JP2980914B2 - デジタル符号化伝送システム - Google Patents
デジタル符号化伝送システムInfo
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- JP2980914B2 JP2980914B2 JP63284053A JP28405388A JP2980914B2 JP 2980914 B2 JP2980914 B2 JP 2980914B2 JP 63284053 A JP63284053 A JP 63284053A JP 28405388 A JP28405388 A JP 28405388A JP 2980914 B2 JP2980914 B2 JP 2980914B2
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- signal
- phase
- psk
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/186—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying in which the information is carried by both the individual signal points and the subset to which the individual signal points belong, e.g. coset coding or related schemes
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 本発明はデジタル符号化された信号の伝送技術及び伝
送の間の信号品質の低下に対する抵抗を与えるための装
置、より詳細には、音声バンド、モデム、あるタイプの
無線伝送及び或るタイプの光ファイバ伝送において発生
する伝送の際のキャリヤ位相の変動に対する抵抗の必要
性をもつ非二進デジタル符号化変調スキーム（non−bin
ary digitally−coded modulation schemes）、例え
ば、格子符号化位相偏移キーイング（trellis−coded p
hase−shift−keying）に対する技術及び装置に関す
る。
送の間の信号品質の低下に対する抵抗を与えるための装
置、より詳細には、音声バンド、モデム、あるタイプの
無線伝送及び或るタイプの光ファイバ伝送において発生
する伝送の際のキャリヤ位相の変動に対する抵抗の必要
性をもつ非二進デジタル符号化変調スキーム（non−bin
ary digitally−coded modulation schemes）、例え
ば、格子符号化位相偏移キーイング（trellis−coded p
hase−shift−keying）に対する技術及び装置に関す
る。
通信媒体内を通じて受信機に伝送を行なうための通信
システム内において一般に使用されるデジタル符号化に
はその情報信号が初めデジタル ソース データである
場合、或はデジタル信号に変換されている場合は２つの
タイプが存在する。最初のタイプは、通常、信号を所望
の或は標準のフォーマット、例えば、多重化に適当なフ
ォーマットにするために信号になされる符号化である。
第２のタイプの符号化は、通常、チャネル符号化（chan
nel coding）と呼ばれ、通信媒体を通じての伝送の際の
信号品質の劣化を防ぐ目的を持つ。
システム内において一般に使用されるデジタル符号化に
はその情報信号が初めデジタル ソース データである
場合、或はデジタル信号に変換されている場合は２つの
タイプが存在する。最初のタイプは、通常、信号を所望
の或は標準のフォーマット、例えば、多重化に適当なフ
ォーマットにするために信号になされる符号化である。
第２のタイプの符号化は、通常、チャネル符号化（chan
nel coding）と呼ばれ、通信媒体を通じての伝送の際の
信号品質の劣化を防ぐ目的を持つ。
チャネル符号化の一般的なタイプはブロック符号化
（blok coding）として知られている。ブロック符号化
は、通常、複数のビット並びにエラー検出及び／或は修
正を助けるようにこれと関連する複数の追加のビットを
持つ。もう１つのタイプのチャネル符号化はコンボリュ
ーショナル コーディング（convolutional coding）で
あり、チェック ビットが連続したデータ流の中に周期
的に挿入される。
（blok coding）として知られている。ブロック符号化
は、通常、複数のビット並びにエラー検出及び／或は修
正を助けるようにこれと関連する複数の追加のビットを
持つ。もう１つのタイプのチャネル符号化はコンボリュ
ーショナル コーディング（convolutional coding）で
あり、チェック ビットが連続したデータ流の中に周期
的に挿入される。
今日の通信技術の大きな問題の１つは高い需要が発生
する個々の全てのチャネルの通信容量をタイプに無関係
に完全に効果的に使用することである。以下の例は完全
ではないがこの問題の大きさを示す。
する個々の全てのチャネルの通信容量をタイプに無関係
に完全に効果的に使用することである。以下の例は完全
ではないがこの問題の大きさを示す。
移動無線通信では、ある地域市場においては、需要が
あまりにも急速に増加したため最新のセラー技術（cell
ular techniques）でさえ他の技術による補強を必要と
する。
あまりにも急速に増加したため最新のセラー技術（cell
ular techniques）でさえ他の技術による補強を必要と
する。
更に、ローカル ループ及び主要市外リンクとして格
付けされていない通信リンク内で光ファイバを使用する
まだ芽ばえたばかりの市場では、ときおりの需要からそ
のファイバのバンド幅をより完全に効果的に活用するた
めの技術が必要となることが予期される。
付けされていない通信リンク内で光ファイバを使用する
まだ芽ばえたばかりの市場では、ときおりの需要からそ
のファイバのバンド幅をより完全に効果的に活用するた
めの技術が必要となることが予期される。
然しながら、従来のチャネル符号化は、実際には、伝
送される使用可能な同一の正味情報に対して追加のチェ
ック ビットが挿入されるため多くのバンド幅を使用す
る。
送される使用可能な同一の正味情報に対して追加のチェ
ック ビットが挿入されるため多くのバンド幅を使用す
る。
容量問題に対する１つのセットの解決法は非二進デジ
タル変調（nonbinary digital modulation）及び符号化
スキーム（coding schemes）、より正しくは、適当なマ
ッピング規則によって結合された非二進デジタル変調と
チャネル符号化を用いる。
タル変調（nonbinary digital modulation）及び符号化
スキーム（coding schemes）、より正しくは、適当なマ
ッピング規則によって結合された非二進デジタル変調と
チャネル符号化を用いる。
例えば、直角振幅変調と位相偏移キーイングは両方と
もこれらをチャネル符号化と結合してさまざまな効率を
達成し、終局的には、それが無線であるか光ファイバで
あるか無関係にチャネルの利用可能な通信バンド幅が効
果的に活用されることを実現するようなマッピング規則
に容易にかなう。
もこれらをチャネル符号化と結合してさまざまな効率を
達成し、終局的には、それが無線であるか光ファイバで
あるか無関係にチャネルの利用可能な通信バンド幅が効
果的に活用されることを実現するようなマッピング規則
に容易にかなう。
ここで主な興味の対象となるクラスの非二進デジタル
信号は位相偏移キーイング（以降PSKと呼ばれる）を使
用するものである。こうして結合された変調及び符号化
スキームは格子符号化（trellis coding）として知られ
ている。
信号は位相偏移キーイング（以降PSKと呼ばれる）を使
用するものである。こうして結合された変調及び符号化
スキームは格子符号化（trellis coding）として知られ
ている。
例えば、４−PSKにおいて、１つの信号がデジタル的
に情報の２ビットを伝送するキャリヤ信号の４つの離散
位相によって表わされる。このスキームは同一のバンド
幅を占める２−PSK信号の２倍の譲歩速度をもつ。理論
的には、更に高い情報の速度を８−PSK、或は16−PSK
（Ｍ−アレイPSKと一般化でき、ここでＭ＝２、４、
８、16等である）によって達成が可能である。例えば、
同一の情報を８−PSK信号の個々の位相として表わすた
めには３つの二進ビットが必要とされる。
に情報の２ビットを伝送するキャリヤ信号の４つの離散
位相によって表わされる。このスキームは同一のバンド
幅を占める２−PSK信号の２倍の譲歩速度をもつ。理論
的には、更に高い情報の速度を８−PSK、或は16−PSK
（Ｍ−アレイPSKと一般化でき、ここでＭ＝２、４、
８、16等である）によって達成が可能である。例えば、
同一の情報を８−PSK信号の個々の位相として表わすた
めには３つの二進ビットが必要とされる。
しかし、PSKにて生成された信号の実際の相対位相を
調べると（これはこれらを相対位相の極座標プロットに
て表わすことによって最も簡単にできる）、４−PSKシ
ステムは状態間に90゜の最小位相差を持ち；そして８−
PSKシステムはたった45゜の状態間の最小位相差をもつ
ことがわかる。従って、信号内の情報を伝送の際にチャ
ネル内で発生するランダム位相変動及びランダム附加的
