DE69732741T2

DE69732741T2 - Mehrträger-vermittlungssystem und verfahren zur spitzenleistungsregelung

Info

Publication number: DE69732741T2
Application number: DE69732741T
Authority: DE
Inventors: Edward Alan Calne JONES; Alan Timothy WILKINSON
Original assignee: Motorola Ltd; Hewlett Packard Development Co LP
Current assignee: Hewlett Packard Development Co LP; Motorola Mobility LLC
Priority date: 1996-01-17
Filing date: 1997-01-17
Publication date: 2005-08-04
Anticipated expiration: 2017-01-18
Also published as: HK1001643A1; CN1178052A; GB9600930D0; JP3886536B2; EP0815677A1; CN1199415C; DE69732741D1; US6307892B1; JPH11502689A; GB2309363A; EP0815677B1; WO1997026743A1; GB2309363B

Description

Hintergrund der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich im Allgemeinen auf Mehrträgerkommunikationssysteme, wie zum Beispiel ein Orthogonal-Frequenzteilungs-Multiplex(OFDM)-Kommunikationssystem, und ist im Besonderen auf einen Mechanismus zum Steuern des Spitzen-zu-Mittelwert-Einhüllenden-Leistungsverhältnisses (PMEPR) für Übertragungen in solchen Systemen anwendbar.
Zusammenfassung des Standes der Technik
Mehrträgerübertragungskonzepte, wie zum Beispiel OFDM, sind für viele unterschiedliche Arten von Kommunikationssystemen vorgeschlagen worden, einschließlich digitaler Hörfunk (DAB) und drahtlose lokale Breitbandnetze (LANs). Der Vorteil solcher Konzepte besteht darin, dass, in sehr zeitdispersiven Kanälen, die aus einer Summation von mehr fachverzögerten, phasenverschobenen Pfaden für ein Signal hervorgehen und die daher eine verzerrte Kennlinie aufweisen, theoretisch unbegrenzte Übertragungsraten möglich sind. Bedauerlicherweise zeigt die durch OFDM erzeugte zusammengesetzte Signaleinhüllende ein höheres PMEPR (ein Ausdruck, der üblicherweise auch als "der Crestfaktor" bezeichnet wird). Um die Effekte von Verzerrung und spektraler Spreizung (das heißt Nachbarkanalstörungen) in Mehrträgersystemen zu mildern, ist darüber hinaus ein linearer (und konsequenterweise ineffizienter) Übertragungsverstärker zur Verstärkung dieser zusammengesetzten Signaleinhüllenden erforderlich.
Zusätzlich zu den vorangehenden Nachteilen ist die durchschnittliche Leistung eines Mehrträgersignals (für eine spezifische Spitzeneinhüllendenleistungsgrenze (PEP)) deutlich geringer als die für ein konstantes Einhüllenden-, Einzelträgersignal (wie zum Beispiel ein Gaußsches Minimalphasenumtastungssignal (GMSK), das zum Beispiel in zellularen Kommunikationssystemen verwendet wird). Folglich nutzt die Auswahl eines Mehrträgerübertragungskonzeptes für ein System zur Zeit den verfügbaren Leistungsbereich nicht bis zu einem maximalen Ausmaß aus.
Dieses Problem wurde in einem Dokument "Minimisation of the peak to mean envelope power ratio of multicarrier transmission schemes by block coding" in Proceedings of the Vehicular Technology Conference 25.–28. Juli 1995, New York, US, Seiten 825–829, diskutiert. Dieses Dokument offenbart, dass das PMEPR eines OFDM-Signals durch Vermeiden der Übertragung von Codewörtern mit der maximalen Spitzeneinhüllendenleistung verringert werden kann. Es werden je doch keine spezifischen Techniken zum Durchführen der Codierung und Decodierung offenbart oder vorgeschlagen.
Es gibt somit einen Bedarf, das PMEPR von Mehrträgerübertragungskonzepten zu verringern, um die inhärenten Vorteile, die mit der Verwendung von Mehrträgersignalen verknüpft sind, in dem begrenzten Frequenzspektrum, das Kommunikationssystemen im Allgemeinen zur Verfügung steht, zu erhalten.
Zusammenfassung der Erfindung
Gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird eine Kommunikationsvorrichtung zum simultanen Übertragen einer Information auf mehreren Unterkanälen zur Verfügung gestellt, wobei die Kommunikationsvorrichtung umfasst: eine Codierschaltung zum Codieren der Information für jeden der mehreren Unterkanäle, um Codewörter zu erzeugen, und eine Modulatorbank, die mit der Codierschaltung wirksam gekoppelt ist, um die Unterkanäle gemäß den Codewörtern zu modulieren, um eine zusammengesetzte Signaleinhüllende zu erzeugen, dadurch gekennzeichnet, dass die Codierschaltung umfasst: eine erste Codierereinrichtung zum Codieren der Information für jeden der mehreren Unterkanäle mit einem ersten Codierschema, um eine kanalcodierte Information zu erzeugen; und eine zweite Codierereinrichtung zum Codieren der kanalcodierten Information für jeden der mehreren Unterkanäle mit einem zweiten Codierschema. Das zweite Codierschema ist so eingerichtet, dass das zweite Codierschema aus einer aus einer Redundanz in dem ersten Codierschema abgeleiteten Transformation erzeugt wird, wobei das zweite Codierschema Codewörter erzeugt, die paarweise euklidische Abstandseigenschaften aufweisen, welche jenen derselben Information entsprechen, die allein durch das erste Codierschema codiert wurde, und wobei die Transformation so ausgewählt wird, dass eine modulierte zusammengesetzte Signaleinhüllende, die aus den Codewörtern abgeleitet ist, ein Spitzen-zu-Mittelwert-Einhüllenden-Leistungsverhältnis (PMEPR) aufweist, das relativ zu einem PMEPR für entsprechend modulierte Information vermindert ist, die allein durch das erste Codierschema codiert wurde.
