NO309069B1 - FremgangsmÕte og anordning til overføring av komprimerte videosignaler ved benyttelse av gitterkodet QAM - Google Patents

Description

Den foreliggende oppfinnelse vedrører en fremgangsmåte og en anordning for overføring av digitale fjernsynssignaler.

IEEE Transactions on Broadcasting, vol. 36, no. 4, desember 1990, New York, United States of America, sidene 245-254, W. Paik, "Digicipher - all digital, channel compatible, HDTV broadcast system", omhandler en fremgangsmåte for overføring av digitale fjernsynssignaler, omfattende trinnene: å oppdele videodelene i nevnte digitale fjernsynssignaler i blokker bestående av pulskode modulerte (PCM) videodata,

å behandle nevnte blokker av PCM videodata ved å anvende bevegelseestimering og kompensering for å tilveiebringe tilsvarende differensial pulskodemodulert (DPCM) data,

å komprimere nevnte PCM videodata eller nevnte tilsvarende DPCM data ved å anvende diskret cosinustransformasjon for å tilveiebringe blokker av transformasjonkoeffisienter,

å kvantisere transformasjonkoeffisienter i nevnte blokker av transformasjonkoeffisienter for å forbedre kodingsvirkningsgraden derav,

å foreta variabel lengdekoding av nevnte kvantiserte transformasjonskoeffisienter,

å kode nevnte variabel-lengde kodede, kvantiserte transfor-mas jonskoef f isienter for å tilveiebringe kodede signaler for overføring,

å modulere nevnte kodede signaler på en bærer for overføring til en mottaker, og

å demodulere den mottatte bærer på nevnte mottaker for å gjenvinne nevnte kodede signaler.

Foreliggende oppfinnelse angår Trellis-kodet eller gitterkodet kvadraturamplitudemodulasjon (QAM) og mer bestemt, en praktisk fremgangsmåte til koding av QAM-sendinger. Oppfinnelsen er særlig hensiktsmessig for overføring av komprimert videoinformasjon i et høyskarpt (HDTV) video-system .

Digitale data, for eksempel digitalisert video til bruk ved kringkasting av høyskarpe fjernsynssignaler, kan sendes over terrestriske VHF eller UHF analoge kanaler for overføring til sluttbrukere. Analoge kanaler fører frem forvanskede og omdannede versjoner av sine inngangsbølgeformer. For-vanskningen av bølgeformen (vanligvis statistisk) kan være additiv og/eller multiplikativ på grunn av mulig termisk bakgrunnstøy, pulsstøy og fadingfenomener. Omdannelser som foregår i kanalen er frekvensforskyvning, ikke-lineær eller harmonisk forvrengning og tidsspredning.

For å overføre digitale data via en analog kanal blir dataene modulert for eksempel ved bruk av pulsamplitudemodulasjon (PAM). Vanligvis benyttes kvadraturamplitudemodulasjon (QAM) for å øke mengden av data som kan sendes over en tilgjengelig kanalbåndbredde. QAM er en form for PAM der en flerhet av biter med informasjon blir sendt sammen i et mønster, ofte betegnet som en "konstellasjon", som kan inneholde for eksempel 16 eller 32 punkter.

Ved pulsamplitudemodulasjon er hvert signal en puls hvis amplitudenivå blir bestemt av et sendt symbol. I 16-bit QAM benyttes vanligvis symbolamplituder på -3, -1. 1 og 3 i hver kvadraturkanal. I 32-QAM benyttes vanligvis symbolamplituder på -5, -3, -1, 1, 3 og 5. Båndbreddens virkningsgrad i digitale kommunikasjonssystemer er definert som antall sendte biter pr. sekund pr. enhet av båndbredden, dvs. forholdet mellom datahastighet og båndbredde. Modulasjonssystemer med høy båndbreddevirkningsgrad anvendes på områder som har høye datahastigheter og små krav til fylling av båndbredden. QAM er en modulasjon med høy virkningsgrad for båndbredden.

På den annen side, er modulasjonsløsninger som for eksempel kvadraturfaseskiftnøkling (QPSK), som vanligvis finnes i systemer for satelittoverføringer, godt etablert og forstått. I QPSK fåes et enklere konstellasjonsmønster enn det man har ved QAM. Særlig benytter QPSK-systemer et konstellasjons-mønster med bare fire symboler som vanligvis står 90" fra hverandre i fase, men har samme amplitude. Dermed ligger de fire symboler med like avstander fra hverandre på en sirkel.

QPSK-modulasjon er egnet for systemer med begrenset effekt der båndbreddebegrensningene ikke er av største betydning. QAM-modulasjon på den annen side er fordelaktig i systemer med båndbreddebegrensninger der kravene til effekt ikke byr på noe særlig problem. Av den grunn er QPSK det system som er valgt i satelittoverføringssystemer, mens QAM foretrekkes for terristriske systemer og kabelsystemer. Som en følge av at QPSK er populært, er integrerte kretser som virkeliggjør gitterkodet QPSK-modulasjon lett tilgjengelige og lette å få tak i.

Gitterkodet modulasjon (TCM) er blitt utviklet som en kombinert kode- og modulasjonsteknikk for digitale sendinger over båndbegrensede kanaler. Den muliggjør oppnåelse av betydelig økning av kodingen sammenlignet med vanlig ikke-kodet flernivåmodulasjon som for eksempel QAM uten kompromiss når det gjelder båndbreddens virkningsgrad. TCM-løsninger utnytter overskytende ikke-binær modulasjon i kombinasjon med en endelig-tilstands koder som styrer valg av modulasjonssig-naler til frembringelse av kodede signalsekvenser. I mottageren blir støyførende signaler dekodet med en mykbesluttende maksimumsannsynlighets sekvensdekoder. Slike løsninger kan gjøre den digitale overføring mer robust mot additiv støy med 3-6 dB eller mer sammenlignet med vanlig ikke-kodet modulasjon. Disse fordeler oppnås uten utvidelse av båndbredden eller reduksjon i den effektive informasjons-hastighet som kreves av andre kjente feilkorreksjonsløs-ninger. Uttrykket "gitter" (engelsk: "trellis") er benyttet fordi disse løsninger kan beskrives som et tilstands-overgangs (gitter) diagram svarende til gitterdiagrammene for binære sammenrullende koder. Forskjellen er at TCM utvider prinsippene for sammenrullende koding til ikke-binær modulasjon med signalsett av vilkårlig størrelse. Tilgjengeligheten for komponenter som virkeliggjør gitterkodet OPSK-modulasjon er en fremtredende fordel ved konstruk-sjon av billige kommunikasjonssystemer til anvendelser, for eksempel satelittoverføringer der QPSK-teknikker er frem-herskende. Imidlertid har disse komponenter ikke vært av særlig hjelp ved oppbygning av andre kodede overføringssys-temer, for eksempel slike der GAM er foretrukket.

Ved anvendelser som er både effektbegrenset og båndbegrenset og krever billige komponenter (særlig billige datadekodere), har vanlige QAM-systemer ikke kunnet gjennomføres på grunn av at de er kompliserte og fordi de koder- og dekoderkretser det er behov for, er forholdsvis kostbare. I virkeligheten er det vanlig å virkeliggjøre QAM-gitterkodere og dekodere på kostbare spesiallagede brikker med integrerte kretser.

En effektbegrenset og båndbegrenset anvendelse der en billig løsning er nødvendig for overføring av digitale data, er ved digital overføring av komprimerte høyskarpe fjernsynssignaler. Systemer for sending av komprimerte HDTV-signaler har krav til datahastighet av en størrelsesorden på 15-20 megabiter pr. sekund (Mbps), krav til båndbreddefylling av størrelsesorden 5-6 MHz (båndbredden for en vanlig National Television System Committee (NTSC) fjernsynskanal) og krav til meget høy datapålitelighet (dvs. en meget liten bitfeilhastighet). Datahastighetskravet skyldes behovet for å skape et høykvalitets komprimert fjernsynsbilde. Båndbreddebe-grensningen er en følge av kravet fra U.S. Federal Communia-tions Commission om at HDTV-signalene skal fylle eksisterende 6 MHz fjernsynssignaler, og må sameksistere med de nåværende NTSC-kringkastingssignaler. For å oppnå full HDTV-utnyttelse i en enkel 6 MHz båndbredde, er en meget effektiv egenartet komprimeringsalgoritme basert på DCT-transformeringskoding blitt foreslått av W. Paik i artikkelen "Digicipher - All Digital, Channel Compatible, HDTV Broadcast System," IEEE Transactions on Broadcasting, bind 36, nr. 4, desember 1990, s. 245-254, som det her vises til.

Denne kombinasjon av datahastighet og båndbreddefylling krever et modulasjonssystem som har høy virkningsgrad når det gjelder båndbredde. Egentlig må forholdet mellom datahastighet og båndbredde være av størrelsesorden 3 eller 4. Dette betyr at modulasjonssystemer så som QPSK med en båndbreddevirkningsgrad uten koding på 2, er uegnet. En mer bånd-breddeeffektiv modulasjon, som for eksempel QAM, er nødven-dig. Som påpekt ovenfor, har imidlertid QAM-systemene vært for kostbare til å kunne utnyttes i stor utstrekning hos mange forbrukere.

Kravet til en stor pålitelighet når det gjelder dataene ved bruk i HDTV, skyldes det faktum at sterkt komprimert kildemateriale (dvs. komprimerte videosignaler) ikke tåler kanalfeil. Det naturlige overskudd i signalet er blitt fjernet for å kunne oppnå en konsis beskrivelse av dataenes egenverdi. For et system som skal sende med 15 Mbps over en periode på 24 timer, med for eksempel mindre enn 1 bitfeil, kreves det for eksempel at bitfeilhastigheten (BER) i systemet skal være mindre enn 1 feil på lO<1>^ sendte biter.

Kravene til datapålitelighet blir ofte tilfredsstilt i praksis ved bruk av en sammenkjedet kodeløsning som er en dele- og sammenføringsmulighet ved løsing av problemer. I et koderammeverk av denne art anvendes det to koder. En "indre" modulasjonskode renser opp kanalen og fører en beskjeden symbolfeilhastighet til en "ytre" dekoder. Den indre kode er vanligvis en kodet modulasjon som kan bli effektivt dekodet ved bruk av "myke beslutninger" (dvs. fint kvantiserte kanaldata). En kjent løsning er å benytte en sammenrullings-eller gitterkode som den indre kode med en eller annen form for "Viterbi-algoritme" som en gitterdekoder. Den ytre kode er oftest en terrorkorrigerende, "Reed-Solomon"-kode. Reed-Solomon-kodesystemer som arbeider i det datahastighetsområde som kreves for overføring av HDTV-data er lett tilgjengelige og er fremstilt i integrerte kretser fra mange produsenter. Den ytre dekoder fjerner hovedmassen av symbolfeil som har unnsluppet den Indre dekoder på en slik måte at den endelige utgangsfeilhastighet blir overordentlig liten.