ノイズ（random additive noise）に対して保存するた
めの追加のステップをとることが要求される。同様に、
信号を劣化させる受信機内で発生するキャリヤ位相オフ
セットの変動も幾つかのモデムでのみよくみかける問題
である。
調べると（これはこれらを相対位相の極座標プロットに
て表わすことによって最も簡単にできる）、４−PSKシ
ステムは状態間に90゜の最小位相差を持ち；そして８−
PSKシステムはたった45゜の状態間の最小位相差をもつ
ことがわかる。従って、信号内の情報を伝送の際にチャ
ネル内で発生するランダム位相変動及びランダム附加的
ノイズ（random additive noise）に対して保存するた
めの追加のステップをとることが要求される。同様に、
信号を劣化させる受信機内で発生するキャリヤ位相オフ
セットの変動も幾つかのモデムでのみよくみかける問題
である。
ランダム附加的ノイズの影響の問題を克服するために
今日まで使用されてきた一般的な技術の１つは、一般的
にコンボリューショナル コーディングとして特性化で
きる方法である。
今日まで使用されてきた一般的な技術の１つは、一般的
にコンボリューショナル コーディングとして特性化で
きる方法である。
このコードにおいては、k1個の入力情報ビットに対応
してn1個の出力チャンネルビットが生成されるように、
入力情報ビットを有限メモリをもつ線形のネットワーク
に通過させる。このコードは、（コードメモリが状態の
数を定義する）有限状態“格子（トレリス）”によって
記述することができる。この“格子”記述は、これが符
号化メモリ（コーディング メモリ）を用いることによ
って生成される引き続く状態間での許容される変化の増
分特性を示唆するから適している。
してn1個の出力チャンネルビットが生成されるように、
入力情報ビットを有限メモリをもつ線形のネットワーク
に通過させる。このコードは、（コードメモリが状態の
数を定義する）有限状態“格子（トレリス）”によって
記述することができる。この“格子”記述は、これが符
号化メモリ（コーディング メモリ）を用いることによ
って生成される引き続く状態間での許容される変化の増
分特性を示唆するから適している。
このタイプのコンボリューショナル コーディングが
位相偏移キーイング、或は他の非二進タイプの変調、例
えば、直角振幅変調と、チャネル内のバンド幅の使用を
維持し、附加的ノイズの影響を克服するための両方の目
的に選択された変調フォーマットに結合される。一般
に、この符号化と変調の結合は格子符号化変調（trilli
s coded modulation）と呼ばれる。
位相偏移キーイング、或は他の非二進タイプの変調、例
えば、直角振幅変調と、チャネル内のバンド幅の使用を
維持し、附加的ノイズの影響を克服するための両方の目
的に選択された変調フォーマットに結合される。一般
に、この符号化と変調の結合は格子符号化変調（trilli
s coded modulation）と呼ばれる。
過去においては、単純な８−PSKの符号化は商業的な
実際の使用においては４−PSKと比較し多少の利点のみ
があることがわかっていた。格子符号化８−PSKシステ
ムはジー．アンガーボエック（G.Ungerboeck）によって
開発され、IEEEトランザクション オン インフォメー
ションセオリー（IEEE Transaction on Information Th
eory）、Vol.1T−28、No.1、ページ55−56、1982年１月
号に記載の彼の論文［多重レベル／位相信号によるチャ
ネル符号化（Channel Coding with Multilevel/Phase S
ignals）］において開示されている。このいわゆるアン
ガーボエック符号化は理論的に可能な長所の一部を得る
ためにコンボリューショナル符号化出力ビットと離散位
相値を組合わせた変調フォーマットを用いる。８−PSK
と速度2/3コンボリューショナル コード（つまり、上
の説明によると速度＝k1/n1＝2/3）との組み合わせは
“最小ユークリッド距離（minimum Euclidean distanc
e）”と呼ばれる交互する信号（alternative signals）
のコード関連特性（code−related property）が向上す
るように行なわれる。この最小ユークリッド距離を可能
な限り大きく保つと伝送の間の劣化に対して信号が保護
される傾向がある。この長所がここでは符号化されない
４−PSK（これはより小さなユークリッド距離をもつ）
ではなく符号化された８−PSKで、使用されるバンド幅
を広げることなく得られる。
実際の使用においては４−PSKと比較し多少の利点のみ
があることがわかっていた。格子符号化８−PSKシステ
ムはジー．アンガーボエック（G.Ungerboeck）によって
開発され、IEEEトランザクション オン インフォメー
ションセオリー（IEEE Transaction on Information Th
eory）、Vol.1T−28、No.1、ページ55−56、1982年１月
号に記載の彼の論文［多重レベル／位相信号によるチャ
ネル符号化（Channel Coding with Multilevel/Phase S
ignals）］において開示されている。このいわゆるアン
ガーボエック符号化は理論的に可能な長所の一部を得る
ためにコンボリューショナル符号化出力ビットと離散位
相値を組合わせた変調フォーマットを用いる。８−PSK
と速度2/3コンボリューショナル コード（つまり、上
の説明によると速度＝k1/n1＝2/3）との組み合わせは
“最小ユークリッド距離（minimum Euclidean distanc
e）”と呼ばれる交互する信号（alternative signals）
のコード関連特性（code−related property）が向上す
るように行なわれる。この最小ユークリッド距離を可能
な限り大きく保つと伝送の間の劣化に対して信号が保護
される傾向がある。この長所がここでは符号化されない
４−PSK（これはより小さなユークリッド距離をもつ）
ではなく符号化された８−PSKで、使用されるバンド幅
を広げることなく得られる。
アンガーボエック符号化（例えば、格子符号化多重レ
ベル／位相偏移キーイング タイプの変調）に対する様
々な修正及び改良がここ数年の間になされている。これ
に関しては、例えば、（１）エル．エフ．ウィー（L.F.
Wei）によってアイイーイーイー ジャーナル オン
セレクテッド エリア イン コミュニケーションズ
（IEEE Journal on Selected Areas in Communication
s）Vol.SAC−２、No.5.、ページ659−671、1984年９月
号に発表の論文［拡張信号スペースをもつ回転的に不変
のコンボリューショナル チャネル符号化−パート1:18
0゜（Rotationally Invariant Convolutional Channel
Coding with Expanded Signal Space−Part1:180
゜）］；（２）エムアーダー（M.Oerder）によってICC
'85、シカゴ、IL、1985年６月、ページ18.1.1−18.1.5
に発表の論文［MPSK変調に対する回転的に不変な格子コ
ード（Rotationally Invariant Trellis Codes for MPA
K Modulation）］；（３）ジー．アンガーボエック（G.
Ungerboeck）、ジェイ．ハゲンノアー（J.Hagenaue
r）、テー．アブデル ナビ（T.Abdel−Nabi）によって
デジタル衛生通信に関する第７回国際会議（7th Intern
ational Conference no Digital Satellite）、1986年
５月、ミュンヘン開催の議事録ICDSCのページ299−304
に発表の論文［INTELSAT SCPC−システム用の符号化８
−PSK実験モデム（Coded 8−PSK Experimental Modems
for The INTELSAT SCPS−System）］；（４）エムバー
テルスミアー（M.Bertelsmeier）によってIEEE国際電気
通信会議（IEEE Global Telecommunication Conferenc
e）、GLOBECOM '86、ホーストン（Houston）、TX、1986
年12月開催の議事録のページ38.4.1−38.4.5に発表の論
文［向上したキャリヤ位相追跡能力をもつ修正された符
号化８−位相偏移キーイング（Modified Coded Octal P
hase−Shift−Keying with Improved Carrier−Phase T
racking Ability）］；及び（５）ジー．アンガーボエ
ック（G.Ungerboeck）によってIEEEコミュニケーション
マガジン（IEEE Communications Magazine）、Vol.2
5、No.2、ページ５−21、1987年号に掲載の論文［冗長
信号セットをもつ格子符号化変調−パートＩ及びII（Tr
ellis Coded Modulation with Redundant Signal Set
s、Part I及びPtart II）］を参照すること。
ベル／位相偏移キーイング タイプの変調）に対する様
々な修正及び改良がここ数年の間になされている。これ
に関しては、例えば、（１）エル．エフ．ウィー（L.F.