In einer bevorzugten Ausführungsform ist die Transformation eine Funktion der allein durch das erste Codierschema codierten Information und eines Satzes von Training-Vektoren, der aus einer assoziativen Karte mit einer Rangordnung in aufsteigender Reihenfolge der Spitzeneinhüllendenleistung erhalten wird, und die Transformation kann die symbolmäßige Addition modulo-v eines konstanten Maskenvektors zur Information enthalten, die durch das erste Codierschema codiert wurde, wobei 0, 1, ..., v – 1 mögliche Werte für jedes Symbol in der codierten Information entsprechen.
In einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zum simultanen Übertragen von Information auf mehreren Unterkanälen zur Verfügung gestellt, umfassend: Codieren der Information für jeden der mehreren Unterkanäle, um Codewörter zu erzeugen; und Modulieren der Unterkanäle in Übereinstimmung mit den Codewörtern, um eine zusammengesetzte Signaleinhüllende zu erhalten, dadurch gekennzeichnet, dass die Information für jeden der mehreren Unterkanäle mit einem ersten Codierschema zum Erzeugen einer kanalcodierten Information codiert wird, wobei die Codierung durch eine erste Codiereinrichtung vorgenommen wird; und die kanalcodierte Information für jeden der meh reren Unterkanäle mit einem zweiten Codierschema codiert wird, wobei die Codierung durch eine zweite Codiereinrichtung vorgenommen wird, wobei das zweite Codierschema aus einer Transformation erzeugt wird, die aus Redundanz in dem ersten Codierschema abgeleitet wird, wobei das zweite Codierschema Codewörter erzeugt, die paarweise euklidische Abstandseigenschaften aufweisen, welche jenen derselben Information entsprechen, die allein durch das erste Codierschema codiert wurde, und wobei die Transformation so ausgewählt wird, dass eine modulierte zusammengesetzte Signaleinhüllende, die aus den Codewörtern abgeleitet ist, ein Spitzen-zu-Mittelwert-Einhüllenden-Leistungsverhältnis PMEPR aufweist, das relativ zu einem PMEPR für entsprechend modulierte Information vermindert ist, die allein durch das erste Codierschema codiert wurde.
Die vorliegende Erfindung stellt vorteilhafter Weise einen Mechanismus zur Verfügung, der, durch Codieren der übertragenen Sequenz in einer Weise, die übermäßige PEPs verhindert, wesentliche Verbesserungen in dem PMEPR erreicht.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Es werden nun beispielhafte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung mit Bezug auf die begleitenden Zeichnungen beschrieben:
1 ist eine physikalische Beschreibung des Mechanismus', durch den ein zeitdispersiver Kanal nach dem Stand der Technik gebildet wird;
2 ist ein Wellenformdiagramm, das die Formulierung eines Zeitbereichssignals eines Mehrträgersystems nach dem Stand der Technik darstellt;
3 zeigt ein Betriebsmerkmal und einen Betriebspunkt eines typischen linearen Verstärkers für das Zeitbereichssignal des Mehrträgersystems von 2;
4 ist ein Blockdiagramm eines Mehrträgertransceivers gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
5 stellt einen Codewortvektor dar, der in dem Mehrträgertransceiver von 4 erzeugt wurde;
6 stellt ein Verfahren (gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung) dar, mit dem ein Maskenvektor zur Verwendung in dem Mehrträgertransceiver von 4 berechnet wird; und
7 ist eine graphische Darstellung, die eine Zeitbereichsdarstellung einer Wellenform, die durch den Mehrträgertransceiver von 4 verwendet wird, einem Zeitbereichssignal des Mehrträgersystems von 2 gegenüberstellt.
Ausführliche Beschreibung einer bevorzugten Ausführungsform
Es wird auf 1 Bezug genommen, wo eine physikalische Darstellung des Mechanismus' gezeigt wird, durch den ein zeitdispersiver Kanal nach dem Stand der Technik gebildet wird. Ein Datensignal r(t) wird explizit einer Vielzahl von Pfaden (von denen nur zwei gezeigt werden) zur Verfügung gestellt, von denen einer eine Zeitverzögerung 10, ein Dämpfungsglied 12 und eine Phasenverschiebung 13 enthält. Bei einem späteren Punkt wird die Vielzahl alternativer Pfade kombiniert (wie durch den Summationsblock 14 dargestellt), um ein verzerrtes Signal R(t) zu erhalten. Es ist klar, dass, wenn die Bandbreite für das Datensignal r(t) ansteigt, die Periode der Zeitverzögerung das Signal in einem größeren Ausmaß beeinflusst und so die Verwendung einer verfügbaren Bandbreite begrenzt.
