KR970002702B1

KR970002702B1 - 트렐리스 코드화 큐에이엠(qam)을 이용한 압축비디오와 같은 디지탈 정보의 통신방법 및 그 장치

Info

Publication number: KR970002702B1
Application number: KR1019920013359A
Authority: KR
Inventors: 에이치. 파익 우; 에이. 레리 스코트; 히가드 크리스; 에이. 크라우스 에드워드; 에이. 헬러 제롤드
Original assignee: 제너럴 인스트루먼트 코포레이션; 헤롤드 엠. 크리스버그
Priority date: 1991-07-26
Filing date: 1992-07-25
Publication date: 1997-03-08
Also published as: ATE196706T1; EP0525641B1; US5233629A; DE69231480T2; CA2074549A1; JP3230767B2; EP0525641A3; NO922926L; KR930003604A; CA2074549C; AU662540B2; JPH06181567A; NO309070B1; AU2052392A; CA2074553A1; DE69231480D1; CA2074553C; KR930003754A; DE69228341T2; NO922927L

Abstract

내용없음.

Description

트렐리스 코드화 큐에이엠(QAM)을 이용한 압축비디오와 같은 디지탈 정보의 통신방법 및 그 장치

제 1 도는 연결 코딩(concatenated coding)을 이용한 QAM 전송시스템의 블럭도,

제 2 도는 본 발명에 따른 트렐리스 엔코더의 블럭도,

제 3 도는 본 발명에 따른 트렐리스 디코더의 블럭도,

제 4 도는 본 발명에 따른 서브세트로 분할된 QAM 콘스텔레이션 패턴을 설명하기 위한 도면,

제 5 도는 제 4 도의 콘스텔레이션 패션에서 서브세트의 라벨링을 설명하기 위한 도면,

제 6 도는 제 4 도의 콘스텔레이션 패턴에서 콘스텔레이션 점의 라벨링을 설명하기 위한 도면,

제 7 도는 본 발명에 따른 연결 코딩의 성능을 종래기술의 코드화 QAM과 비교하여 설명한 그래프,

제 8 도는 본 발명에 따른 HDTV 통신시스템의 블럭도,

제 9 도는 제 8 도의 시스템에 사용되는 디지탈 비디오 엔코더의 블럭도,

제 10 도는 제 8 도의 시스템에 사용되는 디지탈 비디오 디코더의 블럭도,

제 11 도는 본 발명에 따른 포워드 에러 수정(FEC) 코딩과 QAM 변조 및 복조를 포함한 전송시스템의 블럭도,

제 12 도는 본 발명에 따른 FEC 엔코더의 블럭도,

제 13 도는 본 발명에 따른 FEC 디코더의 블럭도이다.

* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

12 : 리드 솔로몬 엔코더 18 : 인터리버

20 : 트렐리스 (엔)코더 24 : 송신기

26 : 채널 28 : 수신기

32 : 트렐리스 디코더 34 : 디인터리버

36 : 리드 솔로몬 디코더 42 : 파스

48,70 : 콘볼루셔절 엔코더 62 : 프루너

68 : 비터비 디코더 72 : 지연버퍼

74 : 선택기 76 : 직렬변환기

110 : HDTV엔코더 112 : 제어컴퓨터

114 : VHF/UHF 송신기 116 : VHF/UHF 튜너

118 : HDTV 디코더 120 : HDTV 모니터

122 : 오디오 증폭기 124 : 스피커

132 : 멀티풀렉서 133,134 : DCT 변환기

135,136 : 양자화기 137 : 선택기

138 : 가변 길이 엔코더 140,164 : FIFO레지스터

180 : FEC 코더 182 : XMIT 필터

184 : 16/32-QAM 변조기 186,188 : 승산기

190 : 16/32-QAM 복조기 192 : RX 필터/적응형 이퀄라이저

194 : 트랙킹 서브시스템 196 : FEC 디코더

200 : 리드 솔로몬 엔코더 202 : 제1인터리버

204 : 트렐리스 엔코더 206 : 제2인터리버

210 : 제2디인터리버 212 : 트렐리스 디코더

214 : 제1디인터리버 216 : 리드 솔로몬 디코디

[발명의 배경기술]

본 발명은 트렐리스 코드화 QAM[quadrature amplitude modulation; 구상(矩狀) 진폭변조]에 관한 것으로, 특히 QAM 전송을 코딩하기 위한 실용적인 방법에 관한 것이다.

본 발명은 고품위 텔레비젼(high definition television; 이하, HDTV라 약칭한다) 시스템에서 압축 비디오 정보의 전송에 특별히 적용가능한 것이다.

디지탈 데이터, 예컨대 방송용 HDTV 신호에 사용되는 디지탈화된 영상은 최종사용자에게 통신하기 위해 VHF나 UHF 아날로그 채널에 의해 전송될 수 있는 바, 여기서 아날로그 채널은 입력파형의 변조 및 변환된 버전을 전달한다. 통계적으로 파형의 변조는 가능한 배경 열잡음과 임펄스잡음 및 페이드(fades)로 인해 적응적 또는 중복적으로 된다. 여기서, 채널에 의해 수행된 변환은 주파수 변환, 비선형 또는 하모닉 왜곡, 시간분산이다.

아날로그 채널을 매개로 디지탈 데이터를 통신하기 위해서는 데이터가 예컨대 PAM형태로 변조되는데, 이용가능한 채널 밴드폭내에서 전송될 수 있는 데이터의 양을 증가시키는데에는 전형적으로 QAM이 사용되고, 여기서 QAM은 PAM의 형태로서, 이는 정보의 다수의 비트가 16이나 32포인트를 포함 할 수 있는 "콘스텔레이션(constellation)"으로서 언급되는 패턴으로 함께 전송된다.

PAM에서 각 신호는 진폭레벨이 전송된 심볼에 의해 결정되는 펄스로서, 16-QAM에서는 각 상한 채널에서 -3, -1, 1, 3의 심볼 진폭이 전형적으로 사용되고, 32-QAM에서는 -5, -3, -1, 1, 3 ,5의 심볼진폭이 전형적으로 사용된다.

디지탈 통신시스템에 있어서 대역폭 효율은 대역폭 단위당 매초 전송된 비트의 수, 즉 대역폭에 대한 데이터율(data rate)의 비로 정의된다. 여기서, 고대역폭 효율을 갖춘 변조 시스템이 그 데이터율과 작은 밴드록 점유 요구를 갖춘 응용에 채용되고, QAM은 밴드폭 효율변조를 제공한다.

반면, 통상 위성 전송시스템에서 발견할 수 있는 QPAK(quadrature phase shiftkeying) 등과 같은 변조구성이 잘 확립되어 이해되고 있는 바, 이 QPSK에 있어서는 QAM에서 제공된 것보다 더욱 간단한 콘스텔레이션 패턴의 결과를 얻는다. 특히, QPSK시스템은 각각의 다른 위상으로부터 90도 떨어져 전형적으로 위치하면서 동일한 진폭을 갖춘 오직 4개의 심볼을 갖춘 콘스텔레이션 패턴을 이용한다. 따라서, 4개의 심볼은 원에 관해 동일하게 일정한 거리를 유지하게 된다.

QPSK변조는 대역폭 제한이 크게 고려되지 않는 전력제한시스템이 적합한 반면, QAM변조는 대역폭 제한시스템에 적합한데, 여기서 전력 요구는 큰 문제로 되지 않는다. 따라서, QPSK 위성 통신시스템에서 선택될 수 있는 시스템이고, QAM은 지상국과 케이블 시스템에 적합한 시스템이다. 그리고, QPSK의 대중화의 결과, 트렐리스 코드화 QPSK변조를 실현하는 집적회로가 이미 이용가능하면서 쉽게 얻을 수 있게 되었다.

트렐리스 코드화 변조(TCM; Trellis coded modulation)는 밴드제한 채널에 걸친 디지탈 전송을 위한 코딩과 변조기술의 결합을 포함하는데, 이는 대역폭 효율과의 절충없이 QAM 등과 같은 통상적인 비코드화 멀티레벨 변조(uncoded multilevel modulation)에 대해 중요한 코딩 이득의 달성을 허용한다.

TCM구성은 코드화 신호 시퀀스를 발생시키도록 변조신호의 선택을 주관하는 유한상태 엔코더(finite-state emcoder)에 따른 조합에서 여분 비2진화 변조(redundant nonbinary modulation)를 사용하고, 수신기에서 잡음신호는 소프트-결정 최대유사 시퀀스 디코더(soft-decision maximum likelihood sequence decoder)에 의해 디코드되는데, 이와 같은 구성은 통상적인 비코드화된 변조와 비교되는 3~6dB 이상에 의한 부가적 잡음에 대한 디지탈전송의 견고성을 개선할 수 있다. 이러한 이득은 알려진 다른 에러 정정 구성에 의해 요구되는 효과적 정보비율의 대역폭 확장이나 감소없이 얻어진다. 여기서, "트렐리스(trellis)"라는 용어는 이러한 구성이 2진화 콘볼루셔널 코드의 트렐리스 다이어그램과 유사한 상태-천이(stste-transition)(trellis) 다이어그램에 의해 설명되어 질 수 있기 때문에 사용된다. 그 차이는 TCM이 임의 크기의 신호세트를 갖는 비2진화 변조에 대해 콘볼류셔널 코딩의 원리를 확대한다는 것이다. 또, 트렐리스 코드화 QPSK변조를 실행하기 위한 구성용소의 이용가능성은 위성통신 등에 응용하기 위한 저가 통신시스템을 설계하는데 상당히 유리하고, 여기서 QPSK기술이 탁월하다. 그러나, 이러한 구성요소는 QAM이 바람직하게 적용되는 다른 코드화 전송시스템을 실행하는데에는 도움을 주지 못한다.

전력제한과 대역제한 응용 및 저가 구성요소의 요구(특히, 저가 데이터 디코더)에 대해 종래의 QAM시스템은 복잡성과 비교적 고가의 엔코더와 디코더회로로 인해 적절하지 못하다. 실제적으로, 고가의 커스텀 집적회로 칩으로 QAM 트렐리스 엔코더와 디코더를 제공하는 것이 전형적이다. 통신 디지탈 데이터에 대해 필요로 하는 저가해석에 따른 하나의 전력제한 및 대역제한 응용은 압축된 HDTV신호의 디지탈 통신으로, 압축된 HDTV신호를 전송하기 위한 시스템은 15~20Mbps(Mbit/s)의 데이터율을 요구하고, 5~6㎒(통상적인 NTSC 텔레비젼 채널의 대역폭 점유를 요구하며, 매우 높은 데이터 신뢰성(즉, 매우 작은 비트 에러율)을 요구한다. 또, 데이터율 요구는 고품질 압축 텔레비젼 영상 제공의 필요로부터 야기된다. 여기서, 대역폭 억압은 미합중국 연방통신 위원회의 요구로서, HDTV신호는 존재하는 6㎒ 텔레비젼 채널을 점유하고, 현재의 방송 NTSC신호와 함께 존재하여야 한다. 단일의 6㎒ 대역폭 내에서의 HDTV의 성능, 높은 효율을 충분히 얻기 위해서, DCT변화 코딩에 기초한 특유의 압축 알고리즘이 여기에 레퍼런스로서 혼합된 「W.Paik, "Digicipher-All Digital, Channel Compatible, HDTV Broadcast System", IEEE Transaction on Broadcasting, Vol. 35, No. 4, December 1990, pp.245~254」에 제안되어 있다.

한편, 데이터율과 대역폭 점유의 이러한 조합은 고대역폭 효율을 갖춘 변조시스템을 요구하는데, 실제로 대역폭에 대한 데이터율의 비는 3 또는 4의 차수로 되어야만 한다. 이는 2개의 코딩이 없는 대역폭 효율을 갖춘 QPSK와 같은 변조시스템이 부적합하다는 것을 의미하고, QAM과 같은 대역폭 효율변조가 더욱 요구된다. 그러나, 상기한 바와 같이 QAM시스템은 너무 고가이어서 많은 소비자에게 제공되지 못하고 있다.