Wei）によってアイイーイーイー ジャーナル オン
セレクテッド エリア イン コミュニケーションズ
（IEEE Journal on Selected Areas in Communication
s）Vol.SAC−２、No.5.、ページ659−671、1984年９月
号に発表の論文［拡張信号スペースをもつ回転的に不変
のコンボリューショナル チャネル符号化−パート1:18
0゜（Rotationally Invariant Convolutional Channel
Coding with Expanded Signal Space−Part1:180
゜）］；（２）エムアーダー（M.Oerder）によってICC
'85、シカゴ、IL、1985年６月、ページ18.1.1−18.1.5
に発表の論文［MPSK変調に対する回転的に不変な格子コ
ード（Rotationally Invariant Trellis Codes for MPA
K Modulation）］；（３）ジー．アンガーボエック（G.
Ungerboeck）、ジェイ．ハゲンノアー（J.Hagenaue
r）、テー．アブデル ナビ（T.Abdel−Nabi）によって
デジタル衛生通信に関する第７回国際会議（7th Intern
ational Conference no Digital Satellite）、1986年
５月、ミュンヘン開催の議事録ICDSCのページ299−304
に発表の論文［INTELSAT SCPC−システム用の符号化８
−PSK実験モデム（Coded 8−PSK Experimental Modems
for The INTELSAT SCPS−System）］；（４）エムバー
テルスミアー（M.Bertelsmeier）によってIEEE国際電気
通信会議（IEEE Global Telecommunication Conferenc
e）、GLOBECOM '86、ホーストン（Houston）、TX、1986
年12月開催の議事録のページ38.4.1−38.4.5に発表の論
文［向上したキャリヤ位相追跡能力をもつ修正された符
号化８−位相偏移キーイング（Modified Coded Octal P
hase−Shift−Keying with Improved Carrier−Phase T
racking Ability）］；及び（５）ジー．アンガーボエ
ック（G.Ungerboeck）によってIEEEコミュニケーション
マガジン（IEEE Communications Magazine）、Vol.2
5、No.2、ページ５−21、1987年号に掲載の論文［冗長
信号セットをもつ格子符号化変調−パートＩ及びII（Tr
ellis Coded Modulation with Redundant Signal Set
s、Part I及びPtart II）］を参照すること。
しかしながらまだ現在の多重レベル／位相偏移キーイ
ング システムの代表である格子符号化（trellis−cod
ed）８−PSKシステムの位相感度及びこの限られたプル
イン レンジ（pull in range）（約22゜）の点で問
題が残る。少なくともこの程度の大きさのキャリヤ位相
の変動は移動無線信号において、例えば、地域的或はト
ポロジカル的要因によって、或はフェーディング チャ
ネル、不安定な発振、不完全なキャリヤ回復或はこれら
の組合わせをもつ他のシステム内において容易に遭遇さ
れる。後者の３つのタイプの問題はモデム内、及び移動
無線伝送及びローカル ループを含む短い光ファイバ通
信リンク内の両方で遭遇され、これらはこれら問題をこ
れらの発端において阻止することは経済的に不可能であ
る。位相エラーがプル イン レンジ或は間隔を外れる
と、キャリヤの回復が失敗し、長いエラー バーストを
もつランダム ウォーク（random walk）状態が発生す
る。
ング システムの代表である格子符号化（trellis−cod
ed）８−PSKシステムの位相感度及びこの限られたプル
イン レンジ（pull in range）（約22゜）の点で問
題が残る。少なくともこの程度の大きさのキャリヤ位相
の変動は移動無線信号において、例えば、地域的或はト
ポロジカル的要因によって、或はフェーディング チャ
ネル、不安定な発振、不完全なキャリヤ回復或はこれら
の組合わせをもつ他のシステム内において容易に遭遇さ
れる。後者の３つのタイプの問題はモデム内、及び移動
無線伝送及びローカル ループを含む短い光ファイバ通
信リンク内の両方で遭遇され、これらはこれら問題をこ
れらの発端において阻止することは経済的に不可能であ
る。位相エラーがプル イン レンジ或は間隔を外れる
と、キャリヤの回復が失敗し、長いエラー バーストを
もつランダム ウォーク（random walk）状態が発生す
る。
従って、本発明の１つの目的はこの問題を解決するこ
と、つまり、これら信号の劣化に対する改良された保護
を提供することにある。
と、つまり、これら信号の劣化に対する改良された保護
を提供することにある。
本発明によると、上記の問題が変調値の数を時間の経
過と伴に受信機の所で再生される信号の劣化が低減され
るように変化させることによって解決される。本発明の
１つの特定の実施態様においては、例えば、格子符号化
８−PSK（速度2/3符号化）と４−PSK信号が時間的に交
互される方法が用いられる。一般化された中間レベルに
おいては、Ｍアレイ位相偏移キーイング（速度（ｎ−
１）/n）、ここで、Ｍ＝2n）符号化とＮアレイ（ここ
で、Ｎ＝2(n-1)）位相偏移キーイングがキャリヤ回復を
強化し、回復ループの“ランダム ウォーク”状態にお
けるエラー バーストの長さを減らすように時間的に交
互される。符号化プロセスからのビットの数は変わらな
いことに注意する。格子符号化プロセスはこのため全て
の時間を通じて同じように遂行される。然し、例えば、
変調の４−位相及び８−位相に対応する以降マッピング
と呼ばれる符号化の対応は符号化された位相シーケンス
の距離特性が保存されるような方法で周期的に変えられ
る。結果として時間変動マッピング規則が達成される
が、以降、これは変調フォーマットと呼ばれる。
過と伴に受信機の所で再生される信号の劣化が低減され
るように変化させることによって解決される。本発明の
１つの特定の実施態様においては、例えば、格子符号化
８−PSK（速度2/3符号化）と４−PSK信号が時間的に交
互される方法が用いられる。一般化された中間レベルに
おいては、Ｍアレイ位相偏移キーイング（速度（ｎ−
１）/n）、ここで、Ｍ＝2n）符号化とＮアレイ（ここ
で、Ｎ＝2(n-1)）位相偏移キーイングがキャリヤ回復を
強化し、回復ループの“ランダム ウォーク”状態にお
けるエラー バーストの長さを減らすように時間的に交
互される。符号化プロセスからのビットの数は変わらな
いことに注意する。格子符号化プロセスはこのため全て
の時間を通じて同じように遂行される。然し、例えば、
変調の４−位相及び８−位相に対応する以降マッピング
と呼ばれる符号化の対応は符号化された位相シーケンス
の距離特性が保存されるような方法で周期的に変えられ
る。結果として時間変動マッピング規則が達成される
が、以降、これは変調フォーマットと呼ばれる。
このマッピング規則は２つの符号化速度を１対１のベ
ースにて変えることを必要としない。マッピング規則
は、例えば、この単一の期間に対して、８−PSK（速度2
/3）、４−PSK;或は８−PSK（速度2/3）、４−PSK、４
−PSK;或は８−PSK（速度2/3）、８−PSK（速度2/3）、
４−PSK;或は８−PSK（速度2/3）、８−PSK（速度2/
3）、８−PSK（速度2/3）、４−PSK等であり得る。つま
り、８−PSKと４−PSKセクションの任意のパターンであ
り得る。但し、このマッピング規則は距離損失（distan
ce losses）を回避するために所定の要領で変えられな
ければならない。つまり、８−4A−4Bの変調フォーマッ
トは特定のマッピングをもつ８−PSKにマッピングＡを
もつ４−PSK及びマッピングＢを持つ４−PSKがつづくこ
とを意味する。
ースにて変えることを必要としない。マッピング規則
は、例えば、この単一の期間に対して、８−PSK（速度2
/3）、４−PSK;或は８−PSK（速度2/3）、４−PSK、４
−PSK;或は８−PSK（速度2/3）、８−PSK（速度2/3）、
４−PSK;或は８−PSK（速度2/3）、８−PSK（速度2/
3）、８−PSK（速度2/3）、４−PSK等であり得る。つま
り、８−PSKと４−PSKセクションの任意のパターンであ
り得る。但し、このマッピング規則は距離損失（distan
ce losses）を回避するために所定の要領で変えられな
ければならない。つまり、８−4A−4Bの変調フォーマッ
トは特定のマッピングをもつ８−PSKにマッピングＡを