En mer detaljert forklaring på sammenkjedede kodingsopplegg kan finnes hos G.C. Clark, Jr. og J.B. Cain, "Error-Correc-tion Coding for Digital Communications", Plenum Press, New York, 1981; og S. Lin og D.J. Costello, Jr., "Error Control Coding: Fundamentals and Applications", Prentice-Hall, Englewood Cliffs, New Jersey, 1983. Gitterkoding er behandlet inngående av G. Ungerboeck, "Channel Coding with Multilevel/Phase Signals", IEEE Transactions on Information Theorv. bind IT-28, nr. 1, s. 55-67, januar 1982; G. Underboeck, "Trellis-Coded Modulation with Redundant Signal Sets -- del I: Introduct ion, — del II: State of the Art", IEEE Communications Magazine. bind 25, nr. 2, s. 5-21, februar 1987; og A.R. Caulderbank og N.J.A. Sloane, "New Trellis Codes Based on Lattices and Cosets", IEEE Transactions on Information Theorv. bind IT-33, nr. 2, s. 177-195, mars 1987. Viterbi-algoritmen er forklart av G.D. Forney, Jr., "The Viterbi Algorithm", Proceedin<g>s of the IEEE, bind 61, nr. 3, mars 1973. Reed-Solomon kodingssystemer er omhandlet av Clark, Jr. et al. og Lin et al. i artiklene som er gjengitt ovenfor.

Feilhastighetsegenskapene ved utgangen fra den indre modulasjonskode i sammenkjedede systemer er i høy grad avhengig av signal/støyforholdet (SNR). Noen koder arbeider bedre og gir en lavere feilhastighet ved et lavere SNR, mens andre arbeider bedre ved et høy SNR. Dette betyr at optimaliseringen av modulasjonskoden for sammenkjedede og ikke-sammenkjedede kodesystemer kan føre til forskjellige løsninger avhengig av det nærmere bestemte SNR-området.

I et HDTV-kringkastingssystem har man en avveiing mellom dekningsområdet/avstand mellom stasjoner og bildekvalitet. En lavere ordens QAM (for eksempel 16-QAM) gir bedre områdedekning og tillater tettere sammenstilling av stasjoner enn høyere ordens QAM (for eksempel 64-QAM) på grunn av dens lavere baere/støyforholdegenskaper. På den annen side vil høyere ordens QAM gi bedre bildekvalitet enn lavere QAM på grunn av den høyere virkningsgrad når det gjelder båndbredden. Hvilken størrelsesorden for QAM som skal velges, blir svært ofte påvirket av ting som geografisk plassering, tilgjengelig/tillatt sendereffekt og kanaltilstandene. Disse parametre kan meget ofte bli bestemt ved senderen og muliggjøre anvendelse av et QAM-kommunikasjonssystem hvori QAM-sendemodus kan velges automatisk. Et system av denne art må naturligvis også innbefatte mottagere som automatisk og pålitelig kan oppfatte den orden for QAM som benyttes av senderen for å muliggjøre korrekt mottagning av de utsendte signaler. Et system som byr på disse trekk er beskrevet i europeisk patentsøknad nr. 93104294.9 (publisert som EP-A-0562422) "QAM receiver with means for detecting constellation size"

Det er formålet med oppfinnelsen å tilveiebringe et datamodu-lasjonssystem med høy virkningsgrad for båndbredde og lave kraftbehov for overføring av HDTV-signaler med komprimert video.

Dette formål løses ved hjelp av en fremgangsmåte som angitt i krav 1. Ytterligere fordelaktige utførelsesformer er gjenstand for det som fremgår av krav 2-5.

Formålet blir ytterligere løst ved en anordning som angitt i krav 6 med ytterligere fordelaktige utførelsesformer som angitt i krav 7-10.

Formålet løses også ved hjelp av en fremgangsmåte som angitt i krav 12 med ytterligere fordelaktige utførelsesformer som angitt i kravene 13-16.

Formålet blir ytterligere løst ved en anordning som angitt i krav 17 med fordelaktige utførelsesformer som angitt i kravene 18 - 22.

Et system av denne art gir høy datahastighet med minimal båndbreddefylling og meget høy datapålitelighet. En mottager til bruk sammen med dette system bør være så enkel som mulig for å kunne masseproduseres med lave omkostninger. Optimalt skal systemet kunne bygges opp ved bruk av lett tilgjengelige komponenter med så lite spesialisering som mulig.

Foreliggende oppfinnelse tilveiebringer et modulasjonssystem med de nevnte fordeler. Særlig vil fremgangsmåten og anordningen ifølge oppfinnelsen utvide et gitterkodet QPSK-system til et gitterkodet QAM-system som er særlig hensiktsmessig for HDTV-overføring uten at man ofrer pålitelighet når det gjelder data.

I henhold til foreliggende oppfinnelse er man kommet frem til en fremgangsmåte til overføring av høyskarpe fjernsynssignaler. Videodelene av HDTV-signalene blir delt opp i blokker med PCM-videodata. Blokkene blir behandlet ved bruk av bevegelsesvurdering og utligning til frembringelse av DPCM-data. For hver blokk blir et av PCM-videodataene og DPCM-dataene valgt for overføring basert på et forhåndsbestemt kriterium. For eksempel kan det alternativ som frembringer de færreste biter for overføringen velges. De valgte data blir komprimert ved bruk av den diskrete kosinusomformning til frembringelse av blokker med omformningskoeffisienter som så blir kvantifisert for å forbedre virkningsgraden ved kodingen. De kvantiserte omformningskoeffisienter blir så variabelt lengdekodet. De resulterende koeffisienter blir så kodet ved bruk av et sammenkjedet kodeprogram med en Reed-Solomon ytre kode og en trellis indre kode for å skape kodede signaler for sendingen. Kvadraturamplitudemodulasjon blir benyttet for sending av de kodede signaler.

I en foretrukket utførelse blir symboler som frembringes ved den ytre Reed-Solomon-kode innfelt ifølge et første innfellingsformat for å sprede støtfeil som deretter kan bli frembragt i den indre gitterkode. De kodede signaler som frembringes av den indre gitterkode blir innfelt etter et andre innfellingsformat for å sprede støtfeil som deretter kan oppstå langs en overføringsbane for de kodede signaler.

Ved en fremgangsmåte for dekoding av høyskarpe fjernsynssignaler som inneholder komprimert videoinformasjon og som sendes ved bruk av kvadraturamplitudemodulasjon, blir en bærer inneholdende signalene mottatt. Den mottatte bærer blir demodulert for å gjenopprette den innfelte modulasjonsfunksjon som inneholdes i den komprimerte videoinformasjon. Den gjenopprettede modulasjonsfunksjon blir så delt opp fra innfellingen og dekodet i en indre gitterdekodealgoritme for en sammenkjedet dekoder for gjenopprettelse av oppdelte Reed-Solomon-symboler som representerer den komprimerte videoinformasjon. De gjenopprettede Reed-Solomon-symboler blir oppdelt fra innfellingen som inngang til en ytre Reed-Solomon-dekodealgoritme i den sammenkjedede dekoder. Reed-Solomon-dekodingsalgoritme gjenoppretter de variable lengdekodede koeffisienter fra de oppdelte Reed-Solomon-symboler. De gjenopprettede variabelt lengdekodede koeffisienter blir dekodet for gjenvinning av de omformede koeffisienter som representerer videoinformasjonen. Omformningskoeffisientene blir så inverst omformet til gjenopprettelse av videodata i minst et av et PCM- og DPCM-format. Gjenopprettede DPCM-data blir behandlet ved bruk av bevegelsesutligning for å gjenopprette videodata som var representert av de gjenopprettede DPCM-data og de gjenopprettede PCM-videodata blir formatert for utgang til en HDTV-fjernsynsmottager.

Foreliggende oppfinnelse omfatter også et bestemt QAM-overføringssystem for HDTV-signalene. Et N-punkt OAM-konstellasjonsmønster blir oppdelt i fire delsett. Hvert delsett innbefatter N/4 symbolpunkter i konstellasjons-mønstre. Et eget to-bits kodeord blir tildelt hvert av de fire delsett. Et symbol som skal sendes blir kodet ved behandling av en første bit i symbolet med en 1/2 binær sammenrullende kodende hastighetsalgoritme for å danne det kodeord på 2 biter som er tildelt det delsett hvori symbolet ligger i konstellasjonsmønsteret. To-bit kodeordet blir kartlagt med de gjenværende biter i symbolet for å danne en modulasjonsfunksjon. De gjenværende biter korrelerer symbolet med et av de N/4 symbolpunkter som er innbefattet i det delsett som kodeordet gjelder. En bærer blir modulert med modulasjonsfunksjonen for sending over en kommunikasjonskanal .

I en vist utførelse danner to-bit kodeordet de minst signifikante biter i modulasjonsfunksjonen og bestemmer rekkene i en matrise med koordinater for konstellasjonsmøns-teret. De gjenværende biter danner de mest signifikante biter i modulasjonsfunksjonen og bestemmer størrelsen på konstellasjonsmønsteret. Med en sammenkjedet løsning blir informasjonsbitene først kodet til symboler ved bruk av for eksempel t-symbolfeilkorreksjonskode som for eksempel en Reéd-Solomon-kode. Disse kodede symboler blir så ført til en gitterkoder som frembringer den ønskede modulasjon for en bærer.

Etter at modulasjonsfunksjonen er sendt, blir den gjenoppret-tet ved en mottager. Den gjenopprettede modulasjonsfunksjonen blir beskåret for å gi et sett med metrikker tilsvarende delsettene og for å gi en flerhet av byter som representerer forskjellige tilstandsbestemmelser for et signalpunkt som er angitt med de gjenværende biter. Metrikkene blir benyttet i en algoritme (som for eksempel Viterbi-algoritmen) for dekoding av en 1/2 binær sammenrullende hastighetskode for å gjenopprette den første bit. Den gjenopprettede første bit blir kodet med en 1/2 binær sammenrullende hastighetskode-algoritme for å gjenskape kodeordet. En av de til-standsbestemmende byter blir valgt som reaksjon på det gjenskapte kodeord. Den valgte byte blir så satt sammen med den gjenopprettede første bit for å danne en dekodet utgang.