상당히 압축된 소스재료(예컨대, 압축영상)로부터 결론지어지는 HDTV응용에 있어서 매우 높은 데이터 신뢰성에 대한 요구는 채널 에러의 비헌용한계인 바. 실호의 자연적인 용장성은 데이터의 순수값이 일치되는 설명을 얻기 위해 제거된다. 예컨데, 24시간동안 1비트에러보다 낮으면서 15Mbps로 전송되는 시스템에 대해 10¹²전송비트의 하나의 에러보다 낮아지게 되는 시스템의 비트에러율(BER)이 요구된다.

데이터 신회성요구는 종종 연결 코딩 접근방법의 사용을 통해 실제적으로 직면하게 되는데, 이러한 접극방법은 문제 해결에 대한 분할 및 정복 방법이다. 이러한 코딩구조에 있어서 2개의 코드가 채용되는 바, "내부"변조 코드는 채널을 크린업함과 더불어 "외부"디코더에 대해 적절한 심볼 에러율을 전달하고, 내부코드는 일반적으로 "소프드 결정(soft decisions)"(예컨대, 미세하게 양자화된 채널 데이터)을 이용하여 효과적으로 디코드될 수 있는 코드변조이다. 알려진 접근은 트렐리스 디코더로서 "비터비 알고리즘(Viterbi algorithm)"의 소정 형태를 갖춘 내부코드로서 콘볼류셔널이나 트렐리스 코드를 사용한다. 또, 외부코드는 대부분 티-에러-정정(t-error-correcting), "리드-솔로몬(Reed-Solomon)"코드이다.

통신 HDTV 데이터에 대해 요구되는 데이터율 영역에서 동작하는 이러한 리드-솔로몬 코딩 시스템은 대단히 이용가능함과 더불어 다양한 매매인의 집적회로에서 실행된다. 외부 디코더는 최종 출력에러율이 극도로 작은 방법으로, 내무 디코더를 회피한 심볼 에러의 방대한 대다수를 제거한다. 여기서, 연결 코딩구조의 더욱 상세한 설명은 「G. C. Clark, Jc. and J. B. Cain, Error-Correction Coding for Digital Connunications", Plenum Press, New York, 1981」및 「S. Lin and D. J. Costello, Jr., "Error Control Coding: Fundamentals and Applications", Prentice-Hall, Englewood Cliffs, New Jersey, 1983」에서 찾을 수 있고, 트렐리스 코딩은 「G. Ungervoeck, "Channel Coding With Multilevel/Phase Signals", IEEE Transactions on Infornation Theory, Vol. IT-28, No. 1, pp. 55-67, January 1982」, 「G.Ungerboeck, "Trellis-Coded Modulation with Redundant Signal Sets - - Part I: Introduction, - - Part Ⅱ: State of the Art", IEEE Communications Magazine, Vol. 25, No. 2, pp. 5-21, Fevruary 1987」와, 「A. R. Caulderbank and N. J. A.Sloane, "New Trellis Codes Based on Larrices and Cosets", IEEE Transactinson Informations Theory, Vol. IT-33, No. 2, pp. 177-195, March 1987」에서 광범위하게 설명되어 있으며, 비터미 알고리즘은 「G. D. Forney, Jr., "The Viterbi Algorithm", Proceedings of the IEEE, Vol. 61, No. 3, March 1973」에 설명되어 있다. 그리고, 리드-솔로몬 코딩 시스템은 Clark, Jr. et al과 Lin et al을 인용한 항목에 설명되어 있다.

내부의 출력에서의 에러율 수행과 연결된 코드화 시스템에서의 변조코드는 신호대 잡음비(SNR)에 상당히 의존하게 되는데, 어떤 코드는 잘 수행되어 낮은 SNR에서 더 낮은 에러율을 제공하는 반면, 어떠한 것은 높은 SNR에서 더 잘 수행된다. 이는 연결 및 비연결 코딩 시스템에 대한 변조코드의 최적화가 다른 해를 이끌어 낼 수 있으면서, 특정 SNR영역에 의존하게 되는 것을 의미한다.

HDTV 방송시스템에 있어서, 커머리지(coverage)/스테이션(station) 공백영역과 화질간에는 트레이드오프(tradeoff)가 존재한다. 저차수QAM(예컨대, 16 QAM)은 C/N비(carrier-to-noise ratio) 성능 특성이 더 낮기 때문에, 더 좋은 커버리지 영역을 제공하고, 고차수 QAM(예컨대, 64-QAM)보다 더 좁은 스테이션 공백을 허용한다. 그 반면에, 고차수 QAM은 밴드폭 효율이 더 높기 때문에, 저차수 QAM보다 더 좋은 화질을 제공하게 된다. 선택된 QAM의 차수는, 지리적인 위치, 이용가능하고 무방한 송신기 전력 및 채널 조건등과 같은 것들에 매우 자주 영향을 받게 된다. 이들 파라미터는, QAM 전송모드를 자동적으로 선택할 수 있는 QAM 통신시스템의 제공을 허용하는 송신기에 의해 사용되는 QAM의 차수를 자동적이면서 신뢰성 높게 검파할 수 있는 수신기가 아울러 제공되어야만 한다. 이들 특징을 제공하는 시스템이, 여기에 레퍼런스로서 혼합된 심사계류중인 「U.S. patent application serial no. 07/852,330 filed on March 24, 1992 for "Mode SelectiveQuadrature Amplitude Modulation Communocatopm System"」에 상세히 설명되어 있다.

이는 높은 밴드폭 효율과 낮은 전력요구를 갖춘 데이터 변조를 제공하는데 유리한바, 이와 같은 시스템은 최고 밴드폭 점유 및 매우 높은 데이터 신뢰성을 갖추면서 높은 데이터율을 제공한다. 이러한 시스템에 사용하기 위한 수신기의복잡성은 대단위 제조에서 낮은 가격을 제공하도록 최소화될 수 있다. 최적적으로, 본 시스템은 가능한 한 작은 소비화에 다른 구성요소를 미리 가능한 것을 이용하여 수행할 수 있다.

본 발명은 상기한 이점을 갖춘 변조시스템을 제공하고, 특히 본 발명에 따른 방법 및 장치는 데이터 신뢰성을 희생하지 않고서 트렐리스 코드화 QAM시스템에 대한 트렐리스 코드화 QPSK시스템을 확대한다.

[발명의 개요]

본 발명에 의하면, HDTV 신호의 통신방법이 제공된다. 즉, HDTV 신호의 비디오 부분은 PCM 비디오 데이터 블록으로 분할되고, 그 블록은 DPCM 데이타를 산출하기 위해 모션추정 및 보상에 의해 처리된다. 각 블록마다, 미리 정해진 기준에 기초해서 전송을 위해 PCM 비디오 데이터 및 DPCM 데이터 중 하나를 선택한다. 예컨데, 전송을 위해 가장 적은 비트를 산출하는 한쪽이 선택되게 된다. 선택된 데이터는 변환계수 블록을 산출하기 위해 이산 코사인 변환에 의해 압축된 후, 코드화효율을 향상시키기 위해 양자화된다. 그리고 양자화된 변환계수는 가변 길이 코드화되고, 그 결과적인 구조는 전송용 코드화 신호를 산출하기 위해 연결 코딩을 이용해서 상기 가변 길이 코드화되고, 그 결과적인 구조는 전송용 코드화 신호를 산출하기 위해 연결 코딩을 이용해서 상기 가변 길이 코드화 된 계수를 리드 솔로몬 외부 코드 및 트렐리스 내부코드에 따라 코드화한다. 구상 진폭변조(QAM)는 상기 코드화된 신호를 송신하는데 사용된다.

제안된 실시예에 있어서, 상기 리드 솔로몬 외부 코드에 의해 생성된 심벌은 트렐리스 내부 코드에 의해 순차적으로 생성되는 버스트 에러를 분산시키기 위해 제1인터리브 포맷에 따라 인터리브된다. 그리고, 상기 트렐리스 내부 코드에 의해 생성된 코드화 신호는 이 코드화 신호에 대한 전송경로를 따라 순차적을 생성되는 버스트 에러를 분산시키기 위해 제2인터리브 포맷에 따라 인터리브된다.

압축비디오정보를 포함하고 있으면서 QAM에 의해 전송되는 HDTV 신호의 디코드방법에 있어서, 상기 신호를 포함하고 있는 캐리어가 수신된 후, 수신된 캐리어는 압축된 비디오정보를 포함한 인터리브된 변조함수를 복원하기 위해 복조된다. 그리고 그 복원된 변조함수는 디인터리브되고, 압축된 비디오정보를 나타내는 인터리브된 리드 솔로몬 심벌을 복원하기 위해 연결 디코더의 내부 트렐리스 디코딩 알고리즘에 의해 디코드된다. 복원된 리드 솔로몬 심벌은 연결 디코더의 외부 리드 솔로몬 디코딩 알고리즘으로의 입력을 위해 디인터리브되고, 상기 리드 솔로몬 디코딩 알고리즘은 디인터리브된 리드 솔로몬 심벌로 부터 가변길이 코드화된 계수를 복원한다. 상기 복원된 가변 길이 코드화 계수는 상기 비디오정보를 나타내는 변환계수를 복원하기 위해 디코드된다. 그 후, 변환계수는 비디오 데이터를 PCM 및 DPCM 포맷중 적어도 하나로 복원하기 위해 역변환된다. 복원된 DPCM 데이터는 복원된 DPCM 데이터에 의해 나타내어지는 PCM 비디오 데이터를 복원하기 위해 모션보상에 의해 처리되고, 복원된 PCM 비디오 데이터는 HDTV 텔레비젼 수신기로의 출력을 위해 포맷된다.

본 발명은 또한 HDTV 신호의 특정 QAM 전송방법을 제공한다. N-점 QAM 콘스텔레이션 패턴(constellation pattern)은 4개의 서브세트로 분할되고, 각 서브세트는 콘스텔레이션 패턴의 N/4 심벌점을 포함하고 있다. 다른 2비트 코드단어는 4개의 서브세트에 각각 할당된다. 전송되는 심벌은 상기 콘스텔레이션 패턴에 속하는 상기 심벌에서 서브세트에 할당되는 2비트 코드단어를 생성하기 위해 1/2비율 2진 콘볼루셔널 엔코딩 알고리즘에 따라 상기 심벌의 제1비트를 처리함으로써 엔코드되도록 되어 있다. 2비트 코드 단어는 변조함수를 생성하기 위해 상기 심벌의 잔여 비트를 맵핑(mapping)한다. 상기 잔여 비트는 상기 심벌을 상기 코드단어에 의해 지정되는 서브세트에 포함된 N/4 심벌점의 하나와 서로 연관시키도록 되어 있다. 그리고 캐리어는 통신채널로의 전송을 위해 변조함수에 따라 변조된다.

상술한 실시예에 있어서, 상기 2비트 코드단어는 상기 변조함수의 최하위비트(LSB)를 형성하는 것으로서, 상기 콘스텔레이션 패턴의 좌표 매트릭스의 열을 정의하고, 상기 잔여 비트는 상기 변조함수의 최상위비트(MSB)를 형성하는 것으로서, 상기 콘스텔레이션 패턴의 크기를 결정한다. 연결기술에 있어서, 정보비트는 먼저, 리드 솔로몬 코드와 같은 예컨대 t-심벌 에러 정정코드에 의해 심벌로 엔코드된다. 그 후, 이들 엔코드된 심벌은 캐리어에 대해 소망하는 변조를 생성하는 트렐리스 엔코더를 통과하게 된다.

