是OFDM下的多用户高阶调制符号的时隙格式(数据/导频)分配示意图。

图33是CDMA方式下的多用户高阶调制符号的时隙格式(数据/导频)分配示意图。

图34是多用户高阶调制方法的简单信令流程示意图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作具体说明。应该指出，所描述的实施例仅是为了说明的目的，而不是对本发明范围的限制。所描述的各种数值并非用于限定本发明，这些数值可以根据本领域普通技术人员的需要进行任何适当的修改。在本说明书中，以16QAM调制为例，描述本发明。但应当清楚的是，本发明可以应用于采用如64QAM等其他M-QAM(M＝2^m)调制方式的通信系统。

图6是区分高阶调制中的强弱比特的方法的示意图。首先，根据一定的编码规则确定高阶调制的星座映射图，找到星座点间的最小欧式距离。其次，找到满足最小距离的所有星座点对。然后，计算这些星座点上的所有比特的汉明距离之和，并进行排序。如果得到的和小，表明保护能力强，称为强比特；而如果得到的和大，表明保护能力弱，称为弱比特。事实上，各个比特的误码率与其汉明距和近似成线性正比例关系。汉明距和越大，误码率越高。

例如，(1)对于图1所示的8PSK格雷(Golay)编码的星座映射图，星座点间的最小欧式距离是2sin(π/8)，欧式距离最小的所有星座点对是(111，110)、(110，100)、(100，101)、(101，001)、(001，000)、(000，010)、(010，011)和(011，111)共八对。对于a₁比特，在(101，001)和(011，111)中发生了改变，所以其汉明距的和是2。对于a₂比特，在(110，100)和(000，010)中发生了改变，所以其汉明距的和是2。对于a₃比特，在(111，110)、(100，101)、(001，000)和(010，011)中发生了改变，所以其汉明距的和是4。所以，a₁a₂a₃的汉明距的和比为2∶2∶4＝1∶1∶2。a₁a₂是强比特，而a₃是弱比特，而a₁a₂a₃的误码率应该正比于1∶1∶2。

(2)对于图2所示的16QAM格雷(Golay)编码的非归一化的星座映射图，星座点间的最小欧式距离是2。X轴分量由a₁a₂表示，Y轴分量由a₃a₄表示，它们是完全对称的。所以，可以先看X轴的欧式距离最小的所有星座点对，(11，10)、(10，00)、(00，01)共三对。对于a₁比特，在(10，00)中发生了改变，所以其汉明距之和是1。对于a₂比特，在(11，10)和(00，01)中发生了改变，所以其汉明距之和是2。同理，a₃的汉明距之和是1，a₄的汉明距之和是2。所以，a₁a₂a₃a₄的汉明距之和之比为1∶2∶1∶2。a₁a₃是强比特，而a₂a₄是弱比特。a₁a₂a₃a₄的误码率应该正比于1∶2∶1∶2。另外，在图7中给出了16QAM格雷编码的a₁和a₂比特在AWGN信道下的误码率的计算机仿真曲线，根据对称性，a₃，a₄比特的误码率分别等同于a₁，a₂。误码率曲线证明了判断方法的准确性。

(3)对于图3所示的64QAM格雷(Golay)编码的非归一化的星座映射图，星座点间的最小欧式距离是2。X轴分量由a₁a₂a₃表示，Y轴分量由a₄a₅a₆表示，它们是完全对称的。所以，可以先看X轴的欧式距离最小的所有星座点对，(111，110)、(110，100)、(100，101)、(101，001)、(001，000)、(000，010)、(010，011)共7对。对于a₁比特，在(101，001)中发生了改变，所以其汉明距之和是1。对于a₂比特，在(110，100)和(000，010)中发生了改变，所以其汉明距之和是2。对于a₃比特，在(111，110)、(100，101)、(001，000)和(010，011)中发生了改变，所以其汉明距之和是4。所以，a₁a₂a₃的汉明距之和比为1∶2∶4。同理，a₄a₅a₆的汉明距之和比也为1∶2∶4。所以，a₁a₂a₃a₄a₅a₆的汉明距之和之比为1∶2∶4∶1∶2∶4。因此，a₁a₄是强比特，而a₃a₆是弱比特，a₂a₅居中。a₁a₂a₃a₄a₅a₆的误码率应该正比于1∶2∶4∶1∶2∶4。另外，在图8中给出了64QAM格雷编码的a₁a₂a₃比特在AWGN信道下的误码率的计算机仿真曲线，根据对称性，a₄a₅a₆比特的误码率分别等同于a₁a₂a₃。误码率曲线同样也证明了判断方法的准确性。