もつ４−PSK及びマッピングＢを持つ４−PSKがつづくこ
とを意味する。
速度2/3コンボリューショナル コード（rate 2/3 co
nvolutional code）を使用する符号変８−PSKシステム/
4−PSKシステムに要求されるバンド幅は符号化されてな
い４−PSKシステムに要求されるバンド幅及び符号化さ
れた８−PSK（速度2/3）（従来のアンガーボエック符号
化）コンボリューショナル コードに要求されるバンド
幅と同一である。従って、一般的に、本発明による方法
は同一の情報を伝送するために最良の先行技術によるア
ンガーボエック コード以上のバンド幅は要求されな
い。
nvolutional code）を使用する符号変８−PSKシステム/
4−PSKシステムに要求されるバンド幅は符号化されてな
い４−PSKシステムに要求されるバンド幅及び符号化さ
れた８−PSK（速度2/3）（従来のアンガーボエック符号
化）コンボリューショナル コードに要求されるバンド
幅と同一である。従って、一般的に、本発明による方法
は同一の情報を伝送するために最良の先行技術によるア
ンガーボエック コード以上のバンド幅は要求されな
い。
本発明のハイブリッド時間可変手法が最良の先行技術
の“アンガーボエック”コードと（高チャンネルS/N比
で）同じ確率のビットエラーをもつが、同時にかなり少
ない“ランダム ウォーク”及び少なくて、かつ短いエ
ラーバーストをもつようなマッピング規則及びコンボリ
ューショナル コードが存在することは驚くべきことで
ある。こうして、プル イン レンジ及びキャリヤ回復
性能が向上される一方で、最小ユークリッド距離が減少
されないこととなる。
の“アンガーボエック”コードと（高チャンネルS/N比
で）同じ確率のビットエラーをもつが、同時にかなり少
ない“ランダム ウォーク”及び少なくて、かつ短いエ
ラーバーストをもつようなマッピング規則及びコンボリ
ューショナル コードが存在することは驚くべきことで
ある。こうして、プル イン レンジ及びキャリヤ回復
性能が向上される一方で、最小ユークリッド距離が減少
されないこととなる。
本発明は最初からコンピュータによって生成されたデ
ータ並びにアナログ デジタル変換を受けたアナログ情
報信号の両方に対して使用できる時間変動コーディング
概念を使用する。ここでは、情報のビット流への初期の
変換は扱われない。データは、パケット見出し（ヘッ
ダ）内に固有のワードをもつブロック（パケット）にて
伝送されるものと仮定される。キャリヤ位相、ビット、
タイミングなどは、パケット見出しを用いて得られ、こ
れらは次いでこのブロックを通して保持される。
ータ並びにアナログ デジタル変換を受けたアナログ情
報信号の両方に対して使用できる時間変動コーディング
概念を使用する。ここでは、情報のビット流への初期の
変換は扱われない。データは、パケット見出し（ヘッ
ダ）内に固有のワードをもつブロック（パケット）にて
伝送されるものと仮定される。キャリヤ位相、ビット、
タイミングなどは、パケット見出しを用いて得られ、こ
れらは次いでこのブロックを通して保持される。
前述の如く、格子符号化（trellis coded）８−PSK変
調（実際には、コンボリューショナル コードと位相変
調の結合）は、移動無線通信、或は光ファイバ網内にお
いて、例えば、通信媒体内のフェーディン、不安定な発
振器、或は不完全なキャリヤ回復が原因して遭遇される
キャリヤ位相変動に対して敏感である。
調（実際には、コンボリューショナル コードと位相変
調の結合）は、移動無線通信、或は光ファイバ網内にお
いて、例えば、通信媒体内のフェーディン、不安定な発
振器、或は不完全なキャリヤ回復が原因して遭遇される
キャリヤ位相変動に対して敏感である。
位相エラーが限界プル イン レンジ（limited pull
−in range）を外れた場合、或はキャリヤ回復が失敗し
た場合に、これらシステムの減損（impairment）を克服
するために、本発明の１つの好ましい実施態様において
は、コーディングを複数の離散変調値、より具体的には
速度2/3のコーディングをもつ格子符号化８−PSKと４−
PSKに時間の経過とともに交互してマッピングするため
のハイブリッド時間変動マッピングを使用する。この最
も単純なフォームおいては、これら異なる格子符号化信
号が単に時間の経過とともに交互されるが、より複雑な
パターンも可能であり、魅力的でもある。
−in range）を外れた場合、或はキャリヤ回復が失敗し
た場合に、これらシステムの減損（impairment）を克服
するために、本発明の１つの好ましい実施態様において
は、コーディングを複数の離散変調値、より具体的には
速度2/3のコーディングをもつ格子符号化８−PSKと４−
PSKに時間の経過とともに交互してマッピングするため
のハイブリッド時間変動マッピングを使用する。この最
も単純なフォームおいては、これら異なる格子符号化信
号が単に時間の経過とともに交互されるが、より複雑な
パターンも可能であり、魅力的でもある。
従来のコンボリューショナル符号化８−PSK伝送シス
テムと比較して、本発明のシステムは前述の問題を殆ど
の時間において回避することができる。つまり、これは
同期損失の確率、つまり結果としてバーストの発生を低
減させ、従って、平均して（フレーミング時間の終りま
での）この長さを低減する。最尤も受信機（しばしば、
Viterbi復号器と呼ばれる）この複雑さは影響されな
い。本発明によるシステムは単により厳密なフレーム同
期を好なうのみで、これは以下の説明のように簡単に行
なわれる。
テムと比較して、本発明のシステムは前述の問題を殆ど
の時間において回避することができる。つまり、これは
同期損失の確率、つまり結果としてバーストの発生を低
減させ、従って、平均して（フレーミング時間の終りま
での）この長さを低減する。最尤も受信機（しばしば、
Viterbi復号器と呼ばれる）この複雑さは影響されな
い。本発明によるシステムは単により厳密なフレーム同
期を好なうのみで、これは以下の説明のように簡単に行
なわれる。
第１図において、入力ビット流はＭ＝（ｎ−１）情報
ビット／語にて特性化できるものと想定する。これらビ
ットが次に（速度＝（ｎ−１）/n）コンボリューショナ
ル符号器11内においてｎビット／語に変換される。この
符号器11は複数のメモリ状態を持つがこの数はここでは
νと呼ばれる。このメモリ状態の数は必ずしもｎの値に
よって指定されないことに注意する。符号器11はその出
力を時間変動マッパー12に送り、マッパーはこの出力コ
ード ビットを第３図から第６図との関連において語に
説明されるようにPSK信号にマップする。符号器11及び
マッパー12の動作のこれら８−PSKモードは本質的に197
8年２月28日付でコサジカ（Csajka）及びアンガーボエ
ック（Ungerboeck）に公布された合衆国特許第4,077,02
1号のコンボリューショナル或は格子符号化変調に関す
る基本特許において開示される動作と同一であることに
注意する。この特許でのマッパーの開示が参照の目的で
ここに編入される。本発明によるマッパー12はここに開
示されるごとく、マッパーに変調器駆動信号の幾つかを
時間変動ベースにて、位相偏移キーイング変調器への入
力の所で他の変調器駆動信号にスイッチするための手段
を加える。マッパー12内の代替マッピングの詳細が後に
第３図、第５図及び第６図に示される。
ビット／語にて特性化できるものと想定する。これらビ
ットが次に（速度＝（ｎ−１）/n）コンボリューショナ
ル符号器11内においてｎビット／語に変換される。この
符号器11は複数のメモリ状態を持つがこの数はここでは
νと呼ばれる。このメモリ状態の数は必ずしもｎの値に
よって指定されないことに注意する。符号器11はその出
力を時間変動マッパー12に送り、マッパーはこの出力コ
ード ビットを第３図から第６図との関連において語に
説明されるようにPSK信号にマップする。符号器11及び
マッパー12の動作のこれら８−PSKモードは本質的に197
8年２月28日付でコサジカ（Csajka）及びアンガーボエ
ック（Ungerboeck）に公布された合衆国特許第4,077,02
1号のコンボリューショナル或は格子符号化変調に関す
る基本特許において開示される動作と同一であることに
注意する。この特許でのマッパーの開示が参照の目的で
ここに編入される。本発明によるマッパー12はここに開
示されるごとく、マッパーに変調器駆動信号の幾つかを
時間変動ベースにて、位相偏移キーイング変調器への入
力の所で他の変調器駆動信号にスイッチするための手段
を加える。マッパー12内の代替マッピングの詳細が後に
第３図、第５図及び第６図に示される。
変調器13は、位相偏移キーイングするための当分野に
おいて周知の任意のタイプのものでよいが、好ましく