2 ist ein Wellenformdiagramm, das die Formulierung eines Zeitbereichssignals eines Mehrträgersystems nach dem Stand der Technik darstellt. Tatsächlich stellt 2 ein OFDM-Konzept dar, in dem die Effekte der Zeitverzögerung dadurch abgemildert werden, dass Daten (nicht gezeigt) unter eine Mehrzahl von Frequenzunterkanälen 20–26 (in diesem besonderen Fall vier Unterkanäle) verteilt werden. Typischerweise besteht zwischen der Frequenz eines ersten Unterkanals (Unterkanal 1) und den anderen Unterkanälen in dem Konzept eine Frequenzbeziehung, zum Beispiel hat der Unterkanal 2 die doppelte Frequenz von dem Unterkanal 1, während der Unterkanal 3 die dreifache Frequenz von dem Unterkanal 1 hat (und so weiter). Eine Verteilung von Daten in dieser Art und Weise bewirkt, dass jeder Kanal gegenüber der inhärenten Verzögerungsspreizung weniger empfindlich ist, was klar ist. Eine Überlagerung individueller Daten von jedem Unterkanal (die in dem Summationsblock 28 auftritt) erzeugt daher eine zusammengesetzte Einhüllende 30, deren Leistungsspikes 32 durch ein relativ niedriges (aber oszillierendes) Signalprofil 33 getrennt werden. Die Leistungsspikes 32 haben eine Spitzeneinhüllendenleistung (PEP) 34, die einen wesentlich größeren Wert hat, als ein Durchschnittsleistungspegel 36 für die gesamte zusammengesetzte Einhüllende 30.
Es wird nun auf 3 Bezug genommen, wo ein Betriebsmerkmal 40 und ein Betriebspunkt 42 eines typischen linearen Verstärkers (nicht gezeigt) für das Zeitbereichssignal des Mehrträgersystems von 2 gezeigt werden. Es ist klar, dass ein linearer Verstärker eine beschränkte, lineare Verstärkung zwischen einem Eingangssignal und einem Ausgangssignal zur Verfügung stellt. Bei einem bestimmten Eingangsleistungsschwellenwert (P_in) 44 treten die Nicht-Linearitäten 46 in der Verstärkung auf. Um die Verwendung des linearen Verstärkers, zum Beispiel in Kommunikationssystemen, die lineare Sender (oder dergleichen) benötigen, zu optimieren, wird ein Eingangssignal (in diesem Falle die Zeitbereichsdarstellung der zusammengesetzten Signaleinhüllenden 30) bei dem Betriebspunkt 42 angeordnet. Im Besonderen ist die zusammengesetzte Signaleinhüllende 30 so angeordnet, dass ihr durchschnittlicher Leistungspegel 36 (wenn er die Verstärkung des Verstärkers berücksichtigt) einen gewünschten Ausgangspegel zur Verfügung stellt, wodurch sich ein größter Teil der Signaleinhüllenden 30 in einem linearen Bereich 48 des Verstärkers befindet. Bedauerlicherweise übersteigt die PEP 34 der Leistungsspikes 32 den linearen Betriebsbereich des Verstärkers, mit dem Effekt, dass eine darauf enthaltene Information durch die Nicht-Linearität 46 des Verstärkers verzerrt wird. Entscheidender jedoch ist, dass Normenbehörden, wie zum Beispiel das ETSI (Europäisches Institut für technische Normen) eine Betriebskonformität mit einem spezifizierten maximalen Übertragungsleistungsausgangspegel, zum Beispiel 10 Watt, fordern. Um die relativ hohen (aber relativ seltenen) PEPs der Leistungsspikes 32 unterzubringen, erfordert daher das Eingangssignal (zusammengesetzte Signaleinhüllende 30) die Neuanordnung des Betriebspunktes 42 auf einem niedrigeren Pegel, wodurch die Verstärkung der durchschnittlichen Übertragungsleistung verringert wird und der Bereich des Senders (in dem der lineare Verstärker verwendet wird) entsprechend verkleinert wird.
Obwohl 4 ein Blockdiagramm eines Mehrträgertransceivers 60 ist, der gemäß der vorliegenden Erfindung konstruiert ist, ist klar, dass die vorliegende Erfindung nicht auf bidirektionale Kommunikationsvorrichtungen beschränkt ist und dass ein Mehrträgersender als eine physikalisch von einem Mehrträgerempfänger getrennte Vorrichtung vorgesehen werden kann (was im Prinzip eine Kombination der der Schaltung, die als in dem gestrichelten Umriss 61 enthalten gezeigt wird, und einer Transformation in der Form eines Maskenvektors, dessen Funktion nachfolgend erklärt wird, umfassen kann).