应当指出的是，本发明的方法不仅适用于格雷编码的高阶调制方法，对于任意编码映射的高阶调制方法也是同样适用的。

图9是根据本发明的通用多用户高阶调制方法的多址接入发送示意图。各用户的信源数据序列D_i(i∈[1，N])先经过各自的信道编码和信道交织得到序列U_i，然后按照多用户高阶调制的比特流匹配复用方法得到多用户比特数据流序列V，再进行串并转换，就可以进行相应的高阶调制映射，并得到调制符号序列S，然后进行多址接入得到多址发送序列Q。通常的接入方式有时分(TDM)、频分(FDM)、正交频分复用(OFDM)和码分(CDM)等，都可以适用于本发明。而图10则给出了其中的一个特例——两个用户16QAM调制方法的多址接入发送示意图。用户1，2的信源数据序列D_i(i∈[1，2])先经过各自的信道编码和信道交织得到序列U_i，然后按照两个用户16QAM调制的比特流匹配复用方法得到多用户比特数据流序列V，再进行串并转换，分为四个并行支路，就可以进行相应的16QAM调制映射并得到调制符号序列S，然后进行多址接入得到多址发送序列Q。

图11是根据本发明的通用多用户高阶调制的比特流匹配复用方法示意图。首先，在发送端接收到不同用户反馈回的信道状态信息，如信干噪比和ACK/NACK反馈信号。然后，按信道状态对用户U_i(i∈[1，N])进行分组，如将信干噪比高的用户信道分为强用户组，而将信干噪比低的用户信道分为弱用户组。或者，将反馈回ACK信号的用户分为强用户组，而将反馈回NACK信号的用户分为弱用户组。接着，就可以在高阶调制的强弱比特和由信道情况表征的强弱用户之间进行匹配，将强用户数据映射到高阶调制的弱比特位置上，而将弱用户数据映射到高阶调制的强比特位置上。接收到各用户的比特流后，然后再按上述匹配的结果进行复用，形成最终的多用户比特比特流序列V。

图12给出了其中的一个特例——两个用户16QAM调制方法的比特流匹配复用方法示意图。首先接收到用户1，2的信道反馈信息，假设用户1的信干噪比小于用户2，那么用户1是弱用户，使用16QAM调制符号的强比特(a₁a₃)，而用户2是强用户，使用16QAM调制符号的强比特(a₂a₄)。接收到用户1的比特流序列U₁和用户2的比特流序列U₂，两者序列长度均设为N，那么可以按如下公式得到复用的比特流序列V：v(4k)＝u₁(k)、v(4k+2)＝u₁(k+N/2)、v(4k+1)＝u₂(k)、v(4k+3)＝u₂(k+N/2)， $k\∈[0,\frac{N}{2}-1].$

实施例1

假设存在两个用户A和B，用户A处于小区边缘，其信干噪比低，而用户B临近基站，其信干噪比高。基站根据各个用户的信干噪比，将用户A定义为弱用户，而用户B定义为强用户。假设用户A经过信道编码和交织后的二进制数据块是{a_i}，i∈[0，N-1]。而用户B经过信道编码和交织后的二进制数据块是{b_i}，i∈[0，N-1]。其中，N是块长，N＝0(mod 3)。经过匹配复用的多用户比特数据流是{c_i}，i∈[0，2N-1]。当采用格雷映射的8PSK时，可以采用如下复用方式：

c_3k＝a_k               c_3k+2＝b_k           $k\∈[0,\frac{2N}{3}-1]$

c_3i+1＝a_i+2N/3        c_3i+N+1＝b_i+2N/3         $i\∈[0,\frac{N}{3}-1]$

然后对{c_i}每三个比特一组映射到8PSK的星座图上，进行发送。

实施例2

假设存在两个用户A和B，用户A处于小区边缘，其信干噪比低，而用户B临近基站，其信干噪比高。基站根据各个用户的信干噪比，将用户A定义为弱用户，而用户B定义为强用户。假设用户A经过信道编码和交织后的二进制数据块是{a_i}，i∈[0，N-1]。而用户B经过信道编码和交织后的二进制数据块是{b_i}，i∈[0，N-1]。其中，N是块长，N＝0(mod 2)。经过匹配复用的多用户比特数据流是{c_i}，i∈[0，2N-1]。当采用格雷映射的16QAM时，可以采用如下复用方式：

c_4k＝a_k    c_4k+2＝a_k+N/2    c_4k+1＝b_k    c_4k+3＝b_k+N/2 $k\∈[0,\frac{N}{2}-1]$