は、第７図との関連で説明のような適当な変調されたデ
ジタル位相値が得られるようにイン フェーズ成分と直
交成分（Ｉ及びＱ成分）が結合されたタイプが用いられ
る。
おいて周知の任意のタイプのものでよいが、好ましく
は、第７図との関連で説明のような適当な変調されたデ
ジタル位相値が得られるようにイン フェーズ成分と直
交成分（Ｉ及びＱ成分）が結合されたタイプが用いられ
る。
一般的に、第１図の一般化された実施態様の動作にお
いて、マッパー内での本発明による時間変動マッピング
規則の使用は様々な可能な非二進信号値の等しくない確
率分布（unequal probability distribution）を与える
が；一方、従来の格子符号化Ｍ−PSKにおいては、典型
的には全ての2n信号値がランダム入力データが用いられ
た場合は同一の確率を持つ。これは従来の格子符号化Ｍ
−PSKが時間変動しないマッピング規則を用いるためで
ある。
いて、マッパー内での本発明による時間変動マッピング
規則の使用は様々な可能な非二進信号値の等しくない確
率分布（unequal probability distribution）を与える
が；一方、従来の格子符号化Ｍ−PSKにおいては、典型
的には全ての2n信号値がランダム入力データが用いられ
た場合は同一の確率を持つ。これは従来の格子符号化Ｍ
−PSKが時間変動しないマッピング規則を用いるためで
ある。
速度2/3のコーディングをもつ８−PSKの特定のシステ
ムの様々なパラメータが第２図から第６図に示される。
第２図は一例として信号のコンボリューションを行なう
ためにメモリの２ビットを使用する符号器自体の略図を
示す。ここで、入力ビット流を２ビットごとに分けるも
のと想定する（この全く逆が受信機内において遂行され
る）。最初のこれら２ビットは符号器のメモリ ブラン
チに向けられ、これは結果として、メモリ セル22内に
在中するビットがメモリ セル23内に移動し、又メモリ
ブランチの上側部分に示されるように加算器122内の
入力ビットにパラレルに加えられるようにする。前か
ら、メモリ セル23内に在中するビットはその出力に移
動し、ここでこれは加算器123内において前の総和に加
えられビットb2を生成し、又加算器124内においてその
最初の入力情報ビットに加えられ出力b3を生成する。こ
の２つの入力ビットの他方はまっすぐにコード変換器21
の上側ブランチにパスされ、出力ビットb1となる。換言
すれば、個々の全ての２個の入力ビットに対して変換器
21は３つの出力ビットを生成し、このコーディング速度
は2/3となる。第３図は、出力ビットの様々な組合せが
第４図、第５図及び第６図に示される、つまり、夫々RO
M26、27及び28からの変調信号のパターンを与えるため
に位相変調器13を駆動するためにいかに使用されるかを
示す。この構成に対するマッピング規則は先行技術にお
ける教えのごとく要求される最小ユークリッド距離に対
して選択される。
ムの様々なパラメータが第２図から第６図に示される。
第２図は一例として信号のコンボリューションを行なう
ためにメモリの２ビットを使用する符号器自体の略図を
示す。ここで、入力ビット流を２ビットごとに分けるも
のと想定する（この全く逆が受信機内において遂行され
る）。最初のこれら２ビットは符号器のメモリ ブラン
チに向けられ、これは結果として、メモリ セル22内に
在中するビットがメモリ セル23内に移動し、又メモリ
ブランチの上側部分に示されるように加算器122内の
入力ビットにパラレルに加えられるようにする。前か
ら、メモリ セル23内に在中するビットはその出力に移
動し、ここでこれは加算器123内において前の総和に加
えられビットb2を生成し、又加算器124内においてその
最初の入力情報ビットに加えられ出力b3を生成する。こ
の２つの入力ビットの他方はまっすぐにコード変換器21
の上側ブランチにパスされ、出力ビットb1となる。換言
すれば、個々の全ての２個の入力ビットに対して変換器
21は３つの出力ビットを生成し、このコーディング速度
は2/3となる。第３図は、出力ビットの様々な組合せが
第４図、第５図及び第６図に示される、つまり、夫々RO
M26、27及び28からの変調信号のパターンを与えるため
に位相変調器13を駆動するためにいかに使用されるかを
示す。この構成に対するマッピング規則は先行技術にお
ける教えのごとく要求される最小ユークリッド距離に対
して選択される。
先行技術の教示とは異なり、ある後の時点において、
第４図に示される極座標の対角線上に位置する位相変調
信号値が第３図の時間変動（時可変）マッピングによっ
て置換され、その結果、変調器は第５図に示される変調
の４つの位相のみを生成する。例えば、先行技術による
方法では番号１の信号値が伝送されたであろうときに番
号２の信号値が伝送され、番号７の信号値が伝送された
であろうときに番号０の信号値が伝送される。番号５の
信号値が伝送されたであろうときに、番号６の信号値が
伝送され；そして番号３の信号値が伝送されたであろう
ときに番号４の信号値が伝送される。第５図と同様に同
じ４つの位相変調信号のみを許容し類似しているが異な
るマッピング規則が第６図に示されており、このマッピ
ング規則は第５図のマッピング規則と交互に使用され
る。
第４図に示される極座標の対角線上に位置する位相変調
信号値が第３図の時間変動（時可変）マッピングによっ
て置換され、その結果、変調器は第５図に示される変調
の４つの位相のみを生成する。例えば、先行技術による
方法では番号１の信号値が伝送されたであろうときに番
号２の信号値が伝送され、番号７の信号値が伝送された
であろうときに番号０の信号値が伝送される。番号５の
信号値が伝送されたであろうときに、番号６の信号値が
伝送され；そして番号３の信号値が伝送されたであろう
ときに番号４の信号値が伝送される。第５図と同様に同
じ４つの位相変調信号のみを許容し類似しているが異な
るマッピング規則が第６図に示されており、このマッピ
ング規則は第５図のマッピング規則と交互に使用され
る。
第３図において、第２図の符号変換器21からの３つの
ビットが、スイッチ24と25の同期された動作によって、
読出し専用メモリ（ROMS）26、27及び28内に格納された
３つのマッピング規則の１つをアクセスし、これはビッ
ト組合わせからの夫々第４図、第５図及び第６図に個々
に示される変調信号値への翻訳を遂げる。
ビットが、スイッチ24と25の同期された動作によって、
読出し専用メモリ（ROMS）26、27及び28内に格納された
３つのマッピング規則の１つをアクセスし、これはビッ
ト組合わせからの夫々第４図、第５図及び第６図に個々
に示される変調信号値への翻訳を遂げる。
結果としての二進信号はデジタル アナログ変換器29
内での変換によって変調器13を駆動するための“I"及び
“Q"（一例としての極座標に注意）直角要素信号に対す
る所望のアナログ値に変換される。
内での変換によって変調器13を駆動するための“I"及び
“Q"（一例としての極座標に注意）直角要素信号に対す
る所望のアナログ値に変換される。
ROMS26−28の詳細は当業者において周知であり、実
際、１つよりおおきなメモリの別個の領域を構成する。
際、１つよりおおきなメモリの別個の領域を構成する。
従って、我々は、等しい周期にて反復する様々な組合
わせの周期的マッピング規則（combination periodic m
apping rules）、例えば、符号化８−PSK、４−PSK、４
−PSK（ここで後者の２つは実際には異なる）或は符号
化８−PSK、４−PSKを用いることができる。これは８−
PSKと４−PSKの間の使用されるマッピング規則に依存し
た１つの正味総結果を生成する。より一般的には、符号
化2n−PSK（速度（ｎ−１）/n）及び2n-1−PSKを使用し
た場合、変調が恰かもこの２つのタイプの位相変調の間
のどこかであるように振舞う結果が得られる。
わせの周期的マッピング規則（combination periodic m
apping rules）、例えば、符号化８−PSK、４−PSK、４
−PSK（ここで後者の２つは実際には異なる）或は符号
化８−PSK、４−PSKを用いることができる。これは８−
PSKと４−PSKの間の使用されるマッピング規則に依存し
た１つの正味総結果を生成する。より一般的には、符号
化2n−PSK（速度（ｎ−１）/n）及び2n-1−PSKを使用し
た場合、変調が恰かもこの２つのタイプの位相変調の間
のどこかであるように振舞う結果が得られる。
（任意の数の８−PSKセクションに続く１つの４−PSK
をもつ）8/4−PSKの場合は、マッパーA4がこの４−PSK
セクションに対して使用され;8/4/4−PSKスキームの場
合は、8/4A/4Bマッパーがこの順に使用される。より大