변조함수가 전송된 후에는 수신기에서 복원된다. 복원된 변조함수는 서브세트에 대응하는 거리(metric)의 집합을 생성하고 잔여 비트에 의해 식별되는 신호점의 다른 조건 결정을 나타내는 복수의 바이트를 생성하기 위해 프루닝(pruning)된다. 그리고 상기 거리는 제1비트를 복원하기 위해 1/2비율 2진 콘볼루셔널 코드를 디코드하는 비터비(Viterbi) 알고리즘에 사용된다. 상기 복원된 제1비트는 상기 코드단어를 재생성하기 위해 1/2비율 2진 콘볼루셔절 엔코딩 알고리즘에 의해 엔코드된다. 조건결정 바이트의 하나가 재생성된 코드단어에 따라 선택되고, 선택된 바이트는 디코드 출력을 생성하기 위해 복원된 제1비트와 결합된다.

또, 본 발명은 QAM 전송을 위해 디지탈 데이터를 엔코딩하는 장치를 제공한다. 즉, 엔코더는 전송되는 심벌을 제1비트와 최소한 하나의 잔여비트로 파스(parse)하기 위한 수단을 포함하고 있다. 상기 수단은 콘스텔레이션 패턴의 N/4 심벌점을 각각 포함하고 있는 N-비트 QAM 콘스텔레이션 패턴의 4개의 서브세트 중 하나를 정의하는 2비트 코드단어를 생성하기 위해 1/2비율 2진 콘볼루셔널 엔코딩 알고리즘에 따라 제1비트를 엔코딩하기 위해 제공된다. 상기 코드단어는 변조함수를 생성하기 위해 상기 심벌의 잔여비트를 맵핑하도록 되어 있다. 그리고 상기 잔여비트는 상기 심벌을 상기 코드단어에 의해 지정되는 서브세트에 포함된 N/4 심벌점의 하나와 서로 연관시키도록 되어 있다. 또 통신채널로의 전송을 위해 변조함수에 따라 캐리어를 변조하는 수단이 제공된다. 외부 엔코더는 파싱(parsing)수단에 의해 파스되는 심벌을 제공하기 위해 에러정정 알고리즘을 이용해서 정보비트를 엔코딩하는데 제공된다.

상술한 실시예에 있어서, 코드단어는 상기 변조함수의 최하위비트(LSB)를 형성하는 것으로서, 상기 콘스텔레이션 패턴의 좌표 매트릭스의 열을 정의하고, 잔여비트는 상기 변조함수의 최상위비트(MSB)를 형성하는 것으로서, 상기 콘스텔레이션 패턴의 크기를 결정한다. 상기 엔코딩수단은 트렐리스 코딩 알고리즘을 사용할 수가 있다.

또한, 본 발명에 따른 디코딩장치가 제공된다. 즉, 수신기는, 2비트 코드단어가 복수의 QAM 콘스텔레이션 서브세트중 하나를 식별하고 잔여의 N-2비트 부분이 상기 하나의 서브세트내의 신호점을 나타내도록된 N비트 QAM변조함수를 복원하기 위해 수신된 캐리어를 복조하도록 되어 있다. 또 상기 서브세트에 대응하는 거리의 집합을 생성하고 N-2비트 부분에 의해 식별되는 신호점의 복수의 조건결정을 나타내는 복수의 N-2비트 서브그룹을 생성하기 위해 복원된 변조함수를 프루닝하는 수단이 제공된다. 상기 거리는 제1비트를 복원하기 위해 1/2비율 2진 콘볼루셔널코드를 디코드하는 알고리즘에 사용된다. 상기 복원된 제1비트는 코드단어를 재생성하기 위해 1/2비율 2진 콘볼루셔널 엔토딩 알고리즘에 의해 엔코드된다. 또한 재생성된 코드단어에 따라 복수의 (N-2)비트 서브그룹중 하나를 선택하는 수단이 제공된다. 선택된 서브그룹은 디코드 출력을 생성하기 위해 복원된 제1비트와 결합된다.

상술한 실시예에 있어서, 코드단어는 상기 변조함수의 최하위비트(LSB)를 형성하는 것으로서, 상기 콘스텔레이션 패턴의 좌표 매트릭스의 열의 정의하고, 선택된 서브그룹은 상기 변조함수의 최상위비트(MSB)를 형성하는 것으로서, 상기 매트릭스의 행을 정의한다. 프루닝수단은 좌표 매트릭스의 각 열에 대해 복원된 N-비트 변조함수를 양자화하고, 조건결정은 복수의 각선택을 식별하는 거리의 집합에 따라 각 열에 대해 최선의 선택을 이룬다. 상기 거리는 콘볼루셔널 코드를 디코딩하는 소프트 결정 알고리즘을 사용하는 디코더와 공동으로 사용된다.

또한, 연결 디코더가 제공된다. 연결 실시예에 있어서, 외부 디코더는 심벌 에러 정정알고리즘을 이용해서 출력을 디코드하기 위해 제공된다. 상술한 실시예에 있어서, 연결 디코더에 사용되는 내부 디코딩 알고리즘은 비터비 알고리즘을 구성한다. 외부 디코더에서, 심벌 에러 정정알고리즘은 리드 솔로몬 코드를 포함하고 있다. 수신기에 의해 수신된 캐리어 신호는 HDTV 캐리어 신호를 구성할 수가 있다.

[실시예]

본 출원은 1991년 7월 26일자로 출원된 미합중국 특허출원 제07/736,738 호의 일부 계속출원이다.

이하, 도면을 참조하여 본 발명의 실시예를 상세히 설명한다. 제 1 도는 QAM데이터 통신용 연결 코딩시스템을 나타낸 도면이다. 전송된 디지탈 정보는 입력단자(10)를 매개해서 리드-솔로몬 엔코더(Reed_Solomon encoder) 등과 같은 심벌 에러정정 코더)symbol error correcting coder;12)에 입력되는데, 이 엔코더(12)는 입력되는 디지탈 정보를 복수개의 연속적인 n-비트 심벌(16)로 이루어진 코드단어(codeword;14)로 변환시킨다. 엔코더(12)용으로 외부 콘볼루셔널(convolutional)코드가 사용될 수 있지만, 전송시스템내에서의 에러의 버스트특성(bursty nature)과 하드 양자화(hard quantized) 데이터만이 이용가능하다는 사실 및 고속 코드의 요망에 의해 리드-솔로몬 코드가 외부 코드(outer code)용으로 선택되었는데, 이 리드-솔로몬 코드의 심벌은 2진 스트림(binary stream)의 n-비트 세그먼트로 이루어진다. 리드-솔로몬 코드의 성능은 블록에서의 심벌 에러의 개수에만 의존하기 때문에, 이러한 코드는 n-비트 심벌내의 버스트 에러(burst error)에 의해 동요되지 않는다. 그러나, 콘볼루셔널 시스템의 성능은 심벌 에러의 기다란 버스트에 의해 심하게 손상받는다. 따라서, 인터리버(interleaver;18)가 리드-솔로몬 엔코더(18)의 출력에 구비되어 코딩 동작사이에서 (개별비트와는 반대로) 심벌을 인터리브한다. 이러한 인터리브의 의도는 심벌 에러의 버스트를 깨드리기 위한 것이다.

이렇게 인터리브된 심벌은 QAM 트렐리스 코더(trellis coder;20)에 입력되는 바, 본 발명에 의하면 이 코더(20)는 상세히 후술되는 바와 같이 QPSK코드를 트렐리스 코드화된 QAM변조시스템내로 통합시킨다.

코더(20)의 출력은 QAM 콘스텔레이션 패턴(codnstellation pattern)실수(I) 및 허수(Q)평명에 있는 콘스텔레이션를 나타내는 심벌로 이루어지는 데, 이러한 콘스텔레이션 점(constellation point;22)을 제 1 도에 기호적으로 나타냈다. 심벌은 종래의 송신기(24)에 의해 통신 채널(26)을 매개해서 전송되는데, 통신 채널이 수신기(28)에 의해 수신되기 전에 신호를 오염시키는 여러가지의 왜곡과 지연을 도입하게 된다. 그에 따라, 수신된 심벌로 구체화되는 콘스텔레이션값은 송신된 콘스텔레이션값과 정확하게 상관되지 않게 된다. 즉, 수신된 콘스텔레이션 점(30)은 콘스텔레이션상에서 실제로 송신된 콘스텔레이션 점(22)과는 다른 위치에서 형성되게 된다. 수신된 콘스텔레이션 점에 대한 올바른 위치를 결정하여 실제로 송신된 데이터를 얻기 위해서는 수신된 데이터(I,Q)를 QAM 트렐리스 디코더(32)에 입력하는데, 이 디코더(32)는 소프트-결정 콘볼루셔널(soft-decision convolutional) 디코딩 알로리즘을 이용하여 송신된 정보를 복원한다. 본 발명에 따른 디코더는 상세히 후술될 것이다.

상기 디코더(32)로부터 디코드된 출력은 디인터리버(deinterleaver;34)에 입력되는데, 이 디인터리버(34)는 상술한 인터리버(18)의 효과를 역으로 행하게 된다. 이렇게 디인터리브된 데이터는 리드-솔로몬 디코더(36)에 입력되어 이 디코더(36)에 의해 원래의 정보 비트로 복원된다.

본 발명에서는 QPSK코드가 낮은 SNR 동작영역에서 적절한 비트 에러비율을 갖는 높은 데이터율의 대역폭 효과 시스템을 제공하는 트렐리스 코드화된 QAM 변조시스템으로 통합되게 된다. 이러한 결과를 달성하기 위해서는 심벌을 함께 정의하는 QPSK코드 및 코드화되지 않은 비트의 코드단어가 QAM 콘스텔레이션에 균일하게 할당되게 된다. 또, 수신된 신호는 코드화되지 않은 비트를 인용하는 콘스텔레이션 점을 결정하는 기능을 갖춘 소프트-결정 디코더의 조합에 의해 디코드된다.

제 2 도는 본 발명에 따른 엔코더를 나타낸 도면이다. [제 1 도의 인터리버(18)로부터의] 데이터 비트는 입력단자(40)를 매개해서 종래의 파싱(parsing)회로(42)에 입력된다. 전송된 (N-1)비트 심벌은 라인(46)상에서 종래의 엔코더(48)로 출력되는 제1비트로 파스(parse)된다. 나머지(N-2)의 코드화되지 않은 비트는 라인(44)상에서 2^N-QAM 맵퍼(mapper;50)로 출력된다. 콘볼루셔널의 엔코더(48)는 1/2의 비율 및 64-상태의 콘볼루셔널코드를 채용하고 있는데, 이 엔코더내에서 생성자(generator)는 8진수로 171과 133이다. 엔코더(48)로 부터 출력된 2비트와 (N-2)의 코드화되지 않은 비트 (총 N비트)는 N-비트 심벌을 QAM 좌표상의 특정 콘스텔레이션 점으로 매핑하는 라벨(label)로서 사용하기 위해 2^N-QAM 맵퍼(mapper)에 제공된다. 콘볼루셔널 엔코더(48)로 부터의 코드화된 2비트 출력은 통상 QPSK 코드단어로서, 콘스텔레이션 서브세트를 선택하는데 이용되게 된다. 코드화되지 않은 비트는 QAM 콘스텔레이션으로부터의 콘스텔레이션 서브세트내의 특정 신호점(signal point)을 선택하는데 이용되게 된다. QAM 전송(엔코딩)을 위해서는 QPSK 코드의 코드단어와, 잔여의 코드화되지 않은 비트가 QAM 콘스텔레이션에 할당되어야 하는 바, 이를 위해서는 복조 함수 [MOD(m) εR²]에 의해 QAM 콘스텔레이션의 라벨링(labeling)을 설명해야 한다.

MOD : {0, 1}^N→ R²

후술되는 맵핑은 다음의 소망하는 형태를 갖는다. 즉, 1) 코드화되지 않은 비트는 모호성에 무관하지만, QAM의 90°위상 모호성의 결과는 QPSK코드단어상에 부과되게 된다(즉, 90°위상 모호성은 QPSK 시스템과 마찬가지로 처리될 수 있다). 또, (2) 최상위 디지트는 콘스텔레이션 크기를 제어한다(즉, 16/32/64-QAM에 대한 내포된 방식).

다음에 묘사된 라벨링에 대해 생각하자.