Den foreliggende oppfinnelse tilveiebringer videre en anordning til koding av digitale data for QAM-overføring. Koderen innbefatter en innretning til spalting av et symbol som skal sendes i en første bit og minst en gjenværende bit. Det finnes innretninger for koding av den første bit med en 1/2 binær sammenrullende hastighetskodealgoritme for å danne et to-bit kodeord som angir et av de fire delsett i et N-bit QAM-konstellasjonsmønster der hvert delsett innbefatter N/4 symbolpunkter i konstellasjonsmønsteret. Kodeordet blir avbildet med de gjenværende biter for å danne en modulasjonsfunksjon. De gjenværende biter korrelerer symbolet med et av de N/4 symbolpunkter som er innbefattet i delsettet kodeordet angir. Det finnes innretninger for modulasjon av en bærer med modulasjonsfunksjonen for sending over en kommunikasjonskanal. En ytre koder kan være beregnet på koding av informasjonsbiter ved hjelp av en feilkorrigerende algoritme til frembringelse av det symbol som blir spaltet av spalteanordningen.

I en vist utførelsesform danner kodeordet de minst signifikante biter i modulasjonsfunksjonen og angir rekkene i en matrise for koordinatene til konstellasjonsmønsteret. De gjenværende biter danner de mest signifikante biter i modulasjonsfunksjonen og bestemmer størrelsen på konstella-sjonsmønsteret. Kodeanordningen kan benytte en gitterkodealgoritme.

Dekodeutstyr finnes også ifølge oppfinnelsen. En mottager demodulerer den mottatte bærer for å gjenopprette en N-bit QAM-modulasjonsfunksjon hvori et to-bit kodeord identifiserer et av en flerhet av QAM-konstellasjonsdelsett og den gjenværende (N-2) bitdel representerer et signalpunkt i delsettet. Det finnes midler for beskjæring av den gjenopprettede modulasjonsfunksjon for å danne et sett metrikker svarende til delsettene og for å danne en flerhet av (N-2) bitdelgrupper som representerer en flerhet av tilstandsbestemmelser for det signalpunkt som er angitt av (N-2) bit-delen. Metrikkene blir benyttet i en algoritme til dekoding av en 1/2 binær sammenrullende hastighetskode for å gjenopprette en første bit. Den gjenopprettede første bit blir kodet med en 1/2 binær sammenrullende hastighetskodealgoritme for å gjenskape kodeordet. Det finnes innretninger for valg av en av flerheten av (N-2) bitdelgrupper som resultat av det gjenskapte kodeord. Den valgte delgruppe blir satt sammen med den gjenopprettede første bit for å danne en dekodet utgang.

I en illustrert utførelse omfatter kodeordet de minst signifikante biter i modulasjonsfunksjonen og angir rekkene i en matrise over konstellasjonskoordinater der den valgte delgruppe danner de mest signifikante biter og angir en rad i matrisen. Beskjæringsanordningen kvantiserer den gjenopprettede N-bit modulasjonsfunksjon for hver rekke i matrisen for konstellasjonskoordinatene og tilstandsbestemmelsene omfatter et beste valg for hver av radene der settene med metrikker angir kvaliteten i hvert valg. Metrikkene blir benyttet sammen med en dekoder som benytter em mykbesluttende algoritme for dekoding av sammenrullingskodene.

Det finnes også en sammenkjedet dekoder. Den sammenkjedede utførelse har en ytre dekoder for dekoding av utgangen ved hjelp av en symbolfeilkorrigerende algoritme. I en vist utførelse benytter den indre dekodingsalgoritme i den sammenkjedede dekoder Viterbi-algoritmen. Den ytre symbolfeilkorrigerende algoritme kan omfatte en Reed-Solomon-kode. Bæresignalet som blir mottatt av mottageren kan omfatte et høyskarpt fjernsynsbæresignal.

Oppfinnelsen vil i det følgende bli forklart nærmere under henvisning til tegningene.

Fig. 1 er et blokkskjema for et QAM-overføringssystem som

anvender sammenkjedet koding.

Fig. 2 er et blokkskjema for en gitterkoder i henhold til

foreliggende oppfinnelse.

Fig. 3 er et blokkskjema for en gitterkoder ifølge fore liggende oppfinnelse. Fig. 4 er en illustrasjon på et QAM-konstellasjonsmønster som er oppdelt i delsett ifølge foreliggende oppfinnelse. Fig. 5 er et diagram som angir merkingen av delsettene i

konstellasjonsmønsteret på fig. 4.

Fig. 6 er et diagram som viser merkingen av konstella sjonspunktene i konstellasjonsmønsteret på fig. 4. Fig. 7 er en graf som viser virkemåten for et sammenkjedet kodeopplegg i henhold til foreliggende oppfinnelse sammenlignet med et tidligere kjent kodet QAM-opplegg. Fig. 8 er et blokkskjema for et HDTV-kommunikasjonssystem

ifølge oppfinnelsen.

Fig. 9 er et blokkskjema for en digital videokoder til bruk

i systemet på fig. 8.

Fig. 10 er et blokkskjema for en digital videodekoder til

bruk i systemet på fig. 8.

Fig. 11 er et blokkskjema for et overføringssystem innbe-fattende foroverrettet feilkorreksjons (FEC) koding og QAM-modulasjon og demodulasjon ifølge oppfinnelsen . Fig. 12 er et blokkskjema for en FEC-koder i henhold til

foreliggende oppfinnelse.

Fig. 13 er et blokkskjema for en FEC-dekoder i henhold til

foreliggende oppfinnelse.

Fig. 1 viser et sammenkjedet kodesystem for overføring av QAM-data. Digital informasjon som skal sendes blir ført som inngang til en symbolfeilkorrigerende koder 12, som for eksempel en Reed-Solomon-koder, via en inngangsklemme 10. Koderen 12 omformer informasjonen til et kodeord 14 omfattende en flerhet av på hverandre følgende n-bit symboler 16. Selv om en ytre sammenrullende koder kunne benyttes som koderen 12, gjør den støtlignende natur for feilene i et overføringssystem, det faktum at bare harde kvantiserte data er tilgjengelige, og ønskeligheten av en høyhastighetskode, Reed-Solomon-koden, hvis symboler er dannet av n-bit segmenter av den binære strøm, til et godt valg for den ytre kode. Siden virkemåten for en Reed-Solomon-kode bare avhenger av antallet av symbolfeil i blokken, blir en slik kode uforstyrret av støtfeil i et n-bit symbol. Egenskapene ved det sammenkjedede system blir imidlertid alvorlig forringet av lange støt med symbolfeil. En innfelling 18 er anordnet ved utgangen fra Reed-Solomon-koderen 12 for å innfelle symbolene (i motsetning til enkeltstående biter) mellom kodeoperasjonene. Formålet med innfellingen er å bryte opp støtene med symbolfeil.

De innfelte symboler blir ført som inngang til en QAM-gitterkoder 20. I henhold til oppfinnelsen innbefatter koderen 20 en QPSK-kode i et gitterkodet QAM-modulasjonssystem, som beskrevet mer i detalj i det følgende.

Utgangen fra koderen 20 omfatter symboler som representerer koordinater i reelle (I) og imaginære (Q) plan for et QAM-konstellas j onsmønster. Et konstellasjonspunkt 22 er symbolsk vist på fig. 1. Symbolene sendes med en vanlig sender 24 over en kommunikasjonskanal 26. Kommunikasjonskanalen innfører forskjellige forvrengninger og forsinkelser som forvansker signalet før det blir mottatt av en mottager 28. Som et resultat, vil koordinatverdiene som finnes i de mottatte symboler ikke passe nøyaktig sammen med de sendte koordinatverdier slik at et mottatt punkt 30 vil ende opp i konstellasjonsmønsteret på et annet sted enn det sendte punkt 22. For å bestemme den riktige stilling av det mottatte punkt og dermed komme frem til data slik de virkelig var da de ble sendt, blir de mottatte data (I, Q) ført som inngang til QAM-gitterkoder 32 som benytter en mykbestemmende sammenrullende dekodealgorItme for å gjenopprette den sendte informasjon. En dekoder ifølge foreliggende oppfinnelse er beskrevet mer i detalj i det følgende.

Den dekodede utgang fra dekoderen 32 føres som inngang til en oppløser 34 som løser opp og reverserer virkningene av innfellingen 18 som er omhandlet ovenfor. De oppløste data føres som inngang til en Reed-Solomon-dekoder 16 for gjenopprettelse av de opprinnelige informasjonsbiter.

I den foreliggende oppfinnelse er en QPSK-kode innbefattet i det gitterkodede QAM-modulasjonssystem for å danne et system med høyere datahastighet og bedre virkningsgrad når det gjelder båndbredden samt en moderat bitfeilhastighet i de nedre SNR-områder for driften. For å oppnå dette resultat blir kodeordene for QPSK-koden og de "ukodede" biter som sammen angir et symbol på en egenartet måte tildelt en QAM-konstellasjon. I tillegg blir det mottatte signal dekodet med en kombinasjon av en mykbesluttende dekoder med teknikker for å bestemme hvilke konstellasjonspunkter de "ukodede" biter henviser til.

Fig. 2 viser en koder ifølge foreliggende oppfinnelse. Databiter (for eksempel fra innfelleren 18 - fig. 1) kommer som inngang til en vanlig spaltekrets 42 via en inngangsklemme 40. Et N-l bitsymbol som skal sendes blir spaltet i en første bit som føres som utgang på linjen 46 til en sammenrullende koder 48. De gjenværende N-2 "ukodede" biter kommer som utgang på linjen 24 til en 2N<->QAM avbilder 50.

Den sammenrullende koder 48 anvender en 1/2, 64-tilstands sammenrullende hastighetskode hvori generatorene er 171 og 133 i oktalkobling. 2-bits utgangen fra koderen 48 og de N-2 ukodede biter (N-bit som det totale) tilføres 2N<->QAM avbilderen til bruk som merkelapper for avbildning av N-bit symbolet for et bestemt konstellasjonspunkt i en QAM-konstellasjon. De to "kodede" biter som kommer som utgang fra sammenrullingskoderen 48, er egentlig QPSK-kodeord og benyttes til valg av et delsett i konstellasjonen. De ukodede biter blir benyttet til valg av et spesielt signalpunkt i konstellasjonens delsett fra QAM-konstellasjonen.

Av hensyn til QAM-overføringen (koding) må kodeordene fra QPSK-koden og de gjenværende ukodede biter tildeles QAM-konstellasjonen. For dette formål må man beskrive en merkelapp for QAM-konstellasjonspunktene med en modulasjonsfunksjon, M0D(m)ER<2>

Avbildningen som blir beskrevet nedenfor har de følgende ønskelige trekk: (1) følgene av 90° fasetvetydighet for QAM blir påført QPSK-kodeordene, mens de ukodede biter blir upåvirket av tvetydigheten (dvs. at 90° fasetvetydighet kan behandles på samme måte som QPSK-systemet), og (2) de mest signifikante sifre bestemmer konstellasjonens størrelse (dvs. et nestet opplegg for 16/32/64 - QAM).