Der Mehrträgersender umfasst eine Datenquelle 62 zum Erzeugen einer Datenreihe 63, einen Seriell-zu-Parallel-Wandler 64, einen Kanalcodierer 66, einen Kombinierer 68, eine Bank von k identischen Modulatoren 70 und einen Masenvektor 72 (in einem Speicher gespeichert). In diesem Beispiel erzeugt die Datenquelle eine Reihe von Datensymbolen, von denen jedes einen beliebigen der Werte 0, 1, ..., v – 1 haben kann, wo v eine ganze Zahl ist, die größer als Eins ist; in der beschriebenen Ausführungsform ist v = 2, das heißt, die Datenquelle erzeugt binäre Daten. Die logischen Werte können in jeder beliebigen konventionellen Art und Weise durch physikalische Werte dargestellt werden, wie zum Beispiel Spannungspegel oder Signalphasen. Diese logischen Werte können in der Form s = e^jϕ als Punkte auf dem Einheits kreis in der komplexen Ebene dargestellt werden, wo j = √–1 und ϕ jeweils die Werte
annimmt.
Zum Beispiel können, wenn v = 4, die logischen Werte 0, 1, 2 und 3 durch die jeweiligen komplexen Werte 1, j, –1 und –j dargestellt werden. In dem allgemeinen Fall müssen die logischen Werte nicht auf die obigen beschränkt sein, das heißt, sie können beliebige komplexe Werte der Form s = m·ejϕ annehmen,
wo m eine beliebige Größe und ϕ eine beliebige Phase darstellen.
Der Seriell-zu-Parallel-Wandler 64 reagiert auf die Datenreihe 63 und wandelt die Datenreihe 63 in die parallelen Datenwörter 74, die ihrerseits in den Kanalcodierer 66 für eine Blockcodierung eingegeben werden, um eine Fehlersteuerung zu verbessern. Die Codewortvektoren 75, die von dem Kanalcodierer 66 ausgegeben werden, werden durch den Maskenvektor 72 in dem Kombinierer 68 transformiert und dann wird eine Ausgabe von dem Kombinierer 68 der Bank von k identischen Modulatoren 70 zugeführt, um schließlich ein Ausgangssignal 76 zu erzeugen, das über eine zusammengesetzte Signaleinhüllende 78 verfügt, die für eine Übertragung geeignet ist. Jeder Modulator in der Bank von k Modulatoren 70 wird einer bestimmten Unterkanalfrequenz zugewiesen, während ein Abstand zwischen Unterkanälen orthogonal ist, das heißt, es gibt keine Interferenz zwischen Un terkanälen (Trägern). Eine betriebsbedingte Steuerung des Mehrträgersenders(-transceivers, oder -empfängers) wird, was leicht einzusehen ist, durch einen Mikroprozessor (nicht gezeigt) durchgeführt.
Es wird kurz auf 5 Bezug genommen, darin wird ein Format für die Codewortvektoren 75 gezeigt. Jeder Codewortvektor 75 umfasst k binäre Ziffern (Bits), die als n Informationsbits 80 und k–n Paritätsprüfbits 82 zugeordnet werden, wobei die Länge des Codewortvektors 75 die Zahl von Unterkanälen (Trägern) definiert und somit die Zahl von Modulatoren, die in der Mehrträgerübertragung verwendet werden. Die Codewortvektoren 75 und der Maskenvektor 72 haben die selbe Länge, nämlich k Bits. Die k–n Paritätsbits werden durch den Kanalcodierungsprozess zur Verfügung gestellt.
Die zusammengesetzte Einhüllende 78 des Mehrträgersignals kann mathematisch als: u(t) = √r(t)r*(t) ausgedrückt werden, worin das übertragene Signal
und r*(t) der komplexe Kehrwert ist; s_i(t) sind die parallelen Daten des i-ten Trägers; und f_i ist die Frequenz des i-ten Trägers. Die Einhüllendenleistung ist u(t)².
Es ist klar, dass lineare Blockcodes, wie zum Beispiel jene, die im Zusammenhang mit der vorliegenden Erfindung betrachtet werden, notwendigerweise das Alle-Nullen-Codewort umfassen. Dieses Codewort erzeugt die größte mögliche PEP für ein OFDM-System. Um diese PEP zu verhindern (und die Probleme, die mit ihrem periodischen Auftreten verknüpft sind), kombiniert die beschriebene Ausführungsform der vorliegenden Erfindung die entsprechenden Bits des Codewortvektors 75 vor der Modulation durch eine bitweise Addition modulo 2 mit entsprechenden Bits in dem Maskenvektor 72 und stellt somit eine Vorverarbeitung der Daten zur Verfügung, um ein verringertes PMEPR in dem Ausgangssignal 76 zu erzeugen. In dem Fall, wo v > 2, wird die Addition symbolweise modulo-v durchgeführt. In dem allgemeinen Fall (s = m·e^jϕ) wird die Kombination durch die symbolweise Multiplikation des Codewortvektors 75 und des Maskenvektors 72, in komplexer Form dargestellt, durchgeführt.