16-QAM (m₅= m₄= 0; QPSK, m₅= m₄= m₃= m₂= 0)에 대해:

QPSK의 출력은 복조기 입력의 최하위 비트(MSB; m₁m₀)를 형성하여 매트릭스의 열(column)을 선택하고, 최상위 비트(MSB)는 콘스텔레이션 크기를 결정한다. 코드화되지 않은 비트가 없는 경우(m₅= m₄= m₃= m₂= 0)에는 QPSK가 발생되고, 코드화되지 않은 비트가 2개인 경우(m₃m₂)에는 16-QAM이 발생되며, 코드화되지 않은 비트가 3개인 겨우(m₄m₃m₂)에는 32-QAM이 발생되고, 코드화되지 않은 비트가 4개인 경우(m₅m₄m₃m₂)에는 64-QAM이 발생되게 된다. 또, QAM 콘스텔레이션을 90°씩 회전시키면, 매트릭스의 행(row)은 무관하지만, 매트릭스의 열은 다음과 같이 회전되는 효과가 있다.

00 → 01 → 11 → 10 → 00

이것은 코드화되지 않은 비트의 라벨링이 0°, 90°, 180°, 270°의 회전에 의해 영향받지 않는다는 것을 의미하는 것이다. 수신기(디코더)에서의 90°위상 모호성은 QPSK 엔코더만 이동된다. QPSK 수신기에서의 모호성을 해결하는데 사용되는 방법이 무엇이던지간에 이러한 라벨링을 이용하는 QAM 시스템으로 직접 통합될 수 있다. 예컨데, QPSK 코드가 회전적으로 무관한 경우에 QPSK의 차동 엔코딩이 이용될 수 있다.

제 4 도는 본 발명에 따른 16-QAM 및 32-QAM 콘스텔레이션 패턴의 라벨링을 나타낸 도면이다. 콘스텔레이션 패턴(80)은 상술한 16-QAM 및 32-QAM에 대응한다. 특히, 16-QAM에 대해서는 16개의 콘스텔레이션 점이 점선 블록내에 제공되어 있다. 이들 콘스텔레이션 점은 제 5 도에 나타낸 바와 같이 토큰(token; 82, 84, 86, 88)에 의해 표시된 4개의 서브세트로 구분되어 있는데, 각각의 서브세트는 4개의 콘스텔레이션 점을 포함하고 있다. 따라서, 서브세트(82)에 대해서는 4개의 점(82a,82b,82c,82d)이 블럭(90)내에 제공되어 있다. 서브세트 자체는 제 6 도의 92로 나타낸 바와 같이 코드화된 2비트(QPSK; m₀,m₁)에 의해 정의된다. 16비트-QAM을 실현하기 위해서는 각 서브세트내의 특정한 점이 제 6 도에서 94로 나타낸 바와같이 코드화되지 않은 비트(m₂,m₃)에 의해 식별되게 된다. 따라서, 82c는 서브세트 00와 이 서브세트내의 점 001으로 정의된다. 점(84a,86a,88a)와 같은 각각의 잔여 콘스텔레이션 점도 마찬가지로 식별되게 된다.

32비트-QAM을 실현하기 위해서는 점선 블럭(90)의 외부에 있는 부가적인 16개의 점도 포함되는데, 이들 점은 제 6 도에 나타낸 94로 지칭된 3개의 비트(m₂,m₃,m₄) 모두를 사용하여 마찬가지로 표시되게 된다. 라벨링의 설명은 QAM의 더 높은 레벨로 신장될 수 있다는 것이 인식될 수 있다.

제 5 도에 나타낸 바와 같이 본 발명에 따라 사용된 표시의 특징은, 각 QPSK 심벌의 해밍 가중치(Hamming weight)가 콘스텔레이션 점간의 (최소거리)²에 대응하는 인자(x)에 의해 나누어진 유클리드 가중치(Euclidian weight)와 동일하다는 것이다. 본 실시예에서는 제 4 도에 나타낸 콘스텔레이션 점이 각각의 구상(quadrature) 채널에서의 1, -1, 3, -3, 5, -5의 QAM레벨에서의 제공되므로, 콘스텔레이션 점간의 최소거리가 2로 되어 해밍 가중치는 4로 나누어진 유클리드 가중치와 같아지게 된다.

제 3 도는 본 발명에 따른 QAM 트렐리스 디코더의 실시예를 나타낸 도면이다. 수신된 심벌 데이터는 입력 단자(60)를 매개해서 프루너(pruner; 62)에 입력되는데, 이 프루너(62)는 복원된 변조 함수를 처리하여 QPSK 코드단어에 의해 정의되는 세브세트에 대응하는 거리(metrics)의 집합을 제공하고, 전송된 코드화되지 않은 비트에 의해 식별되는 신호의 복수개의 조건 결정을 나타내는 복수개의 (N-1)비트의 서브그룹(sub-group)을 제공한다. 특히, 4개의 거리는 라인(66)상에서 1/2비율 64-상태 비터비 디코더(rate 1/2 64-stste Viterbi decoder; 68)로 출력된다. (N-2)비트 조건 결정의 4개의 집합은 라인(64)상으로 출력된다.

프루너(62)는 미리 계산된 거리의 집합과 입력치의 다른른 집합에 대한 조건 결정을 포함하는룩-업 테이블(look-up table)을 저장하는 프로 그램가능한 읽기전용 메모리(PROM)과 같은 메모리장치로 이루어질 수 있다. 입력치는 PROM을 어드레스지정하여 대응하는 저장된 거리와 결정치를 출력하는데 사용되므로, 초고속 프루닝 동작이 가능하게 된다. 비터비 디코더는 프루너로부터 수신된 거리의 누적된 내용을 이용하여 QPSK 코드단어를 디코드한다.

제 3 도는 도시된 비터비 디코더(68)는 통상 저가 QPSK 코딩구조를 갖추는데 사용하기에 이용가능한 통상적인 1/2비율 디코더로 될 수 있다. 따라서, 본 발명의 디코더를 실행하기 위해 커스텀 비터비 디코더가 트렐리스코드를 디코드하는데 요구되지 않는다.

소프트-결정 QPSK 디코더가 시스템과 일체화될 경우 신호검출의 처리를 고려하여 이전에 설명한 QAM변조기를 채용한다. 먼저, QPSK나 QAM신호의 하드결정검출에 있어서 수신된 신호

Y_K= X_K+ W_K'

가 양자화되고, 여기서 QPSK나 QAM나 콘스텔레이션(예컨대, MOD(m)의 범위에서)에서 신호 X_k와 W_k는 잡음이다. 양자화 함수는의 관계에 따라 신호와 데이터의 추정을 발생시킨다. 또, 최대 유사검출(ML), 로그-유사함수 -log(PCY_k(MOD(m))는 가능한 메시지 m ε{0,1}^N을 거쳐 최소화되고, 여기서P(Y_k│X_k)는 X_k가 전송되어 주어진 수신 Y_k의 조건적 확률이다. 랜덤 메시지에 대해 ML검출은 에러의 확률을 최소화한다. 양자화의 가장 일반적인 방법은

를 만족하는 최근(nearest) (유클리딘) 인접검출로서, 여기서 ∥ ∥²는 유클리딘거리자승(예컨대, 자승의 합)이다. 부가적 가우시안 잡음의 경우에 있어서, 최근이접검출은 ML이다.

코드화 QPSK와 QAM시스템에 있어서, 스프트 결정 정보를 코드단어의 효과적 디코딩을 위해 디코더에 제공된다. 이러한 소프트-결정 정보를 심벌거리로서 설명되는 바, 특정 심볼을 결정의 품질을 나타내는 이러한 거리는 Y_k가 수신될 경우 보내진다. 최근 이접 인코딩에 대해, 선택거리는

거리(Y_k; m) = ∥Y_k-MOD(m) ∥²이다.

실질적으로, 거리자체는 실행목적을 위해 양자화된다. 예컨대, QPSK에 있어서 각 가능한 메시지 m₁, m₀ε{0,1}²에 대해 최근 인접거리 ∥Y_k-MOD(m₁, m₀) ∥²는 부가적인 가우시안 잡음에 대한 ML거리이다.

소프트-결정 디코드가능한 QPSK코드에 기초한 트렐리스 코드화된 QAM 복조에서는, 4개의 심벌 거리가 4개의 조건 하드 결정(conditional hard decision)과 마찬가지로 디코더에 공급되어야 한다. 가장 근접한 검출을 위해, m₁,m₀ε{0,1}²의 각 선택은

거리이고,

조건 하드 결정은 최소치를 얻는 m_N-1,…,m₂의 선택에 대응한다. 심벌 거리와 조건 하드 결정을 결정하는 처리는 프루닝(pruning)으로서 알려져 있다. 트렐리스 코드화된 QAM에서는 코드화 되지 않은 비트가 트렐리스의 병렬 가지(parallelbranch)로서 나타나고, 심벌 거리와 조건 하드 결정의 계산을 행하여 병렬 엣지의 집합으로부터 단일 최선 가지(single best branch)를 프룬(prune)한다.

프루닝은 상술한 QAM복조 매트릭스의 용어로서 용이하게 표현된다. 프루닝 동작은 간단하게 매트릭스의 각 열에 대한 수신된 심벌(Y_k)을 양자화 하는 것을 포함한다. 조건 하드 결정은 그 결정의 질에 대응하는 각 열과 거리에 대한 최선의 선택이다.

일단 프루닝 동작이 완료되면, 소프트 결정 정보가 QPSK코드의 디코더에 제공되게 된다. (이 시간동안, 조건 하드 결정은 QPSK결정을 기다리는 동안 저장되게 된다.) 소프트 결정 정보를 이용하는 QPSK 디코더는 QPSK정보(즉, m₁, m_OS)를 디코드하게 되는데, 그때 잔여정보(즉, m_N-1,…,m_2S)는 디코드된 QPSK 정보 및 이전에 저장된 조건 하드 결정을 이용하는 잘 알려진 정보에 의해 결정되게 된다.

QPSK 디코더가 ML(QPSK 변조에 대해)이라면, 그때 상술한 프루닝/QPSK 디코딩방법도 또한 ML이다. 예컨대, QPSK 코드가 가장 가까이 근접한(즉, 비터비) 디코딩에 따른 2진 콘볼루셔털 코드라면, 그때 QAM 트렐리스 디코딩 알고리즘도 또한 가장 가까이 근접하게 된다(즉, 수신된 시스에서 가장 근접한 코드단어를 찾게 된다).

제 3 도에 나타내어진 실시예에 있어서, 프루너(pruner; 62)로부터 출력되는 거리는 디코더(68)에 의해 디코드되어 제 2 도의 엔코더에서 선로(46)상의 단일 비트출력에 대응하는 단일비트를 복원하게 된다. 이 비트는 1/2비율 64상태 콘볼루셔널 엔코더[70; 제 2 도에서의 엔토더(48)와 동일]에 의해 다시 엔코드되어 2비트 QPSK코드단어를 재생성하게 된다. 서브그룹(sub-group)이 디코더(68)에 의해 유기되는 지연과 같은 지연 시간동안 지연버퍼(72)에 의해 지연된 후에, 상기 재생성된 코드단어는 프루너로 부터 출력되는 4개의 (N-2)비트 부분 그룹중 하나를 선택하기 위해 사용되게 된다. 그후, 선택된 (N-2)비트 그룹은 직렬 변환기(76)에서 디코더(68)로 부터의 복원된 단일 비트와 결합되어 트렐리스 디코드 출력을 생성하게 된다.

제 1 도와 관련해서 알 수 있는 바와 같이, 드코드된 출력은 외부 디코더에 의해 더 개선되어야만 하는 그다지 크지 않은 심벌 에러율을 표시하게 된다. 따라서, 원래의 정보비트를 복원하기 위해 디코드된 출력을 디인터리버(34) 및 리드 솔로몬 외부 디코더(36; 제 1 도)에 의해 더 처리하게 된다.