De merkelapper som er beskrevet av den følgende matrise, skal nå omhandles for 17-QAM (1115 = 1114 = 0) (og OPSK, 1115 = 1114 = 1113 = m2 = 0 ): Utgangene fra QPSK-koderen danner de minst signifikante biter (LSB), m-jmo, i modul at or inngangen og velger rekken i matrisen. De mest signifikante biter (MSB) bestemmer konstellasjonens størrelse. Uten ukodede biter, (1115 = 1114 = 1113 = U12 = 0), frembringes QPSK. Med 2 ukodede biter, 11131112, frembringes 16-QAM. Med 3 ukodede biter, 111411131112, frembringes 32-QAM. Med 4 ukodede biter, 1115111411131112, frembringes 64-QAM. Videre vil virkningen av rotasjonen av QAM-konstellasjonen over 90° være dreining av rekkene i matrisen, som lar radene være upåvirket. Dette betyr at påføringen av merkelapper og ukodede biter blir upåvirket ved rotasjoner på 0°, 90°, 180° og 270°. Behandlingen av 90° fasetvetydighet ved mottageren (dekoderen) blir utelukkende overlatt til QPSK-koderen. Uansett hvilken fremgangsmåte som benyttes til å fjerne tvetydighten ved QPSK-mottageren, kan den innbefattes direkte i QAM-systemet som benytter denne form for merking. For eksempel kan differensialkoding av QPSK benyttes, hvis QPSK-koden selv er upåvirket av rotasjon.

Merkingen av et 16-QA og 32-QAM konstellasjonsmønster i henhold til oppfinnelsen er vist i skjematisk form på fig. 4. Konstellasjonsmønstrene som er generelt betegnet med 80, tilsvarer 16-QAM og 32-QAM matrisene som er gjengitt ovenfor. Særlig for 16-QAM eksempelet ligger de 16 konstellasjonspunkter i en stiplet rute 90. Konstellasjonspunktene er delt opp i fire delsett som er angitt med henvisningstallene 82, 84, 86, 88 på fig. 5. Hvert delsett inneholder fire konstellasjonspunkter. For delsettet 82 som er vist som en åpen sirkel finnes det således fire punkter 82a, 82b, 82c og 82d i ruten 90. Selve delsettet er angitt med to kodede biter (QPSK-biter) m0, ml som angitt ved 92 på fig. 6. For 16-QAM utførelsen blir det spesielle punkt i hvert delsett angitt med "ukodede" biter m2, m3 som angitt ved 94 på fig. 6. Dermed blir 82c definert som 00 delsettet og 011 punktet I dette delsett. Det gjenværende konstellasjonspunkt, som punktene 84a, 86a og 88a, blir identifisert på tilsvarende måte.

For en 32-bit QAM-utførelse blir de ytterligere 16 punkter som ligger utenfor den stiplede rute 90, også innbefattet. Disse punkter er merket på tilsvarende måte der alle tre biter, m2, m3, m4, som er angitt ved 94 på fig. 6, er benyttet. Det skal påpekes at den merking som her er omhandlet kan utvides til høyere nivåer for QAM.

Et trekk ved merkemåten som benyttes i henhold til oppfinnelsen som angitt på fig. 5, er at Hamming-vekten for hvert QPSK-symbol er lik den euklidiske vekt dividert med en faktor x, der x tilsvarer den (minste avstand)<2> mellom konstellasjonspunktene. I det foreliggende eksempel er konstellasjonspunktene som er vist på fig. 4, fremkommet ved QAM-nivåer på 1, -1, 3, -3, 5, -5 i hver av kvadraturkanalene og derfor er den minste avstand mellom konstellasjonspunktene to, slik at Hamming-vekten blir lik den euklidiske vekt dividert med 4.

Fig. 3 viser en utførelse for en QAM-gitterdekoder i henhold til foreliggende oppfinnelse. De mottatte symboldata kommer som inngang til en beskjæringsanordning 62 via en inngangsklemme 60. Beskjæringsanordningen 62 behandler den gjenopprettede modulasjonsfunksjon for å danne et sett metrikker svarende til de delsett som er angitt med QPSK-kodeordene og for å frembringe en flerhet av (N-2) bitdelgrupper som representerer en flerhet av tilstandsbestemmelser for det signalpunkt som er angitt med de sendte ukodede biter. Særlig kommer fire metrikker som utgang på linjen 66 til en 1/2 64-tilstands Viterbi-hastighetsdekoder 68. Fire sett med (N-2) bit tilstandsbestemmelser er utgang på linjen 64.

Beskjæringsanordningen 62 kan omfatte en lageranordning, som for eksempel et programerbart leselager (PROM) som lagrer en oppslagstabell inneholdende forhåndsberegnede sett med metrikker og tilstandsbestemmelser for forskjellige sett med inngangsverdier (I, Q). (I, Q)-verdienen benyttes til å adressere PROM-lageret for å få utgang svarende til de lagrede metrikker og bestemmelser. Dette muliggjør en meget hurtig beskjæringsoperasjon. Viterbi-dekoderen benytter en samlet historie for de metrikker som mottas fra beskjæringsanordningen til å dekode QPSK-kodeordene.

Viterbi-dekoderen 68 som er vist på fig. 3, kan være en vanlig 1/2 hastighetsdekoder som er tilgjengelige til bruk ved vanlige QPSK-kodeopplegg. For å virkeliggjøre dekoderen ifølge oppfinnelsen er således en spesialbygget Viterbi-dekoder ikke nødvendig for å dekode gitterkodene.

Det skal nå vises til prosessen med signaldeteksjon når en mykbestemmende QPSK-dekoder er innbefattet i et system som anvender den tidligere beskrevne QAM-modulator. For det første, ved hardbesluttende deteksjon av QPSK eller QAM-signaler blir det motatte signal

kvantisert, der signalet, x^, tilhører QPSK- eller QAM-konstellas jonen (dvs. i området for MOD(m)) og wjj er støyen. Kvantiseringsfunksjonen frembringer et overslag både over signalet, x^, og dataene, fii, ifølge uttrykket x^ = MOD(m). For maksimal sannsynlighetdeteksjon (ML) blir logg-sannsyn-1 ighet sfunksj onen, - log(p(yjj | MOD(m))), blir redusert overe de mulige meldinger, m E {0, 1)N, der lp(yjf | x^) er den tilstandsbestemte sannsynlighet for mottagning av y^ når det gitt at Xtø blir sendt. For tilfeldige meldinger vil ML-deteksjonen redusere sannsynligheten for feil. Den vanligste fremgangsmåte til kvantisering er nærmeste (euklidinske) nabodeteksjon som tilfredsstiller

der I. ||2 er kvadratet av den euklidiske avstand (dvs. summen av kvadratene). I eksempel med additiv gaussisk støy, er nærmeste nabodeteksjon ML.

I kodede QPSK- og QAM-systemer bør mykbesluttende informasjon føres frem til dekoderen for effektiv dekoding av kodeordet. Denne mykbesluttende informasjon blir ofte beskrevet som en symbolmetrikk. Denne metrikk angir kvaliteten på beslut-ningen om at bestemt symbol, x^ = MOD(m), ble sendt når y^ ble mottatt. For nærmeste nabodekoding er den valgte metrikk:

I praksis blir selve metrikken kvantisert for å kunne virkeliggjøres. I for eksempel QPSK er for hver mulig melding, m^, mø E {0, 1), den nærmeste nabometrikk l<y>^ - M0D(mlf hiq ) ||2 ML-metrikken for additiv gaussisk støy.

I gitterkodet QAM-modulasjon basert på en mykbesluttende QPSK-kode som kan dekodes, må fire symbolmetrikker tilføres dekoderen så vel som fire harde tilstandsbeslutninger. For nærmeste nabodeteksjon for hvert valg av m^ , mg E {0, l}<2>

2_

tilsvarer de harde tilstandsbeslutninger det valg av mjj_^,

..., mg som gir minimum. Fremgangsmåten med bestemmelse av symbolmetrikkene og de harde tilstandsbeslutninger er kjent som beskjæring. I gitterkodet QAM opptrer de ukodede biter som "parallelle" grener i gitteret, og beregningen av

symbolmetrikkene og de harde tilstandsbeslutninger bevirker beskjæring av alle med unntak av den eneste beste gren fra settet med parallelle kanter.

Det skal påpekes at beskjæringen lett kan beskrives med uttrykk fra QAM-modulasjonsmatrisen som er gjengitt ovenfor. Beskjæringsoperasjonen innebærer ganske enkelt kvantisering av det mottatte symbol, y^, for hver rekke i matrisen. Den harde t i 1 standsbeslutning er så det beste valg for hver rekke og metrikken tilsvarer kvaliteten på denne beslutning.

Etter at beskjæringsoperasjonen er fullført, blir den myke beslutningsinformasjon tilført dekoderen for OPSK-koden.

(Under denne tid blir de harde tilstandsbeslutninger lagret i påvente av QPSK-beslutninger. ) QPSK-dekoderen som benytter den myke beslutningsinformasjon, dekoder QPSK-informasjonen (dvs. m^, rngs). Den gjenværende informasjon (dvs. mjj_^, ..., m2s) blir så beslutet på velkjent måte ved bruk av den dekodede QPSK-informasjon og de tidligere lagrede harde tilstandsbeslutninger.

Man skal merke seg at hvis QPSK-dekoderen er ML (for QPSK-modulasjon), vil beskjærings/QPSK-dekodemetoden som er beskrevet, også være ML. Hvis for eksempel QPSK-koden er en binær sammenrullingskode med nærmeste nabo (dvs. Viterbi) dekoding, vil QAM-gitterdekodealgoritmen også være nærmeste nabo (dvs. at den finner det kodeord som er nærmest til den mottatte sekvens).

I utførelsesformen som er vist på fig. 3, blir metrikkene som er utgang fra beskjæreren 62 dekodet med en dekoder 68 for å gjenopprette en enkel bit som tilsvarer den enkle bitutgang på linjen 46 i koderen på fig. 2. Denne bit blir igjen kodet med en 1/2 64-tilstands sammenrullende hastighetskoder 70 (som er identisk med koderen 48 på fig. 2) for å gjenskape to-bit QPSK-kodeordet. Det gjenskapte kodeord blir benyttet til å velge en av de fire (N-2) bitdelgrupperutganger fra beskjæreren etter at delgruppene er blitt forsinket av en forsinkelsesbuffer 72 med en tidsverdi som er lik den forsinkelse dekoderen 68 innfører. Den valgte (N-2) bitdelgruppe blir så satt sammen med den gjenopprettede enkle bit fra dekoderen 68 i en parallell/serieomformer 76 for å gi en gitterdekodet utgang.

Som fremholdt i forbindelse med fig. 1, kan den dekodede utgang oppvise en beskjeden symbolfeilhastighet som må forbedres ytterligere med en ytre dekoder. Ytterligere behandling av den dekodede utgang i oppdeleren 34 og en Reed-Solomon-dekoder 36 (fig. 6) blir således benyttet for å gjenopprette de opprinnelige informasjonsbiter.