然后对{c_i}每四个比特一组映射到16QAM的星座图上，进行发送。

实施例3

假设存在三个用户A，B和C，其信干噪比依次升高。基站根据各个用户的信干噪比，将用户A定义为弱用户，而用户C定义为强用户，用户B居中。假设用户A，B，C经过信道编码和交织后的二进制数据块分别是{a_i}，{b_i}，{c_i}，i∈[0，N-1]。其中，N是块长，N＝0(mod2)。经过匹配复用的多用户比特数据流是{d_i}，i∈[0，3N-1]。当采用格雷映射的64QAM时，可以采用如下复用方式：

d_k＝a_k          d_k+3＝a_k+N/2     d_k+4＝b_k

d_k+1＝b_k+N/2    d_k+2＝c_k         d_k+5＝c_k+N/2 $k\∈[0,\frac{N}{2}-1]$

然后对{d_i}每六个比特一组映射到64QAM的星座图上，进行发送。

图13是根据本发明的通用多用户高阶调制方法的多址解接入接收示意图。对于每个用户终端i，接收到信道输出序列

进行与发送端相应的多址解接入得到序列

然后进行选择性的高阶解调和并/串转换得到序列

再进行解交织和译码，最终得到判决数据序列

对于传统方法，需要输出一个高阶调制符号上的所有比特的LLR(对数似然比)值，而选择性的高阶解调只需要输出本用户比特的对数似然比值，其它用户的比特可以丢弃不算。

实施例4

图14给出了根据本发明的两个用户16QAM调制方法的多址解接入接收示意图。对于上述的实施例2中采用16QAM调制的用户A，可以进行与发端相应的多址解交织、选择性的高阶解调、并/串转换、解交织和译码，最终得到判决数据。

$\mathrm{LLR}\left(b_i\right)=\mathrm{Ln}\frac{P(b_i=1)}{P(b_i=0)}\≈\underset{b(k,i)=1}{\min }\{-{\left|\right|Y-S\left(k\right)\left|\right|}^2\}-\underset{b(k,i)=0}{\min }\{-{\left|\right|Y-S\left(k\right)\left|\right|}^2\}$

                                 i∈[1，4]  k∈[1，16]

其中复向量Y＝{y_I，y_Q}表示某一时刻高阶调制符号的加性白高斯噪声(AWGN)信道输出值，复向量S(k)＝{S_I(k)，S_Q(k)}表示16QAM星座图上的第k个星座点。假设Y＝S(t)+N，N表示复高斯白噪声，S(t)是发送星座点。‖Y-S(k)‖²＝(y_I-S_I(k))²+(y_Q-S_Q(k))²表示Y和S(k)之间的欧式距离。b(k，j)表示第k个星座点S(k)所代表的第j个比特值，b(k，j)∈{0，1}。对于低复杂度的选择性解调技术，用户A的解调只需计算LLR(b₁)和LLR(b₃)，而用户B的解调只需计算LLR(b₂)和LLR(b₄)。

对于各种多址接入技术下的多用户高阶调制，多用户高阶调制都是普遍适用的。传统的多址接入技术是对时域、频域、码域、空域等资源在多用户上的正交性分配，而多用户高阶调制在其基础上增加了高阶调制比特资源的分配。

应用实施例1

对于时分多址(TDMA)方式，多用户高阶调制是在时域基础上增加了调制比特资源的分配。对于发送端，每一个时域上的调制符号不再代表单个用户的信息，而是代表多个用户的信息。而对于每个用户的接收终端，需要在时域上接收包含其信息的所有调制符号，作为多址解接入的过程。假设每个用户的编码长度都一样，由于每个调制符号对于每个用户只分配部分比特，所以与传统的TDMA相比，每个用户在时域上占用的调制符号更多，可以带来更多的时间分集。

图15是时分方式下的多用户高阶调制符号发送的简单示意图。时隙1上的调制符号代表了用户1和用户2的信息。同理，时隙3和5也代表了用户1和用户2的信息。而时隙2，4和6代表了用户3和用户4的信息。对于用户1的接收终端，需要接收与之相关的时隙1，3，5的调制符号，作为图11中的解接入过程。同理，用户2的接收终端需要接收与之相关的时隙1，3，5的调制符号，而用户3和4的接收终端需要接收与之相关的时隙2，4，6的调制符号。