에러정정시에는 주어진 입력심벌 에러율을 가지고 출력비트의 에러율을 추정하여 리드 솔로몬 코드를 용이하게 계산할 수 있게 된다. q = 2¹인 유한평면에 있어서 연장된 리드 솔로몬 코드는 파라미터(n_RSk, t)를 갖게 되는데, 여기서 블록길이 n_RS≤q+1이고, 디멘전 k=n_RSA-2t이며, 에러정정능력은 t-에러이다. 심벌 에러 채널이 입력심벌 에러율 P_in을 지니고 있기 때문에, 출력심벌 에러율은 다음과 같이 표현된다.

이때, 출력비트 에러율은 다음식에 의해 근사화된다.

Pb≒P_out2¹-1/(2¹-1)

또한, 리드 솔로몬 코드의 1비트 심벌이 더 적은 n비트 심벌(예컨데, 트렐리스 코드화 QAM변조의 드코드 출력)로 되어 있다면, 그때 입력 에러율은:

P_in≒1-(1-P_mod)^1/n

여기서, P_modl는 n비트 심벌 에러율이다. 코드화 변조가 적용될 때 "메모리가 없는(memoryless)" 채널을 보증하기 위해서는, 인터리빙의 사용이 요구된다.

제 7 도는 2개의 연결 시스템(concatenated system), 즉 종래의 2/3 비율트렐리스 코드 및 디코딩을 적용한 시스템과 본 발명에 따른 트렐리스 코드화 QAM의 1/2비율 QPSK 기구를 사용한 시스템의 성능을 나타낸 그래프로서, 이 제 7 도의 그래프는 수신된 신호에서의 CNR(carrier-to-noise ratio)에 대한 리드 솔로몬 블록 에러율을 플로트한 것이다. 블록 에러(또는 코드단어에러)는 블록내에서 하나 이상의 m-비트 심벌에 에러가 존재하는 경우에 발생한다. 커브 100은 본 발명에 따른 1/2비율 64상태 디코더를 사용한 연결 리드 솔로몬 트렐리스 코드화 16-QAM 시스템의 성능을 나타낸 것이고, 커브 104는 트렐리스 코드화 32-QAM을 사용한 같은 시스템의 성능을 나타낸 것이다. 그리고, 커브 102는 종래의 트렐리스 코드화 16-QAM 2/3비율 16상태디코더의 성능을 나타낸 것이고, 커브 106은 종래의 트렐리스 코드화 32-QAM 2/3비율 16상태 디코더의 성능을 나타낸 것이다.

제 7 도의 커브는 m-비트 리드 솔로몬 심벌에서 에러가 발생할 확률 P_RSsym을 추정하는 트렐리스 코딩시뮬레이션을 이용함으로써 결정되고, 리드 솔로몬 블록 에러의 발생확률은 다음식에 따라 계산된다;

여기서, L은 리드 솔로몬 블럭 길이(블럭당 m-비트 심벌의 수)이고, t는 블럭당 정정될 수 있는 리드 솔로몬 심벌 에러의 수이다. 16-QAM 시스템은 블럭당 8-비트 심벌 116을 사용하고, 32-QAM 시스템은 블럭당 8-비트심벌 155를 사용한다. 양 리드 솔로몬 코드는 블럭당 8-비트 리드 솔로몬 심벌을 5번까지 정정할 수 있다.

제 7 도는 시스템을 기준(CNR)이하에서 동작시키는 것이 요구되거나 동작시킬 필요가 있는 경우의 커브를 나타낸 것으로, 이 때 커브 100, 104에 의해 나타내어진 본 발명의 트렐리스 코딩 접근은 정정선택을 명백하게 한다. 그러나, CNR_S이상이더라도, 트렐리스 디코더 장치가 종래의 QPSK 비터비(Viterbi) 디코더 칩을 이용한 매우 효과적인 방법으로 생성할 수 있기 때문에, 본 발명의 트렐리스 코딩 기술은 여전히 더 좋은 선택을 할 수 있게 된다.

제 8 도는 HDTV통신시스템의 기본 구성을 나타낸 것으로, 도면에서 HDTV 엔코더(110)는 제어컴퓨터(112)의 제어하에 비디오정보, 오디오정보, 데이터 및 텍스트를 수신한다. 그리고, 이 엔코더(110)에 의해 엔코드된 정보는 QAM을 이용해서 무선주파수 캐리어를 변조하는 본 발명에 따른 VHF/UHF송신기(114)에 의해 송신된다. 시청자의 집에서는 HDTV수신기가 QAM변조된 데이터 스트림을 수신한다. 튜너(116)는 텔레비젼 시청자가 텔레비젼을 보기 위해 특별한 프로그램을 선택함으로써 이네이블된다. 그리고 선택된 프로그램은, HDTV 모니터(120)에 비디오신호를 출력하고 스피커(124)에 오디오 증폭기(122)를 매개해서 오디오신호를 출력하는 HDTV 디코더(118)에서 디코드된다. 데이터 및 텍스트도 또한 HDTV 모니터(120)을 통해 텔레비젼 시청자에게 제공될 수 있다. 또 적응형 이퀄라이저는 VHF 또는 UHF육상 전송(terrestrial transmission)에 공통하는 다중경로 디스토션을 억압하기 위해 수신된 신호에서의 모든 랜덤 에러 또는 버스트 에러를 가상적으로 정정한다.

제 9 도는 전송전에 HDTV신호의 비디오 부분을 엔코드하는데 사용될 수 있는 디지탈 비디오 엔코더의 블럭도를 나타낸 것으로, 도면에서 비디오 소스로 부터의 아날로그 레드, 그린 및 블루(R, G, B) 입력은 일반적으로 130으로 지시된 전단에서 처리된다. 그리고, 상기 R, G, B입력은 양자화되기전에 저역통과필터를 통과함과 더불어 클램프되게 되는데, 저역통과필터는 별명 성분의 알맞은 역 논리합(rejection) 및 다른 위조 신호를 생성하도록 설계되고, 클램프는 수평 공백기간동안 적절한 DC레벨로 재저장하게 된다.

A/D변환후에 상기 R, G, B신호는 YUV컬러 공간으로 변환된다. 크로미넌스 정보(chrominance information)의 해상도는 감지된 화질의 미세한 효과에 따라 루미넌스(luminance) 해상도에 비례해서 감소될 수가 있다. U 및 V크로미넌스 성분은 인수 4에 의해 수평적으로, 인수 2에 의해 수직적으로 데시메이트(decimate)된다.

수평 데시메이션(horizontal decimation)은 예컨대 서브샘플링전에 디지탈 FIR필터를 이용함으로써 수행되고, 수평보간법은 인수4에 의해 증가되는 이득을 제로 패딩(zero padding)하고 똑같은 필터링을 적용함으로써 디코더에서 수행된다. 그리고 인수2에 의한 수직 데시메이션(vertical decimation)은 매 2필드중 한 필드를 버림으로써 수행된다. 디코더는 각 크로미넌스 필드마다 2번씩 반복함으로써 인터레이스된 신호를 복원한다. 2개의 다른 필드를 가로지르는 수직 데시메이션은 모션 표현에서의 어떤 퇴화에 기인하게 되지만, 이 퇴화는 발전하기 어렵고 충분한 문제를 야기시키는 것은 아니다.

루미넌스 신호(Y)는 크로미넌스 전단처리기를 바이패스한다. 따라서, 충분한 해상도가 유지된다. 그 후, 크로미넌스 성분은 멀티플렉서(132)에서 루미넌스성분과 한번에 한 비디오 블럭씩 다중화된 후, 모든 성부은 똑같은 압축처리를 받게 된다. 디코더에서 상기 성분은 다시 분리되고, 분리된 크로마넌스 성분은 충분한 해상도를 유지하기 위해 보간된다.

비디오신호는 이산 코사인 변환(discrete cosine transform; DCT)을 이용한 2개의 다른 경로에서 압축된다. 즉, 제1의 "PCM"경로에 있어서, 비디오는 DCT변기(133)에서 DCT변환되고, 그 결과적인 계수는 양자화기(135)에서 양자화된다. 그리고 제2의 "DPCM" 경로에 있어서는, 모션 추정 및 보상이 비디오 프레임을 어떻게 나타낼 것인가 하는예측에 기초해서 차분신호를 생성하는데 이용되는 경우, 예측화상과 실제화 상간의 차는 DCT변환기(134)에서 DCT변환된다. 그 결과적인 DCT변환계수는 양자화기(136)에서 양자화된 후, 경로가 가장 적은 수의 비트를 야기시킨다고 하는 그러한 미리 정해진 기준에 따라 PCM경로 또는 DPCM경로로 부터 양자화된 계수를 선택하는 선택기(137)로 출력된다. 비디오 데이터의 각 블럭마다 선택된 계수는, 예컨대 종래의 허프만 코더(Huffman coder)로 구성될 수 있는 가변길이 엔코더(138)로 입력된다. 그리고 가변 길이 코드단어는 송신기로의 출력을 위해 FIFO레지스터(first-in first-out register; 140)로 출력된다.

DCT는 화소 블럭을 새로운 변환계수 블럭으로 변환한다. 제안된 실시예에 있어서는, 이 사이즈 이상으로 할수록 구조적으로 복잡해져 변환 코딩의 효율을 향상시킬 수 없기 때문에, 8×8의 블럭 사이즈를 사용한다. 상기 변환은 모든 화상이 변환될 때까지 각 블럭에 교대로 적용된다. 디코더에서는 원화상을 복원하기 위해 역변환을 사용한다.

DCT가 효과적이지 못한 경우는 에너지를 소수의 계수로 응축시킬 때이다. 예컨대, 입력신호가 백색 잡음(white noise)이면, 그때 화상에너지는 화소영역에 분배되는 것 못지 않게 변환후에 불규칙적으로 분배된다. 그러한 조건하에서, 실제로 압축하기가 더 어렵게 되는 화상은 어떤 형태 또는 다른 형태의 인공물을 창안하지 않고서는 압축시킬 수 없게 된다. 다행히, 그러한 조건하에서는 안정한 조건하에서보다 인공물을 더 알아보기 쉽다. 또한, 그러한 조건은 텔레비젼 비디오의 전형적인 조건은 아니고, 여기서 수평 및 수직 정정의 높은 차수가 인접한 화소들 사이에서 항상 존재하게 된다.

본 발명의 시스템에 사용되는 비디오 압축기술은 DCT계수를 나타내기 위해 요구되는 비트수를 줄이는데 매우 효과적이다. 이 기술은 계수양자화, 가변 길이 엔코딩, 모션 추정 및 보상, 모션 보상의 적분, 내부 프레임 코딩, 적응형 필드/프레임 엔코딩 등을 포함하고 있다. 그중에서 모션 추정 및 보상, 내부프레임 코딩에 따른 모션 보상의 적분 기술에 대해서는, 여기에 레퍼런스로서 혼합된 「U.S. patent no. 5,068,724 issued on November 26, 1991 for "Adaptive Motion Compensation for Digital Television"」에 상세히 설명되어 있다. 이들 기능을 수행하는 회로부(150)는 제 9 도에 나타내어져 있다.

그리고, 적응형 필드/프레임 엔코딩에 대해서는, 여기에 레퍼런스로서 혼합된 「U.S. patent no. 5,091,782 issued on February 25, 1992 for :Apparatus and Me thod for Adaptively Compressing Successive Blocks of Digital Video"」에 상세히 설명되어 있다. 본 발명의 시스템과 같은 HDTV 통신시스템을 제작하는데 사용되는 부가적인 모션 보상기술에 대해서는, 여기에 레퍼런스로 혼합된 「U.S. pantent no 5,093,720 issued on March 3, 1992 for "Motion Compensation for Interlaced Digital Television Signals"」및 「U.S. patent no. 5,057,916 issued on October 15, 1991 for "Method and Apparatus for Refreshing Motion Compensated Sepuential Video Images"」에 상세히 설명되어 있다.