Et overslag over den utgående bitfeilhastighet med en gitt inngående symbolfeilhastighet for en t-feilkorreksjon av Reed-Solomon-koden kan lett beregnes. En "forlenget" Reed-Solomon-kode over det endelige felt med q = 21 , har parametre, (njjg k, t), der blokklengden njjg < q + 1, dimensjonen, k = njjg - 2t, og feilkorreksjonsmuligheten er t-feil. For en lagerfri, symbolfeilkanal med inngående symbolfeilhastighet, Pinn» er den utgående symbolfeilhastighet fastlagt ved:

Deretter blir utgangsfeilhastigheten tilnærmet med formelen:

Dessuten, hvis 1-bitsymboler i Reed-Solomon-koden er satt sammen av mindre, n-bitsymoler (for eksempel de dekodede symboler i en gitterkodet QAM-modulasjon) er inngangsfeilhas-tigheten:

der pmod er n-bitsymbolfeilhastigheten. For å garantere en "lagerfri" kanal når kodet modulasjon anvendes, er bruk av innfellling nødvendig.

Fig. 7 viser virkningen av to sammenkjedede systemer der det ene anvender vanlige 2/3 gitterhastighetskoder og dekoding, og det annet benytter en 1/2 QPSK-hastighetsutførelse av gitterkodet QAM i henhold til foreliggende oppfinnelse. Grafen på fig. 7 gjengir Reed-Solomon-blokkfeilhastighet sett i forhold til baerer/støyforholdet (CNR) i det mottatte signal. En blokkfeil (eller kodeordfeil) oppstår hvis en eller flere m-bitsymboler er feil i blokken. Kurven 100 representerer virkningen av et sammenkjedet Reed-Solomon-gitterkodet 16-QAM system i henhold til oppfinnelsen, der det benyttes en 1/2 64-tilstands hastighetsdekoder. Kurven 104 representerer virkningen i et tilsvarende system som benytter gitterkodet 32-QAM. Kurven 102 gjengir virkningen i en vanlig gitterkodet 16-QAM 2/3 16-tilstands hastighetsdekoder. Kurven 106 representerer virkningen i en vanlig gitterkodet 32-QAM 2/3 16-tilstands hastighetsdekoder.

Kurvene på fig. 7 ble bestemt ved bruk av resultatene fra gitterkodesimulering til å anslå sannsynligheten for at et m-bit Reed-Solomon-symbol skal være feil, PRSsym' med påfølg-ende beregning av sannsynligheten for en Reed-Solomon-blokkfeil i henhold til foreliggende formel:

der L er Reed-Solomon-blokklengden (antall m-bitsymboler pr. blokk) og t er antallet av Reed-Solomon-symbolfei 1 som kan korrigeres pr. blokk. 16-QAM systemet benytter 116 8-bit symboler pr. blokk, og 32-QAM systemet benytter 155 8-bit

symboler pr. blokk. Begge Reed-Solomon-koder kan korrigere opp til fem 8-bit Reed-Solomon-symboler pr. blokk.

Kurvene på fig. 7 viser at om det er ønskelig eller nødvendig å drive systemet under et bestemt CNR, vil gitterkodeløsning ifølge oppfinnelsen slik den er gjengitt med kurvene 100, 104, helt klart være det riktige valg. Selv ved høyere bære/støyforhold (CNR) kan til og med gitterkodeløsningen ifølge oppfinnelsen fremdeles være et bedre valg fordi gitterdekodeutstyr kan fremstilles billigere ved bruk av en vanlig QPSK Viterbi-dekoderbrikke. Fig. 8 viser grunnkomponentene i et digitalt HDTV-kommunikasjonssystem. En HDTV-koder 110 mottar videoinformasjon, audioinformasjon, data og tekst under styring fra en styrende datamaskin 112. Kodet informasjon sendes ved hjelp av en VHF/UHF-sender 114 som, i henhold til foreliggende oppfinnelse, modulerer en radiofrekvens bærer ved bruk av QAM. Ved forbrukerens hjem vil HDTV-mottageren motta den QAM-modulerte datastrøm. Avstemningsenhetene 116 setter seeren i stand til å velge et bestemt program som vedkommende ønsker. Det valgte program blir dekodet i en HDTV-dekoder 118 som, som utgang, gir videosignaler til en HDTV-monitor 120 og audiosignaler til høyttalere 124 via en audioforsterker 122. Data og tekst kan også betraktes av seeren via monitoren 120. En adaptiv utligner kan være anordnet ved mottageren for å motarbeide forvrengninger over flere baner, noe som er vanlig i VHF eller UHF terrestriske overføringer. En foroverrettet feilkorrigerende dekoder som er beskrevet i detalj i det følgende, vil korrigere så godt som alle tilfeldige feil eller støtfeil i det mottatte signal. Fig. 9 er et blokkskjema for en digital videokoder som kan benyttes til koding av videodelen i HDTV-signalene før sendingen. De analoge røde, grønne og blå (R, G, B) innganger fra en videokilde blir behandlet i en frontende som er generelt betegnet med 130. R, G, B-inngangene blir lavpassfiltrert og låst før de blir digitalisert. Lavpass-filtrene er beregnet på en tilstrekkelig forkastning av aliaserende komponenter og andre falske signaler. Låsingen gjenoppretter riktige likestrømnivåer under det horisontale slukkeintervall.

Etter analog til digitalomformning blir R, G, B-signalene omdannet til YUV-fargerommet. Oppløsningen av krominansin-formasjon kan reduseres i forhold til lystetthetsoppløsningen med bare en meget liten virkning på den oppfattede bildekvalitet. U og V-krominanskomponentene blir desimert horison-talt med en faktor på 4 og vertikalt med en faktor på 2.

Horisontal desimering kan utføres for eksempel ved anvendelse av et digitalt FIR-filter før delutvalget. Horisontal interpolering foretas ved en dekoder med null utfylling og anvendelse av samme filtrering med forsterkningen øket med en faktor på4. Vertikal desimering med en faktor på 2 utføres ved forkastning av et av hver to felt. Dekoderen rekonstrue-rer linjesprangsignalet ved å gjenta hvert krominansfelt to ganger. Selv om den vertikale desimering over to forskjellige felt resulterer i en viss forringelse når bevegelse skal gjengis, er denne forringelse vanskelig å se og byr ikke på noe betydelig problem.

Lystetthetssignalet (Y) er koblet forbi krominans-forproses-soren. På denne måte bibeholdes full oppløsning. Krominans-komponentene blir så multiplekset med lystetthetskompo-nenten, med en videoblokk om gangen i en multiplekser 142. Alle komponenter blir så underkastet samme komprimeringspro-sess. Ved dekoderen blir komponentene igjen skilt fra hverandre og krominanssignalene blir interpolert tilbake til full oppløsning.

Videosignalene blir komprimert i to forskjellige baner ved bruk av diskret kosinusomformning (DCT). I en første "PCM"-bane der videosignalene blir DCT-omformet ved 133, og de resulterende koeffisienter blir kvantifisert i en kvantiserer 135. I en andre "DPCM"-bane der bevegelsesoverslag og utligning benyttes til frembringelse av differansesignaler basert på en forutsigelse om hvorledes en videoramme vil opptre der forskjellen mellom forutsigelsen og det virkelige bildet blir DCT-omformet ved 134. De resulterende DCT-omformede koeffisienter blir kvantifisert i en kvantiserer 136 og ført som utgang til en velger 137 som velger kvantiserte koeffisienter fra enten PCM- eller DPCM-banen avhengig av et på forhånd bestemt kriterium som for eksempel hvilken bane som frembringer det minste antall biter. De valgte koeffisienter for hver blokk med videodata blir ført som inngang til en variabel lengdekoder 138 som for eksempel kan omfatte en vanlig Huffman-koder. Variable lengdekodeord kommer som utgang til et først-inn, først-ut register 140 for å bli utgang til en sender.

DCT-omformer en blokk med bildeelmenter til en ny blokk med omformede koeffisienter. I en foretrukken utførelse benyttes en blokkstørrelse på 8 x 8 fordi virkningsgraden ved den omformende koding ikke forbedrer seg særlig, mens utførelsen blir stadig mer komplisert utover denne størrelse. Omformningen påtrykkes etter tur på hver blokk inntil et komplett bilde er blitt omdannet. Ved dekoderen foregår den omvendte omformning for å gjenopprette det opprinnelige bildet.

Det er eksempler på at DCT ikke er effektiv ved komprimering av energi i et lite antall koeffisienter. Hvis for eksempel inngangssignalet er hvit støy, vil bildeenergien være ikke mindre tilfeldig fordelt etter omformningen enn den var i verdiområdet for bildeelementene. Under slike forhold blir bildet meget vanskeligere å komprimere og komprimeringen kan i virkeligheten ikke foregå uten å innføre artifakter i en eller annen form. Under slike forhold har heldigvis artifaktene tilbøyelighet til å være meget mindre mistenke-lige enn de ville være under mer rolige forhold. Dessuten er slike forhold ikke typiske for fjernsynsvideo der en høy grad av horisontal og vertikal korrelering vanligvis eksisterer mellom bildeelementer som støter inntil hverandre.

Videokomprimeringsteknikker som benyttes i systemet ifølge foreliggende oppfinnelse er meget effektive når det gjelder å redusere antallet av biter som kreves for å representere DCT-koeffisientene. Disse teknikker innbefatter koeffientkvanti-sering, variabel lengdekoding, bevegelsesanslag og utligning, integrering av bevegelsesanslag med intrarammekoding og adaptiv felt/rammekoding. Teknikkene med bevegelsesanslag og utligning og integrering av bevegelsesutligning med intrarammekoding er beskrevet mer fullstendig i US-patent nr. 5 068 724. En krets 150 til utførelse av disse funksjoner er vist på fig. 9.

Adaptiv felt/rammekoding er beskrevet i US-patent nr. 5 091 782. US-patentene nr. 5 093 720 og 5 057 916 beskriver ytterligere bevegelsesutlignende teknikker som er hensikts-messige i utførelse av et HDTV-kommunikasjonssystem som for eksempel systemet ifølge oppfinnelsen.