图16给出了时分方式下的多用户高阶调制符号发送的通用示意图。在图16中，第i个时隙的高阶调制符号是Q_ui，共有N个时隙。设全体用户的集合是U，那么u_i是U的子集，u_iU。将u_i中的用户数记为m_i，用户总数记为L，高阶调制的阶数(一个符号中的比特数)记为M，则1≤m_i≤min{M，L}。

应用实施例2-1

对于频分多址(FDMA)方式或者正交频分复用(OFDM)方式，多用户高阶调制是在频域基础上增加了调制比特资源的分配。对于发送端，每一个频带(子载波)上的调制符号不再代表单个用户的信息，而是代表多个用户的信息。而对于每个用户的接收终端，需要在频域上做相干解调(对于FDMA)或者FFT(对于OFDM)，接收包含其信息的所有频域(子载波)上的调制符号，作为多址解接入的过程。假设每个用户的编码长度都一样，由于每个调制符号对于每个用户只分配部分比特，所以与传统的FDMA或者OFDM相比，每个用户占用的频带(子载波)更多，因而可以带来更多的频率分集。

图17给出了频分方式下的多用户高阶调制符号发送的简单示意图。子载波1上的调制符号代表了用户1和用户2的信息。同理，子载波3和5也代表了用户1和用户2的信息。而子载波2，4和6代表了用户3和用户4的信息。

图18给出了频分方式下的多用户高阶调制符号接收的简单示意图。对于用户1的接收终端，经过子载波1，3，5的相干解调后，接收到与之相关的子载波的调制符号，作为高阶解调前的解接入过程。同理，用户2的接收终端需要接收与之相关的子载波1，3，5的调制符号，而用户3和4的接收终端需要接收与之相关的子载波2，4，6的调制符号。

图19给出了频分方式下的多用户高阶调制符号发送的通用示意图。在图19中，第i个载波f_i上发送的高阶调制符号是Q_ui(i∈[1，N])，共有N个载波。设全体用户的集合是U，那么u_i是U的子集，u_iU。将u_i中的用户数记为m_i，用户总数记为L，高阶调制的阶数(一个符号中的比特数)记为M，则1≤m_i≤min{M，L}。

图20给出了频分方式下的多用户高阶调制符号接收的通用示意图。对于用户j，首先定义函数 $F_j\left(u_i\right)=\left\{\begin{array}{cc}1& j\∈u_i\\ 0& j{\∉u}_i\end{array}\right..$ 当F_j(u_i)＝1时，电路接通，否则断开。对于用户j的终端，它对有其信息的所有子载波f_i进行相干解调，并得到其高阶调制符号序列{Q_ui}(i∈[1，N])。

应用实施例2-2

图21给出了OFDM方式下的多用户高阶调制符号发送的简单示意图。子载波1上的调制符号代表了用户1和用户2的信息。同理，子载波3也代表了用户1和用户2的信息。而子载波2，4代表了用户3和用户4的信息。高阶调制符号序列通过IFFT计算和并/串转换后得到发送序列S(t)。

图22给出了OFDM方式下的多用户高阶调制符号接收的简单示意图。对于用户1的接收终端，经过串/并转换和FFT计算后，选择子载波1和3上的输出信号序号，作为高阶解调前的解接入过程。

图23给出了OFDM方式下的多用户高阶调制符号发送的通用示意图。在图23中，第i个载波f_i上发送的高阶调制符号是Q_ui(i∈[1，N])，共有N个子载波，通过IFFT计算和并/串转换后得到发送序列S(t)。设全体用户的集合是U，那么u_i是U的子集，u_iU。将u_i中的用户数记为m_i，用户总数记为L，高阶调制的阶数(一个符号中的比特数)记为M，则1≤m_i≤min{M，L}。

图24给出了OFDM方式下的多用户高阶调制符号接收的通用示意图。对于用户j，首先定义函数 $F_j\left(u_i\right)=\left\{\begin{array}{cc}1& j\∈u_i\\ 0& j{\∉u}_i\end{array}\right..$ 当Fｘ(u_i)＝1时，电路接通，否则断开。对于用户j的终端，经过串/并转换和FFT计算后，选择有其信息的所有子载波上的输出信号序号，作为高阶解调前的解接入过程。

应用实施例3

对于码分多址(CDMA)方式，多用户高阶调制是在码域基础上增加了调制比特资源的分配。对于发送端，每一个由扩频码所表征的码域上的调制符号不再代表单个用户的信息，而是代表多个用户的信息。而对于每个用户的接收终端，需要在码域上用相应的扩频码做匹配滤波的解扩过程，接收包含其信息的所有码域上的调制符号，并取其均值，作为多址解接入的过程。