계수양자화는 코딩효율을 향상시키기 위해 화상에 작은 변화를 유기시키는 처리로서, 이것은 먼저 각 DCT계수에 가중치를 부여한 다음 디코더로의 전송을 위해 8비트를 선택함으로써 수행된다. 한번 할당되면, 각 계수에 대한 가중치는 고정되고 결코 변환되지 않게 된다. 따라서, 예컨대 각 계수는 초기에 12비트 숫자로 나타내어진 다음 가중치를 나타내는 인수에 의해 분할되게 된다. 그러나, 소망하는 데이터 발생률을 성취하기 위해 아직까지 부가적인 스케일링이 필요하게 된다. 그러므로, 가중 인수는 양자화 인수에 의해 분할되게 된다. 상기 양자화 인수는 화면 복잡성 및 지각있는 특성에 기초해서 주기적으로 조정되는 양자화레벨에 의해 결정된다. 본 발명의 제안된 실시예에 있어서, 양자화레벨의 범위는 0~31이다. 최대 정확도는 양자화레벨 0에서 발생되고, 최소 정밀도는 양자화레벨 30에서 발생된다. 양자화레벨 31은 예약되어 송신될 데이터가 없다는 것을 디코더에 지시하는 것이다.

12비트 DCT계수를 가중 인수 및 양자화 인수에 의해 스케일링한 후에 8번째 하위비트를 선택하게 된다. 거의 모든 경우에, 4번째 상위비트는 0이므로, 정보가 소실되지 않게 된다. 그러나, 가중 인수 및 양자화 인수가 작은 경우에는 오버플로우(overflow) 또는 언더플로우(underflow)의 발생을 방지하기 위해 그 결과적인 계수를 클립(clip)할 필요가 있게 된다.

상술한 양자화방법은 DC계수에 적용되지 않는다. DC계수의 8번째 하위비트는 양자화레벨의 영향을 받지 않고 항시 선택된다.

양자화는 변환계수의 진폭을 축소시킴으로써 화상의 압축성을 향상시킨다. 결과를 이용하기 위해, 이들 계수에 비트의 변수를 할당하는 알고리즘이 필요하게 된다. 가변 길이 엔코더는 화상을 쇠퇴시키지 않고 정보를 보존하는 양자화처리와 다른 통계학상의 코딩 기술을 이용한다.

본 발명의 제안된 실시예에 있어서는, 가변 길이 코딩으로서 허프만 코딩을 사용하게 되는데, 이 허프만 코딩은 이론적인 엔트로피 한계를 근사화시킬 수 있고 모든 가능한 사건의 발생확률의 선험적 지식을 제공할 수 있는 최적 통계 코딩방법으로서 잘 알려져 있다. 엔코더는 그러한 확률분포를 생성할 수 있고 주어 진 프레임을 전송하기 이전에 그 확률분포를 디코더에 송신할 수 있게 된다. 그 후, 이 표는 가장 높은 발생확률을 가지고 비교적 짧은 코드단어를 사건들에 할당하는 경우에 허프만 코드단어를 유도하는데 사용된다. 디코더는 동일한 코드서적을 유지하고서 각 코드단어와 실제사건을 매치시킬 수 있게 된다. 하드웨어의 간단화를 위해, 처리되는 구성요소의 광범위성에 기초해서 생성되는 고정된 허프만 표를 사용할 수 있게 된다. 허프만 코딩에 대해서는 상술한 논문 「W. Paik, entitled "Digicipher-All Digital, Channel Compatible, HDTV Broadcast System"」에 상세히 설명되어 있다.

본 발명의 모션 추정 및 보상 서브시스템(150)은, 먼저 다음 프레임을 어떻게 나타낼 것인가를 예측한 다음 예측화상과 실제화상간의 차를 송신함으로써 비디오 정보를 압축한다. 합당한 예측기는 이전 프레임을 간단하게 한다. 순간적인 차분 엔코딩(DPCM)의 이러한 정렬은 작은 공간에서 작은 이동이 발생하는 경우에 아주 잘 수행되게 될 것이다. 그 이외의 경우에는, 예측(PCM)없이 다음 프레임이 간단히 엔코드되는 것보다 더 나빠지거나 그다지 효과적이지 못할 것이다.

모션 보상은 이동이 발생할 때 어떤 순간적인 압축계획을 향상시키는 수단이다. 모션 보상을 적용하기 위해서는, 먼저, 이전 프레임 때문에 무엇이 이동되고 이것이 어디로 이동되는지를 결정할 필요가 있다. 이 정보가 디코더 위치에 알려진 경우, 그때 이전 프레임은 이제부터 전송될 다음 프레임보다 정확히 예측하기 위해 시프트되거나 변이될 수 있게 된다. 엔코더는 디코더와 같은 예측을 재현함으로써 예측화상과 실제화상간의 차를 결정하게 된다. 이동이 모션을 추정하는데 사용되는 모델을 배치시키고 모션추정이 정확하며 신호가 잡음으로 부터 자유롭다면, 그때 이 에러는 실제로 0이 되게 된다.

이전 프레임의 변이는 프레임, 부분 프레임 또는 화소 토대위에 수행할 수 있다. 즉, 특유의 변이(모션 벡터는 매 프레임, 프레임의 부분 또는 매 화소마다 각각 생성될 수가 있다. 그러나, 프레임당 단일의 모션 벡터를 생성하는 이용가능성은 전 화상의 간단한 모델 생성만을 할 수 있기 때문에 제한되게 된다. 실제로, 특유의 모션 벡터는 각 화소마다 생성되게 된다. 그러나, 모션 추정이 복합처리이고 다음 프레임에 대한 지식(정보)을 요구하기 때문에, 이것은 엔코더에서만 수행되고, 엔코더에 이용가능한 화소당 모션 정보를 만드는데 관계되는 오버헤드는 과도하게 된다. 그러므로 4개의 DCT 블럭과 같은 수평 디멘젼과 2개의 DCT블럭과 같은 수직 디멘젼을 갖는 "수퍼블럭(superblock)"과 같은 부분 선택의 영역과 더불어 부분 프레임 토대위에서 모션 추정을 수행하는 것이 바람직하다. 이 사이즈는 크로미넌스 성분의 4번의 수평 서브샘플링과 2번의 수직 서브샘플링과 호환성이 있다. 따라서, 같은 모션 벡터가 단일의 크로미넌스 DCT블럭을 변이시키는데 사용되게 된다.

제 9 도의 엔코더 블럭도에 나타낸 바와 같이, 모션 보상 회로부(150)는 선택기(137)의 출력으로 부터 DCT변환기(134)의 입력으로 피드백구성에 의해 연결되어 있다. 마찬가지로, 제 10 도에 나타낸 바와 같이 디코더(160)의 모션 보상기(162)는 역 DCT변환기의 출력에 연결된다. 화상을 직접 변환코딩하는 대신에, 먼저 화상의 추정이 모션 보상을 이용해서 이루어지게 된다. 그 후, 이 예측화상과 실제화상간의 차는 변환 코드화되고, 변환계수는 정규화된 다음 통계학적으로 코드화되게 된다. 그 다음에 모션 보상이 유도되는 2개의 프레임중 2번째 것이 디코더에 의해 재현된 후에 나타나게 됨으로써 이것이 항시 이전 프레임으로 되게 된다. 그러므로, 엔코더는 디코더 처리모델, 즉 디코더(162)내의 구성요소와 비교할 수 있는 프레임 지연회로 및 모션 보상기를 포함하고 있다.

상술한 바와 같이, 저속의 비트 전송률은 모션 보상을 이용하여 그 차를 코딩하는 대신에 블럭의 직접 PCM코딩에 의해 때때로 가능하다. 따라서, 최저속의 가능한 비트 전송률을 얻기 위해, 엔코더는 2가지 방법의 각각에 대해 요구되는 비트수를 결정한 다음 가장 적은 비트, 즉 각 블럭당 하나의 비트를 필요로 하는 방법을 선택하게 된다. 선택의 디코더를 알리는데 요구되는 오버헤드는 블럭당 한 비트이다.

HDTV텔레비젼 시스템에 있어서, 복수의 다른 텔레비젼 프로그램 채널은 공통의 데이터 스트림에서 함께 전송을 위해 다중화된다는 것을 이해해야만 한다. 엔코더에서 각 단일 채널 비디오 처리부는, 허프만 코드화 데이터의 가변 전송률과 채널 전송을 위해 필요한 고정된 출력전송률을 매치시키기 위해 전송률 버퍼를 필요로 하게 된다. 이 전송률 버퍼는 제 9 도에 나타낸 바와 같이 하나의 프레임 FIFO 레지스터(140)로서 실현할 수가 있다. FIFO레지스터의 총 저장용량은 하나의 비디오 필드에서 플러스 및 마이너스의 변동을 처리하기에 충분한 크기이다.

비디오 출력버퍼 FIFO레지스터에서의 오버플로우 또는 언더플로우를 방지하기 위해서는 FIFO레지스터의 입력 블럭 전송률을 계속해서 조정해야만 하는데, 이것은 다중 양자화레벨 코딩구조를 이용해서 수행하게 된다. 양자화레벨이 증가함에 따라 양자화는 더 성겨지고, 블럭은 짧아지며, FIFO레지스터에서의 입력블럭 전송률이 증가하게 된다. 그 반면에 양자화레벨이 최소레벨 또는 0으로 감소함에 따라 긴 블럭에서의 양자화는 미세해지고, FIFO레지스터의 입력 블럭 전송률은 감소하게 된다. 이러한 조정은 FIFO레지스터로의 비트 전송률을 비교적 일정하게 유지시키는 것을 필요로 하게 된다. 버퍼의 이러한 상태는 연속적으로 감시되고, 저장된 블럭의 수가 미리 정해진 윈도우내에 남아 있는 한 양자화레벨은 변화되지 않고 그 상태로 있게 된다. 버퍼 레벨이 하부 임계치 이하로 떨어지거나 상부 임계치 이상으로 올라가게 되면, 양자화레벨은 각각 감소하거나 증가하게 될 것이다. 아주 단순한 화상이 전송되는 동안 언더플로우가 발생하는 것을 방지하기 위해 채널내를 비트로 가득 채울 수 있게 된다. 제 10 도에 나타낸 바와 같이 대응하는 FIFO(164)가 가변 길이 디코더보다 앞에 있는 디코더에 제공된다. 이 디코더는필요한 RGB출력을 재현하도록 일반적으로 170으로 지시된 크로미넌스 프로세서를 포함하고 있다.

제 11 도는 압축된 비디오 데이터를 송신하는데 사용되는 기본적인 통신시스템 블럭을 나타낸 것으로, 이 기본적인 통신시스템 블럭은 송신측에서 FEC코더(180), 송신 필터(XMIT filter; 182), QAM변조기(184)를 포함하고 있다. 통신채널에 의해 유기되는 간섭 및 잡음은 각각 186, 188에서 묘사된다. 복조기(190), 수신 필터(RX filter; 192), 트랙킹 서브시스템(194) 및 FEC디코더(196)는 수신측에 제공된다. 필터(182, 192)는 파형정형을 위해 사용되고, 그중 적응형 이퀄라이저는 전형적인 VHF 또는 UHF수신시에 발생할 수 있는 반향(다중 경로)를 처리하기 위해 사용되는 것이다.

상술한 바와 같이 연결 트렐리스 코딩 및 블럭 코딩은 채널 에러의 영향을 방지하기 위해 사용된다. 2개의 분리된 인터리버를 사용한 FEC엔코더의 특정 실시예가 제 12 도에 나타내어져 있고, FEC디코더의 대응 실시예가 제 13 도에 나타내어져 있다. 제 12 도에 나타낸 바와 같이, FEC엔코더는 리드 솔로몬 엔코더(200)와 이 리드 솔로몬 엔코더(200)에 연결되어 리드 솔로몬 외부 코드에 의해 생성된 심벌을 제1 인터리브 포맷에 따라 인터리브하는 제1인터리버(202)를 포함하고 있다. 인터리빙은 트렐리스 내부 코드에 의해 순차적으로 생성되는 버스트 에러를 분산시키는 효과를 가지고 있다. 트렐리스 엔코더(204)는 I 및 Q신호성분을 트렐리스 내부 코드에 의해 생성된 코드화신호를 제2인터리브 포맷에 따라 인터리브하는 제2인터리버(206)에 출력하게 되는데, 이것은 코드화 신호에 대해 전송경로를 따라 순차적으로 생성되는 버스트 에러를 분산시키는 효과를 가지고 있다.