Im Besonderen ist erkannt worden, dass, da die Zahl n von Informationsbits 80 in dem Codewortvektor 75 fest ist (durch die Robustheit, die durch die Paritätsbits des für das System ausgewählten Codes, zum Beispiel ein Golay-Code verglichen mit einem Hamming-Code, bereitgestellt wird), die Zahl der möglichen Codewortvektoren 75 endlich ist, nämlich 2ⁿ. Die Zahl von Kombinationen für die Maskenvektoren ist jedoch 2^k, eine Zahl von Kombinationen, die üblicherweise sehr viel größer ist. Der Maskenvektor 72 wird daher so ausgewählt, dass er sich nicht mit einem beliebigen der möglichen Codewortvektoren 75 überschneidet, und seine Addition ähnelt nicht dem Alle-Null-Fall in der Modulationsdomaine. Tatsächlich verwendet die vorliegende Erfindung die durch die Einbeziehung von Paritätsprüfbits in das Codierschema bereitgestellte Redundanz; das heißt, eines der zusätzlichen Wörter (die durch die Einbeziehung von mindestens einem Paritätsprüfbit zur Verfügung gestellt werden und die keinen gültigen Codewortvektor bilden) wird für den Maskenvektor verwendet.
Obwohl es viele Techniken gibt, um die Ähnlichkeiten zwischen zwei Vektoren zu bestimmen (zum Beispiel Korrelation), wird in dieser Ausführungsform der vorliegenden Erfindung das Konzept einer Minimierung des euklidischen Abstandes zwischen zwei Vektoren verwendet, um eine Auswahl des Maskenvektors 72 abzuschätzen. Der euklidische Abstand d zwischen den zweikomplexen k-Bit-Vektoren a = (a(1), a(2), a(3), ..., a(k)) und b = (b(1), b(2), b(3), ..., b(k)) wird durch
definiert und nachstehend als ||a – b||bezeichnet.
Es ist klar, dass, um den euklidischen Abstand in dem Fall, dass die logischen Werte 0 bis v – 1 betragen, abzuleiten, diese Werte zuerst, wie oben beschrieben, als Punkte auf dem Einheitskreis in der komplexen Ebene dargestellt werden müssen.
6 stellt ein Verfahren dar, durch das der Maskenvektor 72 (ein Einzeldatenwort mit einer Länge von k-Bits) zur Verwendung in dem Mehrträgertransceiver von 4 bestimmt wird. Im Besonderen werden alle möglichen 2^k mögliche k-Bit-Vektoren p_i erzeugt und die jeweiligen Bits dieser Vektoren p_i werden durch einen geeigneten Modulator von der Bank von k-Modulatoren 70 moduliert, um PEP-Werte für jeden der möglichen Vektoren p_i zu erhalten. Die Gruppe 90 der Vektoren p_i, die alle nicht berücksichtigten 2ⁿ Codewortvektoren 75 umfassen, und die verbleibende Gruppe 92 von (2^k–2ⁿ) Vektoren p_i werden tabellarisch angeordnet, um eine assoziative Karte zu erzeugen, die in der Reihenfolge der PEP-Größe 94 geordnet ist. Von dieser mit einer Rangordnung versehenen Reihenfolge der verbleibenden Gruppe 92 von Vektoren p_i wird zunächst eine Teilmenge 96 der 2ⁿ ersten (niedrigsten) Vektoren p_i ausgewählt. Diese Teilmenge 96 stellt eine erste Teilmenge von Trainingvektoren dar, die möglicherweise genau die selben paarweisen euklidischen Abstandeigenschaften besitzen, wie die durch den Kanalcodierer 66 erzeugten 2ⁿ Codewortvektoren 75, aber mit einem verringerten PMEPR für die zusammengesetzte Einhüllende 78. (In dem Fall von binären logischen Werten ist ein Bewahren der paarweisen euklidischen Abstandseigenschaften zu einem Bewahren von paarweisen hammingschen Abstandseigenschaften äquivalent).
Um die Ähnlichkeit zwischen dem Satz von Codewörtern 90 und der Teilmenge 96 abzuschätzen, wird jeder Codewortvektor durch einen Prüfmaskenvektor ω modifiziert, der die folgende Gleichung erfüllt: ω = pi*ch für bestimmte jeweilige Werte von i und h, wo i und h Indizes sind und * ein bitweise exklusives ODER (Addition modulo-2) anzeigt, c_h der h-te Codewortvektor und p_i ein Trainingvektor in der Teilmenge 96 ist. Im Besonderen, wenn wir (beispielsweise) einen Satz von Blockcodewörtern 90 betrachten, der aus vier alternativen Codes besteht, dann ist die erste Teilmenge von Trainingvektoren 96 so angeordnet, dass sie vier Trainingvektoren umfasst (die die vier niedrigsten PEP-Werte aufweisen). Ein erstes Mitglied 97 des Satzes von Codewortvektoren wird mathematisch mit einem ersten Mitglied 98 der Teilmenge von Trainingvektoren kombiniert (in dieser Ausführungsform durch eine exklusive ODER-Funktion), um einen ersten Prüfmaskenvektor zu erzeugen. Der erste Prüfmaskenvektor wird dann systematisch angewendet, um jeden der vier Codewortvektoren in einem Versuch zu modifizieren, Nullwerte für die euklidischen Abstände d_ih zwischen allen modifizierten Codewortvektoren und eine Permutation aller Mitglieder der ersten Teilmenge 96 von Trainingvektoren, gemäß der folgenden Gleichung, zu erhalten: dih = ||pi – ω*ch||