きな数の４−PSKセクションに対しては、4A/4Bマッパー
が交互に使用される。つまり、8/4A/4B/4A;8/4A/4B/4A/
4Bのように使用される。
をもつ）8/4−PSKの場合は、マッパーA4がこの４−PSK
セクションに対して使用され;8/4/4−PSKスキームの場
合は、8/4A/4Bマッパーがこの順に使用される。より大
きな数の４−PSKセクションに対しては、4A/4Bマッパー
が交互に使用される。つまり、8/4A/4B/4A;8/4A/4B/4A/
4Bのように使用される。
第７図は送信機10と受信機50が通信チャネル37、例え
ば、移動無線リンク或は光ファイバによって接続された
完全なシステムのブロック図を示す。送信機10は格子符
号化変調ユニット31を含む。ユニット31は、一方、第１
図内の符号器11及び時間変動マッパー12を含む。マッパ
ー12は、第１図に一般的なケースに対して、そして第３
図により特定のケースに対して示される。送信機10は更
に変調器13を含む。変調器13は一例として掛算器33及び
34を含むが、これは互いに発振器32からの信号に対して
90゜位相を外れて応答し、変調値の直角座標部分を生成
する。結果としての信号は加算器35によって伝送フィル
タ36に結合され、フィルタ36はこれらを通信チャネル37
にパスする。
ば、移動無線リンク或は光ファイバによって接続された
完全なシステムのブロック図を示す。送信機10は格子符
号化変調ユニット31を含む。ユニット31は、一方、第１
図内の符号器11及び時間変動マッパー12を含む。マッパ
ー12は、第１図に一般的なケースに対して、そして第３
図により特定のケースに対して示される。送信機10は更
に変調器13を含む。変調器13は一例として掛算器33及び
34を含むが、これは互いに発振器32からの信号に対して
90゜位相を外れて応答し、変調値の直角座標部分を生成
する。結果としての信号は加算器35によって伝送フィル
タ36に結合され、フィルタ36はこれらを通信チャネル37
にパスする。
受信機50内において、受信フィルタ38の出力が掛算器
39と40の間で分割されるが、掛算器39及び40は発振器43
に対して送信機10の対応する発振器と同様に振舞う。掛
算器39及び40の出力は夫々ロウ パス フィルタ41及び
42、タイミング及びサンプリング要素45及び46を通じて
格子復号器／復調器44にパスされる。この格子復号器／
復調器44は後の第８図により詳細に示される。
39と40の間で分割されるが、掛算器39及び40は発振器43
に対して送信機10の対応する発振器と同様に振舞う。掛
算器39及び40の出力は夫々ロウ パス フィルタ41及び
42、タイミング及びサンプリング要素45及び46を通じて
格子復号器／復調器44にパスされる。この格子復号器／
復調器44は後の第８図により詳細に示される。
第８図において、格子復号器（トレリス復号器）は、
復号／復調されたシンボルが解放される前の適当な遅延
を伴ういわゆるビタビ（Viterb）最尤決定手法（maximu
m likelihood decision−making technique）に基づ
く。しかしながら、位相ロックループは安定した状態で
キャリアを追跡するためより最新の情報を必要とする。
伝送された信号ポイントに関する仮の決定が位相検出器
によって使用される。これらは最終的に解放される最良
メートル（best metric）に対応する１シンボル期間遅
延された決定に相当する。単純な確定的決定を用いるこ
ともできるがあまり成功しない。位相検出器は、第７図
中の電圧制御ローカル発振器43に対して修正信号を発生
する。以上の議論を通じて、シンボル タイミング及び
フレーム タイミングは完全に確保されかつ追跡される
ものと仮定されている。シンボル タイミングに対する
サブシステムが第８図にされる。
復号／復調されたシンボルが解放される前の適当な遅延
を伴ういわゆるビタビ（Viterb）最尤決定手法（maximu
m likelihood decision−making technique）に基づ
く。しかしながら、位相ロックループは安定した状態で
キャリアを追跡するためより最新の情報を必要とする。
伝送された信号ポイントに関する仮の決定が位相検出器
によって使用される。これらは最終的に解放される最良
メートル（best metric）に対応する１シンボル期間遅
延された決定に相当する。単純な確定的決定を用いるこ
ともできるがあまり成功しない。位相検出器は、第７図
中の電圧制御ローカル発振器43に対して修正信号を発生
する。以上の議論を通じて、シンボル タイミング及び
フレーム タイミングは完全に確保されかつ追跡される
ものと仮定されている。シンボル タイミングに対する
サブシステムが第８図にされる。
第８図の最尤探索デバイス57及びそのフレーム同期は
ピー．ピー．チェビラット（P.P.Chevillat）等に公布
された合衆国特許第4,447,908号の第７図及び第８図に
おいて、或はここに参照のために編入されたホーニー
（Forney）によってIEEE議事録、Vol.61、No.3、1973年
３月号に発表された論文［Viterbiアルゴリズム（The V
iterbi Algorithm）］において開示のデバイスと、先行
技術によるフレーム シンクロナイザー、例えば、シン
クロナイザー51がここではシンクロナイザー51によって
同期されるマッピング シンクロナイザー52によって補
強されており、また探索デバイス57内に使用されるべき
適当な規則を決定するためにフレーム内に更に信号が提
供されることを除いて同一である。このデマッピングは
単に第３図のマッピングの逆を行なう。
ピー．ピー．チェビラット（P.P.Chevillat）等に公布
された合衆国特許第4,447,908号の第７図及び第８図に
おいて、或はここに参照のために編入されたホーニー
（Forney）によってIEEE議事録、Vol.61、No.3、1973年
３月号に発表された論文［Viterbiアルゴリズム（The V
iterbi Algorithm）］において開示のデバイスと、先行
技術によるフレーム シンクロナイザー、例えば、シン
クロナイザー51がここではシンクロナイザー51によって
同期されるマッピング シンクロナイザー52によって補
強されており、また探索デバイス57内に使用されるべき
適当な規則を決定するためにフレーム内に更に信号が提
供されることを除いて同一である。このデマッピングは
単に第３図のマッピングの逆を行なう。
第７図の実施態様の動作において、格子符号器31は本
質的に第２図の速度2/3コンボリューショナル符号器及
び第３図の時間変動マッパーと同じように動作し、結果
としての変調成分信号を変調器13の入力リード上におく
が、但し、符号器内において、例えば、入力ビットのグ
ループ化及びコンボリューションの程度等に関する幾つ
かの他の選択が行なわれる。
質的に第２図の速度2/3コンボリューショナル符号器及
び第３図の時間変動マッパーと同じように動作し、結果
としての変調成分信号を変調器13の入力リード上におく
が、但し、符号器内において、例えば、入力ビットのグ
ループ化及びコンボリューションの程度等に関する幾つ
かの他の選択が行なわれる。
変調器13内で発振器32によって生成されるキャリヤ波
は変調器33及び34内においてこれに成分信号を掛けるこ
とによって変調される。
は変調器33及び34内においてこれに成分信号を掛けるこ
とによって変調される。
掛算器33及び34は発振器32からのサイン（90゜の位相
差）及びコサイン波によって直角に駆動される。こうし
て、格子符号器31によって要求される適当にマップされ
た変調値がサミング ジャンクション35の所で送信機10
の出力にパスされる。これらには第４図の正規の値及び
第５図或は第６図、或はこの両方のダブル マップマッ
ピングによって生成された変調値の両方が含まれる。
差）及びコサイン波によって直角に駆動される。こうし
て、格子符号器31によって要求される適当にマップされ
た変調値がサミング ジャンクション35の所で送信機10
の出力にパスされる。これらには第４図の正規の値及び
第５図或は第６図、或はこの両方のダブル マップマッ
ピングによって生成された変調値の両方が含まれる。
変調されたキャリヤ波の位相は望ましくない影響を伴
うことなく滑らかに変化することが要求されるため、通
常、送信機10の出力の所にフィルタ36が使用される。換
言すれば、伝送フィルタ36が送信機10の信号をチャネル
37に対して適当になるように調節する。
うことなく滑らかに変化することが要求されるため、通
常、送信機10の出力の所にフィルタ36が使用される。換
言すれば、伝送フィルタ36が送信機10の信号をチャネル
37に対して適当になるように調節する。
受信機50内においては、受信機フィルタ38がチャネル