图25给出了CDMA方式下的多用户高阶调制符号的码分示意图。调制符号Q₁₂代表了用户1和用户2的信息，分别以用户1的扩频码C₁和用户2的扩频码C₂进行扩频，并在时域上相加。如同通常的CDMA系统，C₁和C₂正交，亦即<C₁，C₂>＝0，<x，y>表示求序列x和y之间的相关值。可以理解，本例中的用户1和用户2的信息在码域上依然是正交的，亦即<Q₁₂C₁，Q₁₂C₂>＝|Q₁₂|₂Q₁₂<C₁，C₂>＝0。同理，调制符号Q₃₄代表了用户3和用户4的信息，分别以用户3的扩频码PN₃和用户4的扩频码PN₄进行扩频，并在时域上相加。可以理解，用户1，2，3和4的信息在码域上两两正交。例如，用户1和用户3的信息在码域上的相关值是<Q₁₂C₁，Q₃₄C₂>＝Q₁₂Q^* ₃₄<C₁，C₂>＝0，Q^* ₃₄是Q₃₄的复共轭。

图26给出了码分方式下的多用户高阶调制的解扩接收示意图。对于用户1，可以用其扩频码C₁和C₂分别进行匹配滤波(解扩过程)并取其均值，由上述的码域正交性原理可以得到发送的调制符号Q₁₂，从而完成图11中所示的解接入过程。

图27给出了码分方式下的多用户高阶调制符号发送的通用示意图。在图27中，第i个用户集u_i上发送的高阶调制符号是Q_ui(i∈[1，N])，共有N个用户集。设全体用户的集合是U，那么u_i是U的子集，u_iU。并假设用户集之间正交，亦即u_i∩u_j＝Φ，i≠j。将u_i中的用户数记为m_i，用户总数记为L，高阶调制的阶数(一个符号中的比特数)记为M，则1≤m_i≤min{M，L}。对于Q_ui，用属于用户u_i集上的所有扩频码{C_ui(1)，…，C_ui(mi)}进行扩频，并在时域上相加。如此对所有N个用户集进行扩频相加得到发送序列S(t)。

图28给出了OFDM方式下的多用户高阶调制符号接收的通用示意图。对于用户j，假设j∈u_i。对于用户j的终端，可以用属于用户u_i集上的所有扩频码{C_ui(1)…，C_ui(mi)}分别进行匹配滤波(解扩过程)并取其均值作为高阶解调前的解接入过程。

应用实施例4

对于正交频分-码分多址系统(OFCDMA)，多用户高阶调制是在码域和频域的二维域的基础上增加了调制比特资源的分配。对于发送端，每一个由扩频码和子载波所表征的频域/码域上的调制符号不再代表单个用户的信息，而是代表多个用户的信息。而对于每个用户的接收终端，需要在频域上做FFT运算，继而在码域上用扩频码做匹配滤波的解扩过程，在码域和频域上接收包含其信息的所有调制符号，做为多址解接入的过程。

图29给出了OFCDMA方式下的多用户高阶调制符号的码分-频分示意图。设OFDM的子载波总数是Nc，而扩频码的扩频因子是SF，Nc应是SF的整数倍。再设第i个用户集u_i上发送的高阶调制符号是Q_ui(i∈[1，N])，共有N个用户集。设全体用户的集合是U，那么u_i是U的子集，u_iU。并假设用户集之间正交，亦即u_i∩u_j＝Φ，i≠j。将u_i中的用户数记为m_i，用户总数记为L，高阶调制的阶数(一个符号中的比特数)记为M，则1≤m_i≤min{M，L}。对于Q_ui，首先进行串/并转换，分为Nc/SF个并行支路。对于每个并行支路，用属于用户u_i集上的所有扩频码{C_ui(1)，…，C_ui(mi)}进行扩频，并对于相同的码片(chip)位在时域上相加，得到SF个并行输出信号，作为IFFT的SF个输入。如此，从Nc/SF个并行支路上一共得到Nc个并行输出信号，再进行Nc点的IFFT运算和并/串转换，得到用户集u_i的发送序列。如此，可以求得N个用户集的发送序列，并在时域上相加，得到总的发送序列。

图30给出了OFCDMA方式下的多用户高阶调制符号的接收示意图。对于用户j，假设j∈u_i。对于用户j的终端，首先进行串/并转换和FFT运算，得到Nc个并行输出信号，然后以SF个信号为一组，共分为Nc/SF组。对于每组信号，用属于用户u_i集上的所有扩频码{C_ui(1)…，C_ui(mi)}进行解扩并在时域上相加，得到一个输出值。对于Nc/SF个输出值进行并/串转换，即得到与用户j相关的高阶调制符号序列Q_ui。