In dem Fall jedoch, dass ein beliebiger euklidischer Nicht-Null-Abstand erfasst wird, muss der erste Prüfmaskenvektor verworfen und ein zweiter Prüfmaskenvektor, vielleicht von dem selben Codewortvektor, der verwendet wird, um den ersten Prüfmaskenvektor zu berechnen, in Kombination mit einem anderen Trainingvektor 99 aus der Teilmenge 96 mit dem nächst niedrigsten PEP-Wert berechnet werden. Der zweite Prüfmaskenvektor wird dann systematisch angewendet, um jeden der vier Codewortvektoren in einem Versuch zu modifizieren, einen Nullwert für den euklidischen Abstand zwischen allen modifizierten Codewortvektoren und eine Permutation von allen Mitgliedern der ersten Teilmenge der Trainingvektoren 96 zu erhalten. Wieder wird, wenn ein euklidischer Nicht-Null-Abstand erfasst wird, der zweite Prüfmaskenvektor verworfen und ein anderer (neuer) Prüfmaskenvektor erzeugt. Mit Codewortvektoren und der ersten Teilmenge der Trainingsvektoren 96 können eindeutig sechzehn mögliche Prüfmaskenvektoren systematisch erzeugt und in der Hoffnung angewendet werden, euklidische Null-Abstände (und somit eine direkte Abbildung) zwischen allen modifizierten Codewortvektoren und eine Permutation aller Trainingsvektoren zu finden. Es kann jedoch sein, dass keiner der sechzehn möglichen Prüfmaskenvektoren eine direkte Abbildung erzeugt und somit ist es notwendig, die Zahl von Trainingsvektoren zu erhöhen und somit eine größere Teilmenge 100 zu erzeugen, die (2ⁿ + 1) Trainingsvektoren enthält. Es wird bevorzugt, dass die größere Teilmenge einfach durch die Addition des Trainingsvektors erhöht wird, der die nächst-niedrigste PEP in der Reihenfolge der Rangordnung hat. Die Suche nach dem Prüfmaskenvektor, der ein euklidisches Alles-Null-Abstands-Ergebnis zur Verfügung stellt, wird dann mit dieser vergrößerten Teilmenge 100 fortgesetzt. Wenn nötig, wird die Zahl von Trainingsvektoren wieder erhöht, so dass sich die Größe der Teilmenge von Trainingsvektoren der Größe des universalen Satzes 102 von (2^k–2ⁿ) möglichen Trainingsvektoren annähert. Die in 6 gezeigten Abbildungen stellen dar, wie die Prüfmaskenvektoren abgeleitet werden und wie sie angewendet werden, um den Maskenvektor 72 zu bestimmen.
Es ist nun klar, dass der Prüfmaskenvektor für jede beliebige Gruppe von Berechnungen konstant ist und nicht modifiziert wird, bis ein euklidischer Nicht-Null-Abstand erkannt wird. Dies ist aus zwei Gründen notwendig: erstens müssen die paarweisen euklidischen Abstandeigenschaften des Blockcodes für alle möglichen Codewortvektoren 90 aufrecht erhalten werden; und zweitens ist nur eine Abbildung der c_h-Codewortvektoren auf die p_i-Trainingsvektoren erforderlich. Daher stellt der erste angetroffene Prüfmaskenvektor, der den Satz von Codewortvektoren auf einen Satz von Trainingsvektoren abbildet, der identische paarweise euklidi sche Abstandseigenschaften hat, eine gewünschte Transformation dar und wird daher als der Maskenvektor 72 für das System nominiert. Tatsächlich stellt eine Verwendung des Maskenvektors sicher, dass das ungünstigste Alle-Null-Codewort nie übertragen wird.
Das beschriebene Verfahren zum Auswählen des Maskenvektors erfüllt die folgende Regel:
WENN [der euklidische Abstand für alle Codewörter Null ist] DANN [ω als den optimalen Gewichtsvektor akzeptieren]
SONST [Größe des Trainingsatzes erhöhen]
ENDE
Um die Berechnungen zu verringern, kann es wünschenswert sein, eine erste Teilmenge auszuwählen die mehr als 2ⁿ Trainingsvektoren umfasst, und/oder die Größe der Trainingteilmenge durch mehr als Eins gleichzeitig zu inkrementieren; unter diesen Umständen ist es jedoch möglich, dass das resultierende PMEPR größer sein kann als der optimale Wert.
7 ist eine graphische Darstellung, die eine Zeitbereichsdarstellung einer durch den Mehrträgertransceiver von 4 verwendeten Wellenform dem Zeitbereichssignal des Mehrträgersystems von 2 gegenüberstellt. Im Gegensatz zu der Zeitbereichseinhüllenden 30 nach dem Stand der Technik, hat eine Anwendung des Maskenvektors 72 auf jeden Codewortvektor 75 für jeden Unterkanal den Effekt, dass das PMEPR verringert wird. Die neue zusammengesetzte Signaleinhüllende 78 verfügt über verringerte PEP-Spikes, die durch einen Bereich getrennt sind, der über ein neues Signalprofil 110 verfügt, das weniger extreme Abweichungen erfährt, als das der zusammengesetzten Signaleinhüllenden 30 nach dem Stand der Technik.