37内において信号とともに累積されたノイズの幾らか
を、勿論、変調値の見掛けの位相に影響を与えたノイズ
を除いて除去する。
37内において信号とともに累積されたノイズの幾らか
を、勿論、変調値の見掛けの位相に影響を与えたノイズ
を除いて除去する。
発振器43及び掛算器39と40が次にこの変調値を適当な
信号成分に解き、これら別個に夫々ロー パス フィル
タ41及び42に送り、その後、タイミング スイッチ45及
び46を通じて格子復号器44に送る。格子復号器44は基本
的に最尤シーケンス検出機能を遂行し、そして送信機10
内の格子符号器31によって遂行されたプロセスと逆のプ
ロセスを遂行する。
信号成分に解き、これら別個に夫々ロー パス フィル
タ41及び42に送り、その後、タイミング スイッチ45及
び46を通じて格子復号器44に送る。格子復号器44は基本
的に最尤シーケンス検出機能を遂行し、そして送信機10
内の格子符号器31によって遂行されたプロセスと逆のプ
ロセスを遂行する。
格子復号器44の動作に関しては、既に第４図との関連
で説明した。
で説明した。
上に説明のコード値の変調値への時間変動マッピング
の原理は多くの異なる非二進変調システムにおいて使用
でき、又上に説明の詳細の多くの本発明の原理の範囲か
ら逸脱することなく修正できることは明らかである。
の原理は多くの異なる非二進変調システムにおいて使用
でき、又上に説明の詳細の多くの本発明の原理の範囲か
ら逸脱することなく修正できることは明らかである。
例えば、同じタイプの時間変動マッピングを直角振幅
変調システム内に使用することができる。分析上の主な
変更はキャリヤ回復及び／或は信号判別問題を起こすタ
イプのチャネル ノイズである。但し、ここでも、長い
エラー バーストが回避できる。
変調システム内に使用することができる。分析上の主な
変更はキャリヤ回復及び／或は信号判別問題を起こすタ
イプのチャネル ノイズである。但し、ここでも、長い
エラー バーストが回避できる。
第１図は本発明による格子符号化Ｍ−PSKに対する時間
変動マッピングを使用する送信機のブロック図； 第２図は第１図の送信機内で使用が可能なタイプの2/3
速度符号器を示す図； 第３図は第１図の送信機の時間変動マッパーの典型的な
編成を示す図； 第４図は８−位相PSK信号に対する好ましい極座標変調
図及びマッピング規則を示す図； 第５図及び第６図は本発明の幾つかのオプションのバー
ジョンと様々な組合せにて使用される８−PSK信号に続
く４−PSK信号の好ましい極座標変調図及びマッピング
規則を示す図； 第７図は送信機が第１図に示されるタイプである本発明
を使用する伝送システムのブロック図； そして 第８図は第７図に示されるシステムを実現するために第
１図の送信機と共に最もよく使用できる受信機の一例と
してのブロック図である。 ＜主要部分の符号の説明＞ 11……コンボリューショナル符号器 12……時間変動マッパー 13……変調器
変動マッピングを使用する送信機のブロック図； 第２図は第１図の送信機内で使用が可能なタイプの2/3
速度符号器を示す図； 第３図は第１図の送信機の時間変動マッパーの典型的な
編成を示す図； 第４図は８−位相PSK信号に対する好ましい極座標変調
図及びマッピング規則を示す図； 第５図及び第６図は本発明の幾つかのオプションのバー
ジョンと様々な組合せにて使用される８−PSK信号に続
く４−PSK信号の好ましい極座標変調図及びマッピング
規則を示す図； 第７図は送信機が第１図に示されるタイプである本発明
を使用する伝送システムのブロック図； そして 第８図は第７図に示されるシステムを実現するために第
１図の送信機と共に最もよく使用できる受信機の一例と
してのブロック図である。 ＜主要部分の符号の説明＞ 11……コンボリューショナル符号器 12……時間変動マッパー 13……変調器
フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭62−213420（ＪＰ，Ａ) 特開 昭54−120515（ＪＰ，Ａ) 特開 昭50−28913（ＪＰ，Ａ) ＩＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ ＯＮ ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳ ＶＯＬ．ＣＯＭ−34，Ｎｏ．８，ＡＵ ＧＵＳＴ 1986 Ｐ．765〜Ｐ．772 (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04L 27/00 H04L 27/18
Claims (9)
- 【請求項１】情報のデジタル的に符号化した通信のため
の方法であって、該方法が、 送信機内においてキャリヤ波を提供するステップ、 あるタイプのコンボリューショナル コーディングに従
って情報を符号化するステップ、及び コンボリューショナルに符号化された情報値の非二進変
調値へのマッピングを含む、非二進デジタル符号化変調
スキームに従って、コンボリューショナルに符号化され
た情報でキャリヤ波を変調するステップを含むタイプの
方法において、 送信時に位相ノイズ又は位相オフセットの影響を軽減す
るようコンボリューショナルに符号化された情報から非
二進変調値へのマッピングを対応して変化させるために
非二進デジタル変調スキームの変調値の数を周期的に変
更するステップを含むことを特徴とする方法。 - 【請求項２】請求項１に記載の方法において、さらに 該変調ステップが2n位相偏移キーイングを採用すること
を含み、該2n変調値が速度（ｎ−１）/nのコンボリュー
ショナル コードに結合された等しい最小位相分離を有
し（ｎは１より大きい正の整数）、 該変調値の数を周期的に変更するステップが変調値の数
を2(n-1)へ周期的に低減すること及び変調値の数を2nへ
周期的に回復することを含むことを特徴とする方法。 - 【請求項３】請求項２に記載の方法において、さらに 該変更ステップは変調値の数を2(n-1)へ低減することを
含み、該変調値の数は、低減した数の多数の生成の後、
2nへ後に回復させており、該変更ステップが周期的に繰
り返されることを特徴とする方法。 - 【請求項４】請求項３に記載の方法において、さらに 該変調値の低減した数の多数の生成を制御するステップ
が、２つの規則の両方、即ち、第１に、ゼロ位相基準か
ら２番目で開始する交互の変調値の相対位相角度を＋φ
位相だけ変化させて位相角度を増加させる見地より次に
続く値の位相角度に対応させ、第２に、交互の変調値の
相対位相角度を−φ位相だけ変化させて位相を増加させ
る見地より次の先行する値の位相角度に対応させること
に従って、その順序で多数の生成の連続するもののため
の異なるマッピング規則を含むことを特徴とする方法。 - 【請求項５】請求項２に記載の方法において、 該変調ステップが、2/3速度のコンボリューショナル
コーディングと共に、８−PSKを採用し、そして該変更
ステップが周期的に変調値の数を４に減少すること及び
周期的に変調値の数を元の数に回復することを含むこと
を特徴とする方法。 - 【請求項６】情報のデジタル的に符号化した送信のため
の、送信機を含む装置において、 キャリヤ波を生成する手段、 該キャリヤ波の組合せたコンボリューショナル コーデ
ィング及び変調のための情報信号を準備する手段を含
み、 該キャリヤ波をそのように変調するための手段は、 コンボリューショナル コーディングを提供するための
論理装置、及び 該コンボリューショナル コードをセットの多数の離散
変調値にマッピングするための手段を含み、さらに該装
置は該送信機において、 該コンボリューショナル コーディングに応答して選択
された数の変調値を生成し、受信機内でのキャリヤ回復
を強化するために変調値の数を減少させ、そしてその後
変調値の該選択された数を回復するための時可変マッピ
ング手段を含むことを特徴とする装置。 - 【請求項７】請求項６に記載の装置において、 該時可変マッピング手段が、 第１の分離された信号期間において速度2/3コンボリュ
ーショナル コードから派生される３つの信号ビットか
ら８−PSK信号へのマッピングを行うための第１の手
段、及び 該分離された第１の信号期間の間の第２の信号期間にお
いて該３つの信号ビットから１つ以上の４−PSK信号へ
のマッピングを行うための第２の手段を含むことを特徴
とする装置。 - 【請求項８】位相偏移キーイングされた信号を伝送する
ための装置であって、キャリヤ波を生成する手段、 毎回２個の入力情報ビットを速度2/3コンボリューショ
ナル コードから派生される３つの符号化ビットに変換
する手段、及び 該キャリヤ波を該符号化されたビットに応答して位相偏
移キーイングされた信号として変調する手段を含む装置
において、 該変換手段と該変調手段との間に配置され、３つの符号