Koeffisientkvantisering er en prosess som innfører små forandringer i bildet for å forbedre virkningsgraden ved koding. Dette oppnås ved først veiing av hver av DCT-koeffisientene og deretter valg av 8 biter for overføring til dekoderen. Etter tildelingen blir vektene for hver koeffisient fastlagt og aldri forandret. Hver koeffisient kan således for eksempel i utgangspunktet bli representert som et 12-bit tall som så blir dividert med den respektive vektfaktor. Ytterligere skalering kan imidlertid fremdeles være nødvendig for å oppnå en ønsket datahastighet. Av den grunn blir de veide koeffisienter dividert med en kvantiserings-faktor. Kvantiseringsfaktoren blir bestemt av et kvantiser-ingsnivå som blir periodisk justert basert på hvor komplisert scenen er og de egenskaper som oppfattes. I en foretrukket utførelsesform for oppfinnelsen ligger kvantiseringsnivået fra 0 til 31. Størst presisjon oppnås ved kvanti seringsnivå 0 og minst presisjon oppnås ved nivå 30. Nivå 31 er en reserve og angir til dekoderen at data ikke vil bli overført.

Etter at en 12 bit DCT-koef f isient er skalert både med vektfaktor og kvantiseringsfaktoren blir de åtte minst signifikante biter valgt. I nesten alle tilfeller vil de fire mest signifikante biter være null og derfor går ingen informasjon tapt. I noen tilfeller der både vekt og kvantiseringsfaktorer er små, kan det være nødvendig å avkorte de resulterende koeffisienter for å hindre at det oppstår en overstrøm eller understrøm.

Kvantiseringsmetoden som er omhandlet ovenfor gjelder ikke DC-koeffisienten. De åtte mest signifikante biter for DC-koeffisienten blir alltid valgt uavhengig av kvantiseringsnivået.

Kvantiseringen forbedrer komprimeringsmuligheten for et bilde ved å redusere amplituden for omformningskoeffisientene. For å dra fordel av resultatet er det nødvendig med en algoritme for tildeling av forskjellig antall biter til disse koeffisienter. Den variable lengdekoder benytter en statistisk kodeteknikk som til forskjell fra kvantiserings-prosessen bevarer informasjonen slik at bildet ikke blir forringet.

Ved en foretrukket utførelse for foreliggende oppfinnelse benyttes Huffman-koding for den variable lengdekoding. Huffman-koding er en velkjent optimal statistisk kodeprose-dyre som er i stand til å nærme seg den teoretiske entropi-grense, hvis man har gitt et forhåndskjennskap til sannsynligheten for alle mulige begivenheter. Koderen kan frembringe sannsynlighetsfordelingene og sende dem til dekoderen før overføring av en gitt ramme. Denne tabell blir så benyttet til å utlede Huffman-kodeord der forholdsvis korte kodeord er tildelt til begivenheter som har høyest sannsynlighet for å finne sted. Dekoderen bibeholder en identisk kodebok og er i stand til å sammenligne hvert kodeord med den virkelige begivenhet. For å forenkle maskinvaren er det fordelaktig å benytte en fast Huffman-tabell som er frembragt på grunnlag av omfattende materialer som er behandlet. Huffman-koding er beskrevet mer i detalj i den tidligere nevnte artikkel av W. Paik med tittelen "DigiCipher - All Digital, Channel Compatible, HDTV Broadcast System".

Bevegelsesanslag og utligningsdelsystemet 150 ved foreliggende oppfinnelse komprimerer videoinformasjonen ved først å forutsi hvorledes neste ramme vil se ut og deretter sende forskjellen mellom forutsigelsen og det virkelige bildet. En fornuftig forutsigelsesanordning er ganske enkelt den foregående ramme. Denne type midlertid differensialkoding (DPCM) vil arbeide meget godt hvis det er liten bevegelse som finner sted eller hvis det er lite romdetaljer. Til andre tider vil den være mindre effektiv og fra tid til annen verre enn om neste ramme ganske enkelt hadde vært kodet uten forutsigelse (PCM).

Bevegelsesutligning eller kompensasjon er et middel til forbedring av egenskapene ved enhver midlertidig komprimer-ingsløsning når bevegelse finner sted. For å foreta bevegelseskompensasjon er det først nødvendig å bestemme hva som har beveget seg siden foregående ramme og hvor bevegelsen har gått. Hvis denne informasjon er kjent på dekoderstedet, kan den foregående ramme skiftes eller forskyves for å oppnå en mer nøyaktig forutsigelse av neste ramme som nå skal overføres. Koderen skal reprodusere samme forutsigelse som dekoderen og deretter bestemme forskjellen mellom det forutsagte og det virkelige bildet. Hvis bevegelsene passer den modell som benyttes til å anslå bevgelsen og hvis bevegelsesanslagene er nøyaktige og signalet er fritt for støy, ville denne feil i virkeligheten være null.

Forskyvning av den foregående ramme kan utføres på grunnlag av en hel ramme, en del av en ramme eller bildeelementer. Dette betyr at en spesiell forskyvning (bevegelsesvektor) kan frembringes henholdsvis for hver ramme, del av en ramme eller for hvert bildeelement. Det nyttige ved frembringelse av en enkel bevegelsesvektor pr. ramme er imidlertid begrenset siden den bare kan gjengi enkel avsøkning over hele bildet. Ideelt sett ville en egen bevegelsesvektor bli frembragt for hvert bildeelement. Siden bevegelsesanslag er en komplisert prosess og krever kjennskap til neste ramme, kan den imidlertid bare utføres ved koderen og det utstyr som må til ved frembringelse av bevegelsesinformasjon pr. bildeelement for dekoderen ville være altfor omfattende. Av den grunn er det å foretrekke å utføre bevegelsesanslag på en delramme-basis med arealet av den del som er valgt lik en "superblokk" med horisontal dimensjon lik fire DCT-blokker og en vertikal dimensjon lik to DCT-blokker. Denne dimensjonering passer sammen med de fire ganger horisontale delutvalg og to ganger vertikal delutvalg for krominanskomponentene slik at den samme bevegelsesvektor kan benyttes til forskyvning av en enkel krominans DCT-blokk.

Som vist i blokkdiagrammet for koderen på fig. 9, er kretsen 150 for bevegelseskompensjon tilsluttet en tilbakekoblingsan-ordning fra utgangen fra velgeren 137 til inngangen for DCT-omformeren 134. På tilsvarende måte er bevegelseskom-penseringen i dekoderen 160 (fig. 10) anordnet ved utgangen fra den inverse DCT-omformer. I stedet for omformerkoding direkte av bildet blir et anslag over bildet første frembragt ved bruk av bevegelseskompensasjonen. Forskjellen mellom dette anslag og det virkelige bildet blir så omformerkodet og omformerkoeffisientene normalisert og statistisk kodet. Den andre av de to rammer hvorfra bevegelsesanslagene avledes, er alltid den foregående ramme slik den opptrer etter rekon-struksjon i dekoderen. Derfor innbefatter koderen en modell av dekoderprosessen, dvs. en rammeforsinkelse og en bevegel-seskompensator som er sammenlignet med disse komponenter 162 i dekoderen.

Som fremholdt ovenfor, er lavere bithastighet fra tid til annen mulig ved direkte PCM-koding av en blokk i stedet for å benytte bevegelseskompensasjon og koding av forskjellene. For å oppnå den lavest mulige bithastighet bestemmer således koderen antallet av biter som kreves for hver av de to metoder og velger derpå den metode som krever de færreste biter på en pr. blokkbasis. Det som kreves for å informere dekoderen om valget er en bit pr. blokk.

Det skal påpekes at i et HDTV-overf ør ingssystem vil en flerhet av forskjellige fjernsynsprogramkanaler bli multiplekset for overføring sammen i en felles datastrøm. Hver enkel kanalbehandlingseksjon for video i koderen krever en hastighetsbuffer for å tilpasse den variable hastighet i Huffman-kodede data til den faste utgangshastighet som er nødvendig for kanaloverføring. Denne hastighetsbuffer kan utføres som en en-ramme FIFO 140 som vist på fig. 9. Den samlede lagerstørrelse for FIFO er stor nok til å håndtere variasjoner på pluss og minus et videofelt.

For å hindre videoutgangsbufferen FIFO i å overflyte eller underflyte må FIFO-inngangsblokkens hastighet justeres kontinuerlig. Dette oppnås ved bruk av en koderoppbygning med multikvantiseringsnivå. Når kvantiseringsnivået blir inkrementert, blir kvantiseringen grovere, blokkene blir forkortet og en økning i FIFO-inngangsblokkens hastighet er resultatet. Når kvantiseringsnivået dekrementeres til et minimumnivå på null, oppnås en finere kvantisering i lengere blokker og en redusert FIFO-inngangsblokkshastighet. Denne justering har den ønskede virkning med å holde bithastigheten i FIFO-blokken forholdsvis konstant. Tilstanden for bufferen blir kontinuerlig overvåket og så lenge antallet av lagrede blokker holder seg innenfor et på forhånd bestemt vindu, vil kvantiseringsnivået forbli uforandret. Hvis buffernivået faller under den lavere terskel eller stiger over den høye terskel, vil kvantiseringsnivået bli dekrementert respektivt inkrementert. For å hindre understrømninger under sending av meget enkle bilder kan fyllebiter innsettes i kanalen. En tilsvarende FIFO 164 finnes i dekoderen (fig. 10)^.før den variable lengdedekoder. Dekoderen innbefatter også en krominansprosessor som er generelt betegnet med 170 og som skal gjengi de nødvendige RGB-utganger.

Fig. 11 viser grunnlaget for kommunikasjonssystemets blokker som anvendes til overføring av komprimerte videodata. Disse innbefatter FEC-koding 180, et overføringsfilter 182 og QAM-modulas jon på sendersiden. Interferens og støy som innføres av kommunikasjonskanalen er gjengitt ved henholdsvis 186 og 188. En demodulator 190, mottagerfilter og adaptiv utligner 192, delsystemfølger 194 og FEC-dekoder 196 finnes på mottagersiden. Filtrene 182 og 192 benyttes til pulsforming. Adaptiv utligning anvendes for å håndtere refleksjoner (flerbaner) som finnes I typisk VHF- eller UHF-mottagning.

Den sammenkjedede gitterkoding og blokkodingsløsning som er beskrevet i detalj ovenfor, benyttes til beskyttelse mot virkningen av kanalfeil. En spesiell utførelse av en FEC-koder som benytter to adskilte innfellere er vist på fig. 12. En tilsvarende utførelse for en FEC-dekoder er vist på fig. 13. Som vist, innbefatter FEC-koderen en Reed-Solomon-koder 200 etterfulgt av en første innfeller 202 som innfeller symbolene fra den ytre Reed-Solomon-kode i henhold til et første innfellingsformat. Innfellingen har den virkning at den sprer ut støtfeil som senere kan frembringes av den indre gitterkode. Gitterkoderen 204 gir som utgang I- og Q-signalkomponenter til en andre innfeller 206 som feller inn de kodede signaler frembragt ved den indre gitterkode i henhold til et andre innfellingsformat. Dette har som virkning en spredning av støtfeil som senere kan frembringes langs en overføringsbane for de kodede signaler.