Eine Verwendung des Codierschemas der vorliegenden Erfindung erlaubt vorteilhafter Weise die Verwendung von linearen Verstärkern in einer effizienteren Weise, da der PEP-Wert der zusammengesetzten Signaleinhüllenden verringert ist und die Spitzen-zu-Spitzen-Schwankung der Leistung der zusammengesetzten Signaleinhüllenden entsprechend verringert ist. Diese Verringerungen im Leistungsprofil der Einhüllenden stellen die Fähigkeit zur Verfügung, den Verstärker bei einem Betriebspunkt zu betreiben, der in Richtung seines nicht-linearen Bereiches liegt und erfordern kein Clipping des Verstärkers. Für eine spezifische regulatorische Spitzenleistungsbeschränkung gibt es weiterhin für einen Sender, der die vorliegende Erfindung verwendet, einen Anstieg in einem Übertragungsbereich, da die durchschnittliche Leistung in einer zusammengesetzten Signaleinhüllenden erhöht wird. Außerdem verschlechtert eine Verwendung des Codierschemas der vorliegenden Erfindung nicht die spektrale Effizienz, weil der Maskenvektor aus einer Codierredundanz abgeleitet wird und Teil der Modulation ist. Daher sind keine zusätzlichen informationstragenden Teilträger-Unterkanäle erforderlich.
Zusätzlich beseitigt die Segmentierung von Breitbanddaten und ihre Übertragung über mehrere Schmalbandträger (Unterkanäle) den Bedarf an Hochgeschwindigkeitsentzerrern in Kommunikationssystemen.
Es wird noch einmal auf 4 Bezug genommen, darin wird ein Mehrträgerempfänger 62 gemäß der bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung gezeigt. Der Mehrträgerempfänger ist angeordnet, um ein Mehrträgersignal 76 mit einer zusammengesetzten Signaleinhüllenden 78 zu empfangen. Das empfangene Signal 76 wird einer Bank von k identischen Demodulatoren 112 zugeführt, wobei jeder Demodulator in der Bank von k Demodulatoren 112 einer bestimmten Unterkanalfrequenz zugewiesen wurde. Der Maskenvektor 72 (für eine Übertragung verwendet) wird in dem Kombinierer 116 den Signalen 114, die aus der Bank von k Demodulatoren 112 hervorgehen, zugeführt, um die Signale 114 in ein Signalformat 118 zu decodieren, das für ein Kanaldecodieren in dem Kanaldecodierer 120 geeignet ist. Die kanaldecodierten Signale 122 aus dem Kanaldecodierer 120 werden letztlich einer Datensenke 124, wie zum Beispiel einem Sichtgerät oder einem Tonschaltkreis, in einem parallelen oder seriellen Format zugeführt. In dem letzteren Fall wird ein Parallel/Seriell-Wandler 126 zwischen den Kanaldecodierer 120 und die Datensenke 124 angeordnet. Eine betriebsbedingte Steuerung des Mehrträgerempfängers 62 wird, was leicht zu verstehen ist, durch einen Mikroprozessor (nicht gezeigt) durchgeführt.
In einer alternativen Ausführungsform des Empfängers 61 der vorliegenden Erfindung kann der Kombinierer 116 weggelassen werden, vorausgesetzt, dass es eine Synchronisation über eine Datenpaketkopfzeile gibt (die analog zu einer Midambel-Synchronisationssequenz ist, die in einem Zeitschlitz, zum Beispiel eines GSM, übertragen wird). Es ist klar, dass das Vorkommen dieser Synchronisation verwendet werden kann, um eine Kanalphasenverschiebung (oder -rotation) zu entfernen, die dem Informationssignal 78 durch den Maskenvektor 72 hinzugefügt wurde. Deutlicher ausgedrückt, wird eine Synchronisationssequenz, die daher in dem Demodulator 112 notwendigerweise verwendet wird, so vorbe stimmt, dass der Maskenvektor 72 als ein Teil des zeitdispersiven Kanals (in 1 gezeigt) auftritt, mit dem Ergebnis, dass die Synchronisation und der Effekt des Maskenvektors während einer Demodulation entfernt werden. Folglich ist in dem Empfänger keine zusätzliche Verarbeitung erforderlich und eine Bewegung zu dem durch die vorliegende Erfindung angebotenen Codierschema umfasst keine Neu-Konstruktion von aktuellen Empfängern.
Es ist natürlich klar, dass die obige Beschreibung nur beispielhaft gegeben worden ist und dass innerhalb des Umfangs der Erfindung im Einzelnen Modifikationen vorgenommen werden können. Zum Beispiel muss der Maskenvektor nur einmal bestimmt werden und konstituiert daher eine feste Transformation des in den Kanalcodierer 66 implementierten Codes. Dementsprechend kann der Maskenvektor mit jedem Codewort in dem Code im voraus kombiniert und die resultierenden transformierten Codewörter in dem Kanalcodierer 66 gespeichert werden. Der Kanalcodierer codiert dann die Datenreihe 63 und wendet den Maskenvektor in einem einzelnen, kombinierten Betrieb an und der Kombinierer wird weggelassen. Eine ähnliche Modifikation kann in dem Empfänger 61 vorgenommen werden. Obwohl die obige Beschreibung die Erfindung in dem allgemeinen Kontext einer Funkübertragung diskutiert, ist klar, dass das Mehrträgersystem die Glasfasertechnologie als eine Kommunikationsresource für die Mehrfachinformationsträger verwenden kann. Zusätzlich wird berücksichtigt, dass, obwohl die Trainingvektoren der bevorzugten Ausführungsform in der Reihenfolge einer Rangordnung durch die PEP-Größe 94 angeordnet sind, die Funktion der Modulation, die der Kanalcodierung durch diese Rangordnung zur Verfügung gestellt wird, die Vorteile und Nutzen ergänzt, die durch das Codieren individueller Unterkanäle des Mehrträgersystems mit einem Maskenvektor erlangt werden, der von der inhärenten Codierredundanz abgeleitet wird. Somit ist es möglich, dass der Maskenvektor nicht optimiert werden kann, um eine zusammengesetzte Signaleinhüllende mit dem geringsten möglichen PMEPR zu erzeugen, obwohl die zusammengesetzte Signaleinhüllende ein verbessertes PMEPR hat.