디코더에서, 코드화 신호는 디인터리버(210)에 의해 처리된 다음 압축된 비디오 정보를 나타내는 인터리브된 리드 솔로몬 심벌을 복원하는 트렐리스 디코더(212)에 출력된다. 트렐리스 디코더(212; 예컨대, 16QAM에 대한 3/4비율, 32QAM에 대한 4/5비율)는 내부 코드를 위해 사용되게 되는데, 이것은 트렐리스 디코더(212)가 소프트 결정의 사용을 용이하게 지원하기 때문이다. 그리고 상기 트렐리스 디코더에 의해 복원된 리드 솔로몬 심벌은 리드 솔로몬 디코더(216)로의 입력을 위해 다른 디인터리버(214)에서 디인터리브되게 된다.

리드 솔로몬 디코더(216; 예컨대, 16QAM에 대한 106/116비율, t=5, 32QAM에 대한 145/155비율 t=5)는 외부 코드를 위해 사용되게 되는데, 이것은 리드 솔로몬 디코더(216)가 트렐리스 디코더에 의해 생성된 버스트 에러를 처리할 수 있는 버스트 에러 정정능력을 마련하기 때문이다.

예컨대, 최소평균제곱(least mean square; LMS) 알고리즘을 이용하는 적응형 이퀄라이저가 수신기에 제공될 수 있는데, 이러한 이퀄라이저는 잡음, 다중경로, 간섭이 있는 곳에서 소프트 결정을 위해 신호 콘스텔레이션을 최적화하도록 일정하게 조정된 계수를 갖는 256탭 복합 FIR(finite impulse response) 필터를 사용해서는 구성할 수가 있다. 그리고, 이러한 적응형 이퀄라이저 NTSC간섭 제거효율을 향상시키기 위해 간섭하는 NTSC신호의 영상, 컬러 및 오디오 캐리어 주파수에서 자동적으로 노치 필터링(notch filtering)되도록 설계할 수가 있다.

이상 설명한 바와 같이, 본 발명은 압축된 HDTV신호와 같이 전력 및 밴드가 제한된 신호의 디지탈 전송을 위한 실용적인 시스템을 제공한다. QPSK변조형 코드에 기초한 코드화 변조구성은 트렐리스 코드화 QAM을 형성하는 QAM에 기초를 둔 변조시스템내에 직접 혼합되어 있는데, 이것은 밴드폭내에서의 효율과 데이터 신뢰성이 있는 용이하게 실현할 수 있는 구조를 제공한다.

한편, 본 발명은 상술한 특정 실시예에 한정되지 않고, 이 분야에서 통상의 지식을 가진 사람들에 의해 발명의 요지를 이탈하기 않는 범위내에서 여러가지로 변형실시될 수 있는 것이다.