应用实施例5

对于多用户高阶调制，在发送端可以将同一调制符号内的不同用户的时隙格式进行合并成帧，导频数据可以共享；而在接收端，不同的用户可以利用共享的导频数据进行合并帧的信道估计。由于多用户共享的导频数据要多于传统的单用户专有的导频数据，因而信道估计会更加准确。

图31是时分多址下的多用户高阶调制符号的时隙格式(数据/导频)分配示意图。在传统的时分多址方法中，用户1和用户2分别占用不同的时隙1和时隙2。在时隙1中，用户1的导频P₁放在时隙的中间，而数据Q₁放在两端。而在时隙2中，用户2的导频P₂放在时隙的中间，而数据Q₂放在两端，P₂和P₁有可能不一样，由高层信令指定。在接收端，用户1会用P₁进行信道估计，而用户2会用P₂进行信道估计。而在多用户高阶调制的框架下，调制符号Q₁₂代表了用户1和用户2的信息，用户1和用户2可以合并成帧，共享相同的导频P₁₂，如图所示。而在接收端，用户1和用户2都能用共享的相同导频P₁₂进行信道估计。在不改变频带利用率的前提下，由于能够使用更多的导频数据，所以信道估计会更精确。另外，可以看到用户在时域所占用的调制符号数目也比传统方法多，因而可以有更多的时间分集，改善纠错性能。同理，再设第i个用户集u_i上发送的高阶调制符号是Q_ui(i∈[1，N])，共有N个用户集。设全体用户的集合是U，那么u_i是U的子集，u_iU。将u_i中的用户数记为m_i，用户总数记为L，高阶调制的阶数(一个符号中的比特数)记为M，则1≤m_i≤min{M，L}。同样，可以对传统方法中的m_i个时隙进行合并成帧，共享m_i个相同的导频P_ui。

应用实施例6

图32给出了OFDM下的多用户高阶调制符号的时隙格式(数据/导频)分配示意图。在传统的OFDM方法中，用户1和用户2分别占用不同的频率子带1和子带2。在子带1中，用户1的导频P₁放在频率子带的中间，而数据Q₁放在两端。在子带2中，用户2的导频P₂放在频率子带的中间，而数据Q₂放在两端。P₂和P₁有可能不一样。在接收端，用户1会用P₁进行频域的信道估计，而用户2会用P₂进行频域的信道估计。而在多用户高阶调制的框架下，调制符号Q₁₂代表了用户1和用户2的信息，用户1和用户2可以合并成帧，共享相同的导频P₁₂，如图所示。而在接收端，用户1和用户2都能用共享的相同导频P₁₂在频域上进行信道估计。同样在不改变频带利用率的前提下，由于能够使用更多的导频数据，所以信道估计会更精确。另外，可以看到用户在频域所占用的调制符号数目也比传统方法多，因而可以有更多的频率分集，改善纠错性能。同理，再设第i个用户集u_i上发送的高阶调制符号是Q_ui(i∈[1，N])，共有N个用户集。设全体用户的集合是U，那么u_i是U的子集，u_iU。将u_i中的用户数记为m_i，用户总数记为L，高阶调制的阶数(一个符号中的比特数)记为M，则1≤m_i≤min{M，L}。同样，可以对传统方法中的m_i个子带进行合并成帧，共享m_i个相同的导频P_ui。