Ved dekoderen blir de kodede signaler behandlet med en oppløser 210 som løser opp innfellingen og gir dette som utgang til en gitterdekoder 212 for gjenopprettelse av innfelte Reed-Solomon-symboler som representerer den komprimerte videoinformasjon. Gitterdekoderen 212 (for eksempel 3/4 hastighet for 16 QAM og 4/5 hastighet for 32 QAM) benyttes for den indre kode siden dette bidrar til lett bruk av myke beslutninger. Reed-Solomon-symbolene som gjenopprettes av gitterdekoderen blir oppløst i en annen oppløser 219 for å danne inngang til Reed-Solomon-dekoderen 216.

Reed-Solomon-dekoderen 216 (for eksempel hastighet 106/116, t=5 for 16 QAM og hastighet 145/15, t=5 for 32 QAM) benyttes som den ytre kode siden dens innebygde evne til korrigering av støtfeil kan håndtere støtfeil som frembringes av gitterdekoderen.

En adaptiv utligner som bruker for eksempel den minste middelkvadrat (LMS) algoritme, kan anordnes ved mottageren. En slik utligner kan bygges opp ved bruk av et komplekst FIR (endelig pulsfølsomhet) filter med 256 uttak som får sine koeffisienter konstant justert for å optimalisere signal-konstellasjonen for den myke beslutning ved nærvær av støy, flere baner og forstyrrelse. En adaptiv utligner kan konstrueres for automatisk kamfiltrering ved visuelle, farge-og audiobærefrekvenser i et forstyrrende NTSC-signal for å forbedre NTSC-signalets forkastning av forstyrrelse.

Det skal nå påpekes at foreliggende oppfinnelse utgjør et praktisk system for digital sending av energi- og båndbegrensede signaler som for eksempel komprimerte høyskarpe fjernsynssignaler. Et kodet modulasjonsopplegg basert på koder for QPSK-modulasjon er direkte innbygget i et QAM-basert modulasjonssystem og danner en gitterkodet QAM. Dette gir en oppbygning som er lett å virkeliggjøre og som er effektiv både når det gjelder båndbredde og datapålitelighet.

Claims (22)

1. Fremgangsmåte for å overføre digitale fjernsynssignaler, omfattende trinnene: å oppdele videodeler av nevnte digitale fjernsynssignaler i blokker bestående av pulskodemodulerte (PCM)-videodata, å behandle nevnte blokker av PCM-videodata ved å anvende bevegelseestimering og kompensering for å tilveiebringe tilsvarende differensielle pulskodemodulerte(DPCM)-data, å komprimere nevnte PCM-videodata eller nevnte tilsvarende DPCM-data ved å anvende diskrete cosinustransformasjon for å tilveiebringe blokker av transformasjonskoeffisienter, å kvantisere transformasjonskoeffisienter i nevnte blokker av nevnte transformasjonskoeffisienter for å forbedre kodingsvirkningsgraden derav, å foreta variabel-lengdekoding av nevnte kvantiserte transformasjonskoeff isienter, å kode nevnte variabel-lengdekodede, kvantiserte transformasjonskoeff isienter for å tilveiebringe kodede signaler for overføring, å modulere nevnte kodede signaler på en bærer for overføring til en mottaker, og å demodulere den mottatte bærer på nevnte mottaker for å gjenvinne nevnte kodede signaler,karakterisert vedå velge enten nevnte PCM-videodata eller nevnte tilsvarende DPCM-data for overføring basert på et forutbestemt kriterium for komprimering, å kode nevnte variabel-lengdekodede, kvantiserte transformasjonskoeff isienter ved å anvende en sammenkjedet kodingsplan med en Reed-Solomon-ytre-kode og en gitter-innerkode for å tilveiebringe nevnte kodesignaler for overføring, å overføre nevnte kodede signaler som kvadraturampiitudemodu-lasjon (QAM) symboler fra et N-punkt QAM-konstellasjons-mønster som har fire delsett, der hvert delsett er identifi sert ved et forskjellig to-bit kodeord og innbefatter N-4 symbolpunkter i nevnte N-punkt GAM konstellasjonsmønster, der nevnte gitter-innerkode koder et symbol fra nevnte Reed-Solomon-ytre-kode ved å behandle en første bit i nevnte symbol med en binær sammenrullende (konvolusjonell) kodingsalgoritme med takt 1/2 for å frembringe to-bit kodeordet som er tildelt delsettet der nevnte symbol beror i nevnte N-punkt QAM-konstellasjonsmønster, og nevnte to-bit kodeord avbildes med de gjenværende biter i nevnte symbol for å tilveiebringe en modulasjonsfunksjon som representerer nevnte kodede signaler for overføring på nevnte bærer, idet nevnte gjenværende biter korrelerer nevnte symbol med ett av nevnte N/4 symbolpunkter som inngår i delsettet som defineres av nevnte to-bit kodeord, å tilveiebringe, fra modulasjonsfunksjonen som representerer de gjenvunne kodede signaler, et sett av metrikker som tilsvarer nevnte delsett og et flertall av byter som representerer forskjellige betingelsesbeslutninger for et signalpunkt som identifiseres av de gjenværende biter, å anvende nevnte metrikker i en gitterkodealgoritme for å dekode en binær sammenrullende (konvolusjonell) kode med takt 1/2 for å gjenvinne nevnte første bit, å kode den gjenvunne første bit ved å anvende en binær sammenrullende koblingsalgoritme med takt 1/2 for å gjenskape nevnte to-bit kodeord, å velge en av nevnte betingelsesbeslutningsbyter som reaksjon på nevnte gjenskapte to-bit kodeord, og å kombinere nevnte valgte byte med den gjenvunne første bit for å tilveiebringe en dekodet utmatning.

2. Fremgangsmåte som angitt i krav 1, karakterisert ved at nevnte sammenkjedede kodingsplan innbefatter trinnene: å innfelle symboler som frembringes av nevnte Reed-Solomon ytre kode, i henhold til et første innfellingsformat, for å spre støtfeil som kan senere genereres av nevnte gitter-innerkode, og å innfelle de kodede signalene som frembringes av nevnte gitter-innerkode i henhold til et andre innfellingsformat, for å spre støtfeil som senere kan genereres langs en overføringsbane for nevnte kodede signaler.

3. Fremgangsmåte som angitt i krav 1, karakterisert ved at nevnte to-bit kodeord danner de minst signifikante biter hos nevnte modulasjonsfunksjon, og at nevnte gjenværende biter danner de mest signifikante biter i nevnte modulasjonsfunksjon.

4 . Fremgangsmåte som angitt i krav 2, karakterisert ved dessuten å omfatte trinnene: å de-innfelle den gjenvunne modulasjonsfunksjon under anvendelse av det omvendte av det andre innfellingsformat, å de-innfelle den dekodede utmatning ved å anvende det omvendte av det første innfellingsformat, og å dekode den de-innfelte, dekodede utmatning ved bruk av en Reed-Solomon symbolfeil korrigerende dekodingsalgoritme.

5. Fremgangsmåte som angitt i krav 4, karakterisert ved at nevnte Reed-Solomon dekodingsalgoritme gjenvinner variabel-lengde kodede koeffisienter fra den de-innfelte dekodede utmatning, idet nevnte fremgangsmåte dessuten omfatter trinnene: å dekode nevnte gjenvunne variabel-lengde kodede koeffisienter for å gjenvinne transformasjonskoeffisienter som er representative for nevnte videodeler, inverst å omforme de gjenvunne transformasjonskoeffisienter for å gjenvinne videodata i PCM- eller DPCM-formatet, å behandle gjenvunne DPCM-data under anvendelse av bevegelsekompensering for å gjenvinne PCM-videodata som representeres av de gjenvunne DPCM-data, og å formatere de gjenvunne PCM-videodata for utmatning til en digital fjernsynsmottaker.

6. Anordning for å overføre digitale fjernsynssignaler, omfattende: middel (150) for å behandle blokker av pulskodemodulerte (PCM) videodata ved å anvende bevegelseestimering og kompensering for å tilveiebringe tilsvarende differensielle pulskodemodulerte (DPCM) data, middel (133, 134) for å komprimere nevnte PCM-videodata eller nevnte tilsvarende DPCM-data under anvendelse av den diskrete cosinus-transformasjon for å tilveiebringe blokker av transformasjonskoeffisienter, midler (135, 136) for kvantisering av nevnte blokker av transformasjonskoeffisienter for å forbedre kodingsvirkningsgraden derav, middel (138) koblet til en utgang på nevnte kvantiserings-middel for variabel-lengde koding av nevnte transformasjonskoeff isienter , en koder (12, 20, 200, 204) for å kode nevnte variabel-lengde kodede transformasjonskoeffisienter for å tilveiebringe kodede signaler for overføring, og midler (24, 184) for å sende nevnte kodede signaler, middel (28) for å motta nevnte bærer på en mottaker, samt middel (190) for å demodulere nevnte mottatte bærer for å gjenvinne nevnte modulasjonsfunksjon,karakterisert ved : middel (137) for å sammenligne nevnte PCM-videodata med de tilsvarende DPCM-data som tilveiebringes av nevne behand-lingsmiddel (150) og for å velge en av PCM-videodata eller DPCM-data for overføring basert på et forutbestemt kriterium før komprimering, en sammenkjedet koder som innbefatter en Reed-Solomon ytre koder (12, 200) og en gitter (Trellis) indre koder (20, 204) for å kode nevnte variabel-lengde kodede transformasjonskoeffisienter for å tilveiebringe kodede signaler for overføring, midler (20, 24) for å overføre nevnte kodede signaler som kvadraturamplitudemodulasjon (QAM) symboler fra et N-punkt QAM konstellasjonsmønster (80) som har fire delsett (82, 84, 86, 88), der hvert delsett er identifisert av et forskjellig to-bit kodeord og innbefatter N/4 symbolpunkter i nevnte N-punkt QAM konstellasjonsmønster (80), der nevnte gitterkoder koder et symbol fra nevnte Reed-Solomon ytre koder ved behandling av en første bit i nevnte symbol med en binær sammenrullende (konvolusjonell) kodingsalgoritme (48) med takt 1/2 for å tilveiebringe to-bit kodeordet som er knyttet til delsettet i hvilket nevnte symbol beror i nevnte konstellasjonsmønster, idet nevnte to-bit kodeord er avbildet (50) med gjenværende biter i nevnte symbol til å gi en modulasjonsfunksjon, idet nevnte gjenværende biter korrelerer nevnte symbol med et av de N/4 symbolpunktene som Inngår i delsettet som defineres av nevnte to-bit kodeord, og der nevnte sendemidler (24) modulerer nevnte modulasjonsfunksjon på en bærer, idet nevnte anordning dessuten omfatter: middel (62) for å beskjære modulasjonsfunksjonen til å tilveiebringe et sett av metrikker (66) som tilsvarer nevnte delsett og å tilveiebringe et flertall av byter som representerer forskjellige tilstandsbeslutninger for et signalpunkt identifisert av de gjenværende biter, gitter-dekodermiddel (32, 68, 212) koblet til å motta nevnte metrikker for bruk i dekodingen av en binær sammenrullende kode med takt 1/2 for å gjenvinne nevnte første bit, middel (70) for å kode den gjenvunne første biten ved å anvende en binær sammenrullende kodingsalgoritme med takt 1/2 for å gjenskape nevnte to-bit kodeord, middel (74) for å velge en av nevnte tilstandsbestemmelse-byter som reaksjon på gjenskapte to-bit kodeord, og middel (76) for å kombinere nevnte valgte byte med den gjenvunne første bit for å tilveiebringe en dekodet utmatning .