Claims

디지털 텔레비젼 신호를 통신하기 위한 방법에 있어서, 상기 방법은 상기 디지털 텔레비젼 신호의 비디오 부분을 PCM비디오 데이터 블럭으로 분할하는 단계, 대응하는 DPCM화된 DPCM데이터를 생성하기 위해 모션추정 및 보상을 이용해서 상기 PCM비디오 데이터 블럭을 처리하는 단계, 미리 정해진 기준에 기초해서 전송을 위해 PCM비디오 데이터 및 DPCM데이터 중에 하나를 선택하는 단계, 변환계수 블럭을 생성하기 위해 이산 코사인 변환을 이용해서 선택된 데이터를 압축하는 단계, 코드화 효율을 향상시키기 위해 상기 변환계수 블럭 내의 상기 변환계수를 양자화하는 단계, 상기 양자화된 변환계수를 가변 길이 코드화하는 단계, 전송용 코드화 신호를 생성하기 위해 연결 코딩을 이용해서 상기 가변길이 코드화 및 양자화된 변환계수를 리드 솔로몬 외부 코드 및 트렐리스 내부 코드에 따라 코드화하는 단계, 4개의 서브제트를 가지며, 각 서브제트는 서로 다른 2개의 2비트 코드단어로 식별되고 또한 N점 구상 진폭변조(QAM) 콘스텔레이션 패턴의 N/4심벌점을 포함하는 N점 QAM 콘스텔레이션 패턴으로부터 QAM 심벌로서 상기 코드화된 신호를 송신하는 단계, 캐리어를 수신기에 수신하는 단계, 변조함수를 복원시키기 위해 상기 수신기에서 상기 수신된 캐리어를 복조하는 단계, 상기 복원된 변조함수로부터 상기 서브세트에 대응하는 거리 세트와 잔여 비트로 식별되는 하나의 신호점에 대한 서로 다른 조건결정을 나타내는 복수의 바이트를 생성하는 단계, 제1비트를 복원하기 위해 1/2비율 2진 콘볼루셔널 코드를 디코딩용 트렐리스 코드 알고리즘에서 상기 거리를 이용하는 단계, 상기 2비트 코드단어를 재생성하기 위해 1/2비율 2진 콘볼루셔널 엔코딩 알고리즘을 이용하기 상기 복원된 제1비트를 엔코드하는 단계, 상기 재생성된 2비트 코드단어에 따라 상기 조건 결정 바이트 중의 하나를 선택하는 단계, 및 디코드된 출력을 생성하기 위해 상기 선택된 바이트를 상기 복원된 제1비트에 결합하는 단계를 포함하고, 상기 트렐리스 내부 코드는 상기 심벌이 상기 N점 QAM콘스텔레이션 패턴 내에 존재하는 상기 서브세트에 할당된 상기 2비트 코드단어를 생성하기 위해 1/2 비율 2진 콘볼루셔널 엔코딩 알고리즘에 따라 상기 심벌의 상기 제1비트를 척리함으로써 상기 리드 솔로몬 외부 코드로부터 상기 심벌을 엔코드하고, 상기 2비트 코드단어는 상기 캐리어 상에 전송하기 위한 상기 변조함수를 생성하기 위해 상기 심벌의 상기 잔여 비트로 맵핑되고, 상기 잔여비트는 상기 심벌을 상기 2비트 코드단어에 의해 정해지는 상기 서브세트내에 포함된 상기 N/4심벌점 중의 하나와 연관시키는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 신호의 통신방법.
제 1 항에 있어서, 상기 연결 코딩 구조는 트렐리스 내부 코드에 의해 순차적으로 생성되는 버스트 에러를 분산시키기 위해 상기 리드 솔로몬 외부 코드에 의해 생성된 심벌을 제1인터리브 포맷에 따라 인터리브하는 단계, 및 상기 코드화된 신호에 대한 전송경로를 따라 순차적으로 생성되는 버스트 에러를 분산시키기 위해 상기 트렐리스 내부 코드에 의해 생성된 코드화된 신호를 제2인터리브 포맷에 따라 인터리브하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 신호의 통신방법.
제 1 항에 있어서, 상기 2비트 코드단어는 상기 변조함수의 최하위비트(LSB)를 형성하고, 상기 잔여 비트는 상기 변조함수의 최상위비트(MSB)를 형성하는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 신호의 통신방법.
제 2 항에 있어서, 상기 방법은 상기 제2인터리브 포맷의 역을 이용해서 상기 복원된 변조함수를 디인터리브하는 단계, 상기 제1인터리브 포맷의 역을 이용해서 상기 디코드된 출력을 디인터리브하는 단계, 및 리드 솔로몬 심벌 에러정정 디코딩 알고리즘을 이용해서 상기 인터리브된 디코드 출력을 디코드하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 신호의 통신방법.
제 4 항에 있어서, 상기 리드 솔로몬 디코딩 알고리즘은 디인터리브된 디코드 출력으로부터 가변 길이 코드화된 계수를 복원하고, 상기 방법은 상기 비디오 부분을 나타내는 변환계수를 복원하기 위해 상기 복원된 가변 길이 코드화 계수를 디코드하는 단계, 비디오 데이터를 PCM 또는 DPCM포맷으로 복원하기 위해 상기 복원된 변환계수를 역변환하는 단계, 복원된 DPCM데이터에 의해 나타내어지는 PCM비디오 데이터를 복원하기 위해 복원하기 위해 모션보상을 이용해서 상기 복원된 DPCM데이터를 처리하는 단계, 및 디지털 텔레비젼 수신기를 출력하기 위해 상기 복원된 PCM비디오 데이터를 포맷하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 신호의 통신방법.
압축된 비디오 정보를 포함하고 구상 진폭변조(QAM)를 이용하여 전송되는 디지털 텔레비젼 신호의 디코드 방법에 있어서, 상기 방법은 상기 디지털 텔레비젼 신호를 포함하는 캐리어를 수신하는 단계, 상기 압축된 비디오 정보를 포함하는 인터리브된 변조함수를 복원하기 위해 상기 수신된 캐리어를 복조하는 단계, 상기 복원된 변조함수를 디인터리브하는 단계, 상기 압축된 비디오 정보를 나타내는 인터리브된 리드솔로몬 심벌을 복원하기 위해 연결 디코더의 내부 트렐리스 디코딩 알고리즘으로 상기 디인터리브된 변조 함수를 디코드하는 단계, 상기 인터리브된 리드 솔로몬 심벌로부터 가변 길이 코드화된 계수를 복원하는 상기 연결 디코더의 외부 리드 솔로몬 디코딩 알고리즘으로 입력시키기 위해 상기 복원된 리드 솔로몬 심벌을 디인터리브하는 단계, 상기 압축된 비디오 정보를 나타내는 변환계수를 복원하기 위해 상기 복원된 가변 길이 코드화 계수를 디코드하는 단계, 비디오 데이터를 PCM 또는 DPCM포맷으로 복원하기 위해 상기 변환계수를 역변환하는 단계, 복원된 DPCM데이터에 의해 나타내어지는 PCM비디오 데이터를 복원하기 위해 모션보상을 이용해서 상기 복원된 DPCM데이터를 처리하는 단계, 및 디지털 텔레비젼 수신기로의 출력을 위해 상기 복원된 PCM비디오 데이터를 포맷하는 단계를 포함하고, 상기 변조 함수는 2비트 코드단어가 복수의 QAM콘스텔레이션 서브세트중 하나를 식별하고 잔여의 N-2비트 부분이 상기 하나의 서브세트 내의 신호점을 나타내는 N비트 QAM변조함수로 이루어지고, 상기 방법은 상기 QAM콘스텔레이션 서브세트에 대응하는 거리의 집합을 생성하고 상기 N-2비트 서브그룹을 생성하기 위해 상기 복원된 변조함수를 프루닝하는 단계, 제1비트를 복원하기 위한 1/2비율 2진 콘볼루셔널 코드를 디코드하기 위해 상기 트렐리스 디코딩 알고리즘 내의 상기 거리를 이용하는 단계, 상기 2비트 코드단어를 재생하기 위해 1/2비율 2진 콘볼루셔널 엔코딩 알고리즘을 이용해서 상기 복원된 제1비트를 엔코드하는 단계, 상기 재생성된 2비트 코드단어에 따라 상기 복수의 N-2비트 서브그룹 중의 하나를 선택하는 단계, 및 리드 솔로몬 심벌을 생성하기 위해 상기 선택된 서브그룹을 상기 복원된 제1비트와 결합하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비젼 신호의 디코드 방법.
제 6 항에 있어서, 상기 2비트 코드단어는 상기 변조함수의 최하위비트(LSB)를 형성하고, 상기 잔여비트는 상기 변조함수의 최상위비트(MSB)를 형성하는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비전 신호의 디코드 방법.
디지털 텔레비전 신호의 통신장치에 있어서, 상기 장치는 대응하는 DPCM데이터를 생성하기 위해 모션 추정 및 보상을 이용해서 PCM비디오 데이터 블럭을 처리하기 위한 수단, 상기 PCM비디오 데이터를 상기 처리수단에 의해 생성된 상기 대응하는 DPCM데이터와 비교하고 소정의 기준에 기초해서 전송용 PCM비디오 데이터와 DPCM데이터 중 하나를 선택하는 수단, 변환계수 블럭을 생성하기 위해 이산 코사인 변환(DCT)을 이용하여 상기 선택된 데이터를 압축하는 수단, 코딩효율을 향상시키기 위해 상기 변환계수 블럭을 양자화하는 수단, 상기 양자화수단의 출력에 연결되어 상기 변환계수를 가변 길이 코드화하는 수단, 전송용 코드화 신호를 생성하기 위해 상기 가변 길이 코드화된 변환계수를 코딩하기 위한 리드 솔로몬 외부 코드 및 트렐리스 내부 코드를 포함하는 연결코더, 및 4개의 서브세트를 가지며, 각 서브세트는 서로 다른 2개의 2비트 코드단어로 식별되고 또한 N점 구상 진폭변조(QAM) 콘스텔레이션 패턴의 N/4 심벌점을 포함하는 N점 QAM콘스텔레이션 패턴으로부터 QAM심벌로서 상기 코드화된 신호를 송신하기 위한 수단을 포함하고, 상기 트렐리스 내부 코드는 상기 심벌이 상기 N점 QAM콘스텔레이션 패턴내에 존재하는 상기 서브세트에 할당된 상기 2비트 코드단어를 생성하기 위해 1/2비율 2진 콘볼루셔널 엔코딩 알고리즘에 따라 상기 심벌의 제 1 비트를 처리함으로써 상기 리드 솔로몬 외부 코드로부터 상기 심벌을 엔코드하고, 상기 2비트 코드단어는 변조함수를 생성하기 위해 상기 심벌의 잔여 비트로 맵핑되고, 상기 잔여 비트는 상기 심벌을 상기 2비트 코드단어에 의해 정해지는 상기 서브세트 내에 포함된 상기 N/4 심벌점 중의 하나와 연관시키고, 상기 전송 수단은 캐리어 상에 상기 변조함수를 변조시키고, 상기 장치는 수신기에서 상기 캐리어를 수신하기 위한 수단, 상기 변조함수를 복원시키기 위하여 상기 수신된 캐리어를 복조시키기 위한 수단, 상기 서브세트에 대응하는 거리의 집합을 생성하고 상기 잔여 비트에 의해 식별되는 하나의 신호점의 서로 다른 조건 결정을 나타내는 복수의 바이트를 생성하기 위해 상기 변조함수를 프루닝하는 수단, 상기 제 1 비트를 복원하기 위해 1/2비율 2진 콘볼루셔널 코드를 디코드하는데 사용하기 위한 상기 거리를 수신하도록 연결된 트렐리스 디코더 수단, 상기 2비트 코드단어를 재생하기 위해 1/2비율 2진 콘볼루셔널 엔코딩 알고리즘을 이용해서 상기 복원된 제 1 비트를 엔코드하기 위한 수단, 상기 재생된 2비트 코드단어에 따라 상기 조건 결정 바이트 중의 하나를 선택하는 수단, 및 디코드된 출력을 생성하기 위하여 상기 선택된 바이트를 상기 복원된 제 1 비트와 결합시키기 위한 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비전 신호의 통신장치.
제 8 항에 있어서, 상기 연결 코더는, 트렐리스 내부 코드에 의해 순차적으로 생성되는 버스트 에러를 분산시키기 위해 상기 리드 솔로몬 외부 코드에 의해 생성된 심벌을 제 1 인터리브 포맷에 따라 인터리브하는 제 1 인터리버, 및 상기 코드화된 신호에 대한 전송경로를 따라 순차적으로 생성되는 버스트 에러를 분산시키기 위해 상기 트렐리스 내부 코드에 의해 생성된 코드화된 신호를 제 2 인터리브 포맷에 따라 인터리브하는 제 2 인터리버를 포함하는것을 특징으로 하는 디지털 텔레비전 신호의 통신장치.
제 8 항에 있어서, 상기 2비트 코드단어는 상기 변조함수의 최하위비트(LSB)를 형성하고, 상기 잔여 비트는 상기 변조함수의 최상위비트(MSB)를 형성하는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비전 신호의 통신장치.
제 9 항에 있어서, 상기 장치는 상기 제 2 인터리브 포맷의 역을 이용하여 상기 복원된 변조함수를 디인터리브하기 위한 수단, 상기 제 1 인터리브 포맷의 역을 이용하여 상기 디코드된 출력을 디인터리브하기 위한 수단, 및 리드 솔로몬 심벌 에러정정 디코딩 알고리즘을 이용하여 상기 디인터리브된 디코드 출력을 디코딩하기 위한 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비전 신호의 통신장치.
제 11 항에 있어서, 상기 리드 솔로몬 디코딩 알고리즘을 이용하는 상기 디코딩 수단은 상기 디인터리브된 디코드 출력으로부터 가변 길이 코드화된 계수를 복원하고, 상기 장치는 변환계수를 복원하기 위해 상기 복원된 가변 길이 코드화 계수를 디코딩하기 위한 수단, 비디오 데이터를 적어도 PCM 및 DPCM 포맷 중의 하나로 복원하기 위해 상기 복원된 변환계수를 역변환하기 위한 수단, 복원된 DPCM데이터에 의해 나타내어지는 PCM비디오 데이터를 복원하기 위해 모션보상을 이용해서 상기 복원된 DPCM데이터를 처리하기 위한 수단, 및 디지털 텔레비전 수신기로의 출력을 위해 상기 복원된 PCM비디오 데이터를 포맷하는 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 텔레비전 신호의 통신장치.
압축된 비디오 정보를 포함하고 구상 진폭변조(QAM)를 이용하여 전송되는 디지털 텔레비전 신호의 디코더 장치에 있어서, 상기 장치는 상기 디지털 텔레비전 신호를 수신하기 위한 수단, 상기 압축된 비디오 정보를 포함하는 인터리브된 변조함수를 복원하기 위하여 상기 디지털 텔레비전 신호를 포함하는 캐리어를 복조시키기 위한 QAM복조기, 상기 복원된 변조함수를 디인터리브하기 위한 제 1 디인터리버, 상기 압축된 비디오 정보를 나타내는 인터리브된 리드 솔로몬 심벌을 복원하기 위해 내부 트렐리스 디코더를 이용해서 상기 디인터리브된 변조함수를 디코딩하기 위한 연결 디코더, 상기 디인터리브된 리드 솔로몬 심벌로부터 가변 길이 코드화 계수를복원하는 상기 연결 디코더의 외부 리드 솔로몬 디코딩 알고리즘으로 입력시키기 위해 상기 복원된 리드 솔로몬 심벌을 디인터리브 하기 위한 제 2 디인터리버, 상기 압축된 비디오정보를 나타내는 변환계수를 복원하기 위해 상기 복원된 가변길이 코드화 계수를 디코딩하기 위한 수단, 비디오 데이터를 PCM 또는 DPCM포맷중의 하나로 복원하기 위해 상기 복원된 변환계수를 역변환하기 위한 수단, 복원된 DPCM데이터에 의해 나타내어지는 PCM비디오 데이터를 복원하기 위해 모션보상을 이용해서 상기 복원된 DPCM데이터를 처리하는 수단, 및 디지털 텔레비전 수신기로의 출력을 위해 복원된 상기 PCM비디오 데이터를 포맷하는 수단을 포함하고, 상기 변조함수는 2비트 코드단어가 복수의 QAM콘스텔레이션 서브세트중 하나를 식별하고 잔여의 N-2비트 부분이 상기 하나의 서브세트 내의 신호점을 나타내는 N비트 QAM변조함수로 이루어지고, 상기 장치는 상기 QAM콘스텔레이션 서브세트에 대응하는 거리의 집합을 생성하고 상기 N-2비트 부분에 의해 식별되는 상기 신호점의 복수의 조건결정을 나타내는 복수의 N-2비트 서브그룹을 생성하기 위해 상기 복원된 변조함수를 프루닝하기 위한 수단, 제 1 비트를 복원하기 위해 1/2비율 2진 콘볼루셔널 코드를 디코드하기 위한 상기 트렐리스 디코더 내에서 사용하기 위해 상기 거리세트를 수신하도록 결합되는 상기 연결 디코더, 상기 2비트 코드단어를 재생성하기 위해 1/2비율 2진 콘볼루셔널 엔코딩 알고리즘을 이용해서 상기 복원된 제 1 비트를 엔코딩하기 위한 수단, 상기 재생성된 2비트코드단어에 따라 상기 복수의 N-2비트 서브그룹 중의 하나를 선택하기 위한 수단, 및 리드 솔로몬 심벌을 생성하기 위해 상기 선택된 서브그룹을 상기 복원된 제 1 비트와 결합하기 위한 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 압축된 비디오 정보를 포함하고 구상 진폭변조(QAM)를 이용하여 전송되는 디지털 텔레비전 신호의 디코드 장치.
제 13 항에 있어서, 상기 장치는 상기 QAM복조기와 상기 연결 디코더 사이에 연결된 적응형 이퀼라이저를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 압축된 비디오 정보를 포함하고 구상 진폭변조(QAM)를 이용하여 전송되는 디지털 텔레비전 신호의 디코드 장치.
전송된 디지털 신호로부터 정보를 복원하기 위하여 상기 전송된 디지털 신호의 디코드 장치에 있어서, 상기 장치는 상기 전송된 디지털 신호를 포함하는 캐리어를 수신하기 위한 수단, 변조함수를 복원하기 위하여 상기 수신된 캐리어를 복조하기 위한 상기 수신 수단에 연결되는 복조기, 상기 변조함수를 디코딩하기 위하여 상기 정보를 나타내는 리드 솔로몬 심벌을 복원하는 내부 트렐리스 디코더와 상기 리드 솔로몬 심벌로부터 가변 길이 코드를 복원하는 외부 리드 솔로몬 디코더를 포함하는 연결 디코더, 및 상기 정보를 복원하기 위하여 상기 복원된 가변 길이 코드를 디코딩 하기 위한 수단을 포함하고, 상기 변조함수는 2비트 코드단어가 복수의 콘스텔레이션 서브세트 중의 하나를 식별하고 잔여 N-2비트 부분이 상기 하나의 서브세트 내의 단일점을 나타내는 N-비트 변조함수이고, 상기 연결 디코더는 상기 콘스텔레이션 서브세트에 대응하는 거리의 집합을 생성하고 상기 N-2비트 부분에 의해 식별되는 상기 신호점의 복수의 조건결정을 나타내는 복수의 N-2비트 서브그룹을 생성하기 위해 상기 복원된 변조함수를 프루닝하기 위한 수단과 제 1 비트를 복원하기 위해 1/2비율 2진 콘볼루셔널 코드를 디코드하기 위한 상기 트렐리스 디코더, 상기 2비트 코드단어를 재생성하기 위해 1/2비율 2진 콘볼루셔널 엔코딩 알고리즘을 이용해서 상기 복원된 제 1 비트를 엔코딩하기 위한 수단, 상기 재생성된 2비트 코드단어에 따라 상기 복수의 N-2비트 서브그룹중의 하나를 선택하기 위한 수단, 및 리드 솔로몬 심벌을 생성하기 위해 상기 선택된 서브그룹을 상기 복원된 제 1 비트와 결합하기 위한 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 전송된 디지털 신호부터 정보를 복원하기 위하여 상기 전송된 디지털 신호의 디코드 장치.
제 15 항에 있어서, 상기 장치는 상기 외부 리드 솔로몬 디코더에 입력시키기 위하여 상기 복원된 리드 솔로몬 심벌을 디인터리브하기 위한 제 1 디인터리버를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전송된 디지털 신호부터 정보를 복원하기 위하여 상기 전송된 디지털 신호의 디코드 장치.
제 16 항에 있어서, 상기 정보는 비디오 정보를 포함하는 것을 특징으로 하는 전송된 디지털 신호부터 정보를 복원하기 위하여 상기 전송된 디지털 신호의 디코드 장치.