应用实施例7

图33给出了CDMA下的多用户高阶调制的时隙格式(数据/导频)示意图。在传统的CDMA方法中，用户1和用户2分别占用不同的正交码C₁和C₂同时进行扩频发送。在时隙1中，用户1的导频P₁放在时隙1的中间，而数据Q₁放在两端。在同时发送的时隙2中，用户2的导频P₂同样放在时隙2的中间，而数据Q₂放在两端。P₂和P₁有可能不一样。在接收端，用户1先用C₁解扩然后用P₁进行时域的信道估计，亦即 $h_i=\frac{\&lang;{\mathrm{YP}}_1^{*}{C}_1\&rang;}{{\left|P_1\right|}^{2}N},$ 其中<x，y>表示序列x与y相关函数，N是扩频长度，Y表示接收的序列。同理，用户2先用C₂解扩而后用P₂进行时域的信道估计，亦即 $h_2=\frac{\&lang;{\mathrm{YP}}_2^{*},C_2\&rang;}{{\left|P_2\right|}^{2}N}.$ 而在多用户高阶调制的框架下，调制符号Q₁₂代表了用户1和用户2的信息，用户1和用户2可以合并成帧，共享相同的导频P₁₂，如图所示。而在接收端，用户1和用户2都能用C₁和PN₂进行解并用共享导频P₁₂在时域上进行信道估计，亦即 $h=\frac{\&lang;{\mathrm{YP}}_1^{*},C_1\&rang;}{2{\left|P_1\right|}^{2}N}+\frac{\&lang;{\mathrm{YP}}_2^{*},C_2\&rang;}{2{\left|P_2\right|}^{2}N}.$ 同样在不改变频带利用率的前提下，由于能够使用更多的导频数据，所以信道估计会更精确。另外，可以看到用户在码域所占用的调制符号数目也比传统方法多，因而可以有更多的码分集，改善纠错性能。同理，再设第i个用户集u_i上发送的高阶调制符号是Q_ui(i∈[1，N])，共有N个用户集。设全体用户的集合是U，那么u_i是U的子集，u_iU。并假设用户集之间正交，亦即u_i∩u_j＝Φ，i≠j。将u_i中的用户数记为m_i，用户总数记为L，高阶调制的阶数(一个符号中的比特数)记为M，则1≤m_i≤min{M，L}。同样，可以于传统方法中的m_i个扩频码空间进行合并成帧，共享m_i个相同的导频P_ui。

图34给出了多用户高阶调制的简单信令流程示意图。第一步(①)，移动台定期向基站传送其信道状态信息(CSI)，如信干噪比(SINR)以及ACK/NACK信息。第二步(②)，基站定期对这些移动台的CSI和ACK/NACK等信息进行分析整理，对信道好(SINR高，ACK信号)的用户分配弱比特，而对信道差(SINR低，NACK信号)的用户分配强比特，并分配其它多址资源，如各个用户的时隙格式，扩频码，频带和导频等。第三步(③)，基站通过控制信道将多址资源和比特位的相关信息定期发给各移动台。第四步(④)，基站通过业务信道向移动台传输经过多用户高阶调制后的数据。整个流程是自适应于信道变化的过程，当移动台的信道发生变化时，基站也就相应的重新分配高阶调制中的强弱比特及其相关的多址资源，从而提高弱用户的传输性能，并使系统的吞吐量最大化。

非均等的多用户高阶调制与传统方法相比有如下优点和效果：

1.它能自适应信道变化的过程，对于信干噪比低的移动台，基站能够将高阶调制中的强比特分配给它，等效于提高了弱用户的信干噪比，从而提高了弱用户的传输性能，有助于缓解远近效应；而对于反馈回NACK信号的移动台(NACK信号通常反映出信道条件比较恶劣)，基站也能够将高阶调制中的强比特分配给它，也有助于改善弱用户在ARQ(自动重发请求)过程中的性能，提高其吞吐量。

2.在不改变编码长度和频谱利用率的前提下，由于每个高阶调制符号包含的每个用户比特数减少，所以每个用户所占用的调制符号数目就增多了，在分集接收时，每个用户可以有更多的时间分集(对时分系统)或者更多的频率分集(对频分系统)或者更多的码分集(对码分系统)，而且每个用户可以与其它同组的用户分享更多的导频数据，可以提供更准确的信道估计，从而提高整个系统的吞吐量。

尽管已经针对典型实施例示出和描述了本发明，本领域的普通技术人员应该理解，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以进行各种其他的改变、替换和添加。因此，本发明不应该被理解为被局限于上述特定实例，而应当由所附权利要求所限定。

参考文献列表

[1]Todd A.Summers and Stephen G.Wilson，SNR Mismatch and OnlineEstimation in Turbo Decoding，IEEE TRANSACTIONS ONCOMMUNICATIONS，VOL.46，NO.4，APRIL 1998 pp：421-423

[2]Jason P.Woodard and Lajos Hanzo，Comparative Study of TurboDecoding Techniques：An Overview，IEEE TRANSACTIONS ONVEHICULAR TECHNOLOGY，VOL.49，NO.6，NOVEMBER2000，pp：2208-2233

[3]王新梅，纠错码-原理与方法，西安电子科技大学出版社，2001年4月第3版

[4]C.Berrou，A.Glavieux，and P.Thitimajshima，Near Shannon LimitError-Correcting Coding and Decoding：Turbo Codes[A]，in Proc.ICC′93，Geneva，Switzerland[c]，1993，5：1064-1070.