Claims

Kommunikationsvorrichtung (60) zum simultanen Senden von Information auf mehreren Unterkanälen, wobei die Kommunikationsvorrichtung umfasst: eine Codierschaltung (66, 68) zum Codieren der Information für jeden der mehreren Unterkanäle, um Codewörter zu erzeugen; und eine Modulatorbank (70), die mit der Codierschaltung (66, 68) wirksam gekoppelt ist, um die Unterkanäle gemäß den Codewörtern zu modulieren, um eine zusammengesetzte Signaleinhüllende zu erzeugen, dadurch gekennzeichnet, dass die Codierschaltung (66, 68) umfasst: eine erste Codiereinrichtung (66) zum Codieren der Information für jeden der mehreren Unterkanäle mit einem ersten Codierschema, um eine kanalcodierte Information (75) zu erzeugen; und eine zweite Codiereinrichtung (68) zum Codieren der kanalcodierten Information (75) für jeden der mehreren Unterkanäle mit einem zweiten Codierschema, wobei das zweite Codierschema so eingerichtet ist, dass das zweite Codierschema aus einer aus einer Redundanz in dem ersten Codierschema abgeleiteten Transformation erzeugt wird, wobei das zweite Codierschema Codewörter erzeugt, die paarweise euklidische Abstandseigenschaften aufweisen, welche jenen derselben Information entsprechen, die allein durch das erste Codierschema codiert wurde, und wobei die Transformation so ausgewählt wird, dass eine modulierte zusammengesetzte Signaleinhüllende, die aus den Codewörtern abgeleitet ist, ein Spitzen-zu-Mittelwert-Einhüllenden-Leistungsverhältnis PMEPR aufweist, das relativ zu einem PMEPR für entsprechend modulierte Information vermindert ist, die allein durch das erste Codierschema codiert wurde.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Transformation (72) eine Funktion der allein durch das erste Codierschema (90) codierten Information und eines Satzes von Training-Vektoren (76) ist, der aus einer assoziativen Karte mit einer Rangordnung in aufsteigender Reihenfolge der Spitzeneinhüllendenleistung erhalten wird.
Kommunikationsvorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die Transformation die symbolmäßige Addition modulo-v eines konstanten Maskenvektors (72) zu Information enthält, die durch das erste Codierschema (75) codiert wurde, wobei 0, 1, ..., v – 1 mögliche Werte für jedes Symbol in der codierten Information repräsentieren.
Kommunikationsvorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei das erste Codierschema ein Linear-Fehlerkorrektur-Codierschema ist.
Kommunikationsvorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die Codewörter Binärsymbol-Codewörter sind.
Kommunikationsvorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die mehreren Unterkanäle ein Orthogonal-Frequenzteilungs-Multiplex aufweisen.
Kommunikationsvorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die Kommunikationsvorrichtung eine Funkkommunikationsvorrichtung ist.
Verfahren zum simultanen Übertragen von Information auf mehreren Unterkanälen, umfassend: codieren der Information für jeden der mehreren Unterkanäle, um Codewörter zu erzeugen; und Modulieren der Unterkanäle in Übereinstimmung mit den Codewörtern, um eine zusammengesetzte Signaleinhüllende zu erhalten, dadurch gekennzeichnet, dass die Information für jeden der mehreren Unterkanäle mit einem ersten Codierschema zum Erzeugen einer kanalcodierten Information (75) codiert wird, wobei die Codierung durch eine erste Codiereinrichtung (66) vorgenommen wird; und die kanalcodierte Information (75) für jeden der mehreren Unterkanäle mit einem zweiten Codierschema codiert wird, wobei die Codierung durch eine zweite Codiereinrichtung (68) vorgenommen wird, wobei das zweite Codierschema aus einer Transformation erzeugt wird, die aus Redundanz in dem ersten Codierschema abgeleitet wird, wobei das zweite Codierschema Codewörter erzeugt, die paarweise euklidische Abstandseigenschaften aufweisen, welche jenen derselben Information entsprechen, die allein durch das erste Codierschema codiert wurde, und wobei die Transformation so ausgewählt wird, dass eine modulierte zusammengesetzte Signaleinhüllende, die aus den Codewörtern abgeleitet ist, ein Spitzen-zu-Mittelwert-Einhüllenden-Leistungsverhältnis PMEPR aufweist, das relativ zu einem PMEPR für entsprechend modulierte Information vermindert ist, die allein durch das erste Codierschema codiert wurde.