7. Anordning som angitt i krav 6, karakterisert ved at nevnte sammenkjedede koder omfatter: en første innfeller (202) for å innfelle symboler som frembringes av nevnte Reed-Solomon ytre kode i henhold til et første innfellingsformat, for å spre støtfeil som senere kan genereres av nevnte gitter indre kode (204), og en andre innfeller (206) for å innfelle de kodede signaler som er frembragt av nevnte gitterindrekode (204) i henhold til et andre innfellingsformat, for å spre støtfeil som kan senere genereres langs en overføringsbane (26) for nevnte kodede signaler.

8. Anordning som angitt i krav 6 eller 7, karakterisert ved at nevnte to-bit kodeord danner de minst signifikante biter av nevnte modulasjonsfunksjon, og nevnte gjenværende biter danner de mest signifikante biter av nevnte modulasjonsfunksjon.

9. Anordning som angitt i krav 7 eller 8, karakterisert ved dessuten å omfatte: midler (210) for de-innfelling av den gjenvunne modulasjonsfunksjon ved å anvende det omvendte av det andre innfellingsformat , middel (214) for de-innfelling av den dekodede utmatning ved å anvende det omvendte av det første innfellingsformat, og middel (216) for å dekode den de-innfelte dekodede utmatning ved å anvende en Reed-Solomon-symbolfeilkorrigerende dekodingsalgoritme.

10. Anordning som angitt i krav 9, karakterisert ved at nevnte middel (216) for å dekode ved bruk av Reed-Solomon-dekodingsalgoritmen gjenvinner variabel-lengdekodede koeffisienter fra den de-innfelte dekodede utmatning, idet nevnte anordning dessuten omfatter: middel (160) for å dekode nevnte gjenvunne, variabel-lengdekodede koeffisienter for å gjenvinne transformasjonskoeff isienter , middel (160) for invers omforming av de gjenvunne transformasjonskoeff isienter for å gjenvinne videodata i minst ett av et PCM- eller DPCM-format, middel (162) for å behandle gjenvunne DPCM-data under anvendelse av bevegelseskompensering for å gjenvinne PCM-videodata som representeres av de gjenvunne DPCM-data, og middel (170) for å formatere de gjenvunne PCM-videodata for utmatning til en digital fjernsynsmottaker.

11. Fremgangsmåte for å dekode overførte digitale signaler for å gjenvinne informasjon derfra, omfattende trinnene: å motta en bærer som inneholder nevnte overførte digitale signaler, å demodulere den mottatte bærer for å gjenvinne en modulasjonsfunksjon , å dekode modulasjonsfunksjonen for å gjenvinne variabel-lengdekoder, og å dekode nevnte gjenvunne variabel-lengdekoder for å gjenvinne nevnte informasjon,karakterisert ved : å dekode modulasjonsfunksjonen i en indre gitter (Trellis) dekodingsalgoritme hos en sammenkjedet dekoder for å gjenvinne Reed-Solomon-symboler som er representative for informasjonen, å innmate Reed-Solomon-symbolene til en ytre Reed-Solomon-dekodingsalgoritme hos nevnte sammenkjedede dekoder, idet nevnte Reed-Solomon-dekoderalgoritme gjenvinner nevnte variabel-lengdekoder fra Reed-Solomon-symbolene, idet nevnte modulasjonsfunksjoner omfatter en N-bit modulasjonsfunksjon der et to-bit kodeord identifiserer ett av et flertall av konstellasjonsdelsett og den gjenværende N-to-bit del representerer et signalpunkt innenfor nevnte ene delsett, idet fremgangsmåten dessuten omfatter trinnene: å beskjære den gjenvunne modulasjonsfunksjon for å tilveiebringe et sett av metrikker som svarer til nevnte konstellasjonsdelsett og å tilveiebringe et flertall av N-to-bit-delgrupper som representerer et flertall av tilstandsbestemmelser for signalpunktet som identifiseres av N-to-bit-delen, å anvende nevnte sett av metrikker i nevnte indre gitter (Trellis) dekodingsalgoritmer for å dekode en binær sammenrullende (konvolusjonell) kode med takt 1/2 for å gjenvinne en første bit, å kode den gjenvunne første biten ved å anvende en binær sammenrullende (konvolusjonell) kodingsalgoritme med takt 1/2 for å gjenskape nevnte to-bit kodeord, å velge en av nevnte flertall av N-to-bit delgrupper som reaksjon på nevnte gjenskapte to-bit kodeord, og å kombinere den valgte delgruppen med den gjenvunne første biten for å tilveiebringe et Reed-Solomon-symbol.

12. Fremgangsmåte som angitt i krav 11, karakterisert ved det ytterligere trinn: å de-innfelle de gjenvunne Reed-Solomon-symboler for innmatning til nevnte ytre Reed-Solomon-dekodingsalgoritme.

13. Fremgangsmåte som angitt i krav 11 eller 12, karakterisert ved at nevnte demoduleringstrinn gjenvinner en innfelt modulasjonsfunksjon, idet fremgangsmåten omfatter det ytterligere trinn å de-innfelle den gjenvunne modulasjonsfunksjon.

14. Fremgangsmåte som angitt i ett av kravene 11-13, karakterisert ved de ytterligere trinn: å dekode nevnte gjenvunne variable-lengdekoder for å gjenvinne transformasjonskoeffisienter som er representative for nevnte informasjon, inverst å omforme de gjenvunne transformasjonskoeffisienter for å gjenvinne videodata i et pulskodemodulert (PCM) eller differensielt pulskodemodulert (DPCM) format, å behandle de gjenvunne DPCM data ved å anvende bevegelseskompensering for å gjenvinne PCM videodata som representeres av de gjenvunne DPCM data, og å formatere de gjenvunne PCM videodata for utmatning til en digital fjernsynsmottaker.

15. Fremgangsmåte som angitt i ett av kravene 11-13, karakterisert ved at nevnte informasjon omfatter videoinformasjon.

16. Fremgangsmåte som angitt i ett av kravene 11-15, karakterisert ved at nevnte to-bit kodeord danner de minst signifikante biter i nevnte modulasjonsfunksjon, og at nevnte gjenværende biter danner de mest signifikante biter i nevnte modulasjonsfunksjon.

17. Anordning for å dekode overførte digitale signaler for å gjenvinne informasjon derfra, omfattende middel (28) for å motta en bærer som inneholder nevnte sendte digitale signaler, og en demodulator (190) koblet til nevnte mottaksmiddel for å demodulere den mottatte bærer for å gjenvinne en modulasjonsfunksjon , karakterisert ved : en sammenkjedet dekoder (196) som omfatter en indre gitter (Trellis) dekoder (68, 212) og en ytre Reed-Solomon dekoder (216) for å dekode modulasjonsfunksjonen, idet nevnte indre gitter (Trellis) dekoder (68, 212) gjenvinner Reed-Solomon-symboler som er representative for nevnte informasjon og nevnte ytre Reed-Solomon dekoder (216) for gjenvinning av variabel-lengdekoder fra Reed-Solomon symbolene, idet nevnte modulasjonsfunksjon er en N-bit modulasjon av en funksjon i hvilken et to-bit kodeord identifiserer ett av et flertall av konstellasjonsdelsett (82, 84, 86, 88) og den gjenværende N-to-bit del representerer et signalpunkt innenfor nevnte ene delsett, og der nevnte sammenkjedede dekoder (196) omfatter: middel (62) for å beskjære den gjenvunne modulasjonsfunksjon for å tilveiebringe et sett av metrikker (66) som svarer til nevnte konstellasjonsdelsett (82, 84, 86, 88) og for å tilveiebringe et flertall av N-to-bit delgrupper som representerer et flertall av tilstandsbeslutninger for signalpunktet som er identifisert av nevnte N-to-bit del, idet nevnte indre gitter (Trellis) dekoder (68, 212) anvender nevnte sett av metrikker til å delkode en binær sammenrullende (konvolusjonell) kode med takt 1/2 for å gjenvinne en første bit, middel (70) for å kode den gjenvunne første bit ved å anvende en binær sammenrullende (konvolusjonell) kodingsalgoritme med takt 1/2 for å gjenskape nevnte to-bit kodeord, middel (74) for å velge en av nevnte flertall av N-to-bit delgrupper som reaksjon på nevnte gjenskapte N-to-bit kodeord, og middel (76) for å kombinere den valgte delgruppen med den gjenvunne første biten for å tilveiebringe et Reed-Solomon-symbol.

18. Anordning som angitt i krav 17, karakterisert ved dessuten å omfatte: en første de-innfeiler (214) for å de-innfelle de gjenvunne Reed-Solomon-symboler for innmatning til nevnte ytre Reed-Solomon-dekoder (216).

19. Anordning som angitt i ett av kravene 17 eller 18, karakterisert ved at nevnte informasjon omfatter videoinformasjon.

20. Anordning som angitt i ett av kravene 18 eller 19, karakterisert ved dessuten å omfatte: en andre de-innfeller (210) for de-innfelling av en gjen-vunnet modulasjonsfunksjon.

21. Anordning som angitt i ett av kravene 17-20, karakterisert ved å omfatte: middel (160) for dekoding av nevnte gjenvunne variabel-lengde koder for å gjenvinne transformasjonskoeffisienter som er representative for nevnte informasjon, middel (160) for invers omforming av de gjenvunne transformasjonskoeff isienter for å gjenvinne videodata i et pulskodemodulert (PCM) eller differensielt pulskodemodulert (DPCM) format, middel (162) for å behandle de gjenvunne DPCM-data ved å anvende bevegelseskompensering for å gjenvinne PCM-videodata som representeres av de gjenvunne DPCM-data, og middel (170) for å formatere de gjenvunne PCM-videodata for utmatning til en digital fjernsynsmottaker.

22. Anordning som angitt i ett av kravene 17-21, karakterisert ved dessuten å omfatte: en adaptiv utligner (192) som er koblet mellom nevnte 0AM-demodulator (190) og nevnte sammenkjedede dekoder (196).