[5]吴伟陵，通向信道编码的Turbo码及其性能分析[J]，电子学报，1998，28(7)：35-40

[6]孙毅，Turbo码在移动通信中的应用[D]，博士学位论文，北京：北京邮电大学，1999年

[7]Heegard，“the turbo coding”，Boston：Kluwer AcademicPublisher，1999/01/01，1st edition，chapter3：34-62

[8]J.Hagenauer，E.Offer，and L.Papke，“Iterative decoding of binaryblock and convolutional codes，”IEEE Trans.Inform.Theory，vol.42，pp.429-445，Mar.1996.

[9]Rose Y.Shao，Two Simple Stopping Criteria for Turbo Decoding，IEEE Transactions On Communications，VOL.47，NO.8，AUGUST1999，pp：1117-1120

[10]Yufei Wu，Brian D.Woerner，A Simple Stopping Criterion for TurboDecoding，IEEE Communications Letters，VOL.4，NO.8，AUGUST2000，pp：258-260

[11]Nam Yul Yu，efficient stopping criterion for iterative decoding ofturbo codes，electronics letters，9th January 2003 Vol.39 No.1，pp：73-74

[12]Wangrok Oh and Kyungwhoon Cheun，Adaptive Channel SNREstimation Algorithm for Turbo Decoder，IEEE Communicationletters，VOL.4，NO.8，AUGUST 2000，pp：255-256

[13]Soonyoung Kim，simple iterative decoding stop criterion forwireless packet transmisiion，Electronics Letters，23rd November2000，Vol.36，No.24，pp：2026-2027

[14]Stephen G.Wilson，Digital Modulation and Coding，Prentice-Hall，1996

[15]Pavan K.Vitthaladevuni，and Mohamed-Slim Alouini，A RecursiveAlgorithm for the Exact BER Computation of GeneralizedHierarchical QAM Constellations，IEEE TRANSACTIONS ONINFORMATION THEORY，VOL.49，NO.1，JANUARY 2003 297.

Claims (7)

1.一种非均等的多用户高阶调制方法，包括以下步骤：

分别对来自多个用户的信源数据序列进行编码和交织，生成多个交织编码数据序列；

按照从每个用户反馈回的信道状态，对用户进行排序；

按照保护能力强弱的顺序，对调制符号中的各个符号比特位进行排序；

根据符号比特位的个数以及用户的个数，将符号比特位和用户分为一一对应的符号比特位组和用户组；

将来自信道状态好的用户组的交织编码数据序列匹配复用到保护能力弱的符号比特位组上，将来自信号状态差的用户组的交织编码数据序列匹配复用到保护能力强的符号比特位组上；

由并行的各个符号比特位构成一个调制符号，生成调制符号序列；以及

对调制符号序列进行多址接入，生成多址接入发送数据序列。

2.根据权利要求1所述的多用户高阶调制方法，其特征在于用户信道状态是由信干噪比确定的，信干噪比越高，则该用户的信道状态越好。

3.根据权利要求1所述的多用户高阶调制方法，其特征在于用户信道状态是由ACK/NACK反馈信号确定的，如果用户反馈回ACK反馈信号，则该用户的信道状态较好；如果用户反馈回NACK反馈信号，则该用户的信道状态较差。

4.根据权利要求1所述的多用户高阶调制方法，其特征在于各个符号比特位的保护能力强弱是由各个符号比特位的汉明距离之和确定的，其中汉明距离之和越大，该比特位的保护能力越弱。

5.根据权利要求1所述的多用户高阶调制方法，其特征在于所述多址接入采用以下多址接入方式之一：时分多址接入、频分多址接入、正交频分复用多址接入、码分多址接入、正交频分-码分多址接入。

6.根据权利要求1所述的多用户高阶调制方法，其特征在于将同一调制符号内的多个用户的时隙、子带或扩频码空间合并成帧，该调制符号内的多个用户共享导频数据。

7.一种接收根据权利要求1～6之一所述的多用户高阶调制方法而产生的多址接入发送数据序列的多址解接入高阶解调方法，包括以下步骤：

接收多址接入发送数据序列，对接收到的多址接入发送数据序列进行多址解接入，生成多址解接入调制符号序列；

针对多址解接入调制符号序列中的每一个多址解接入调制符号，按照接收用户与符号比特位之间的对应关系，对多址解接入调制符号中与所述接收用户相对应的符号比特位进行选择性高阶解调，丢弃多址解接入调制符号中与其他用户相对应的符号比特位，由解调出的数据构成与所述接收用户相对应的解调数据序列；以及

对解调数据序列进行解交织和译码，生成判决数据序列。

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