化ビットから８−PSK信号へのマッピングを行うための
第１の手段であって、該変調値が、等しく離隔した異な
る相対位相を有しており、 第１の信号期間にて該変調手段を制御する第１の手段
と、 該変換手段と該変調手段の間に配置され、該３つの符号
化ビットから４−PSK信号へのマッピングを行うための
第２の手段であって、該ゼロ位相基準からの２番目のも
ので開始する交互の変調値が、45度位相角だけ変更され
て位相角度を増加させる見地より次の続く変調値の位相
角度をもたせ、該第１の信号期間の直後の該第２の信号
期間に該変調を制御するものである第２の手段とを含む
ことを特徴とする装置。 - 【請求項９】請求項８に記載の装置において、 該変換手段と該変調手段の間に配置され、該３つの信号
ビットからの４−PSK信号へのマッピングを行うための
第３の手段であって、該ゼロ位相基準からの２番目のも
ので開始する交互の変調値が、−45度位相角だけ変更さ
れて位相角度を増加させる見地より次の先行する変調値
の位相角度をもたせ、該第２の信号期間の直後の該第３
の信号期間にて該変調を制御するものである第３の手段
を含むことを特徴とする装置。
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Families Citing this family (57)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5150381A (en) * | 1989-02-16 | 1992-09-22 | Codex Corporation | Trellis shaping for modulation systems |
| US5159610A (en) * | 1989-05-12 | 1992-10-27 | Codex Corporation | Trellis precoding for modulation systems |
| US5208816A (en) * | 1989-08-18 | 1993-05-04 | At&T Bell Laboratories | Generalized viterbi decoding algorithms |
| DE4018911A1 (de) * | 1990-06-13 | 1992-01-02 | Ant Nachrichtentech | Verfahren zur rahmensynchronisation bei zeitvarianter codierter phasenumtastung |
| US5283780A (en) * | 1990-10-18 | 1994-02-01 | Stanford Telecommunications, Inc. | Digital audio broadcasting system |
| US5469452A (en) * | 1991-09-27 | 1995-11-21 | Qualcomm Incorporated | Viterbi decoder bit efficient chainback memory method and decoder incorporating same |
| US5544180A (en) * | 1992-06-08 | 1996-08-06 | Qlogic Corporation | Error-tolerant byte synchronization recovery scheme |
| KR100195177B1 (ko) * | 1992-12-31 | 1999-06-15 | 윤종용 | 트렐리스 부호화 변조시스템 |
| CA2113941A1 (en) * | 1993-01-25 | 1994-07-26 | Andrew J. Macdonald | Error correcting decoder and decoding method for receivers in digital cellular communications systems |
| US5428631A (en) * | 1993-02-01 | 1995-06-27 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for resolving phase ambiguities in trellis coded modulated data |
| US5535228A (en) * | 1993-02-19 | 1996-07-09 | Motorola, Inc. | Device and method for achieving rotational invariance in a multi-level trellis coding system |
| US5844922A (en) * | 1993-02-22 | 1998-12-01 | Qualcomm Incorporated | High rate trellis coding and decoding method and apparatus |
| US5633881A (en) * | 1993-02-22 | 1997-05-27 | Qualcomm Incorporated | Trellis encoder and decoder based upon punctured rate 1/2 convolutional codes |
| US5428641A (en) * | 1993-07-23 | 1995-06-27 | Motorola, Inc. | Device and method for utilizing zero-padding constellation switching with frame mapping |
| TW249873B (en) * | 1994-03-21 | 1995-06-21 | At & T Corp | Time division multiplexing data communication arrangement with different signal constellation |
| DE19620843B4 (de) | 1996-05-23 | 2005-08-11 | Siemens Ag | Verfahren zur Modulation eines Modulationsträgers und Mobil-Kommunikationssystem |
| DE19639309B4 (de) * | 1996-09-25 | 2013-12-05 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Verfahren zum Bestimmen der zeitlichen Lage einer Synchronisationsfolge in einem empfangenen Datenstrom mittels Rahmensynchronisation |
| FR2756996A1 (fr) * | 1996-12-10 | 1998-06-12 | Philips Electronics Nv | Systeme et procede de transmission numerique comportant un code produit combine a une modulation multidimensionnelle |
| US6501771B2 (en) | 1997-02-11 | 2002-12-31 | At&T Wireless Services, Inc. | Delay compensation |
| US5875208A (en) * | 1997-02-06 | 1999-02-23 | At&T Wireless Services, Inc | Delay compensation in a discrete multitone spread spectrum communications system |
| US5933421A (en) | 1997-02-06 | 1999-08-03 | At&T Wireless Services Inc. | Method for frequency division duplex communications |
| US6584144B2 (en) * | 1997-02-24 | 2003-06-24 | At&T Wireless Services, Inc. | Vertical adaptive antenna array for a discrete multitone spread spectrum communications system |
| US6359923B1 (en) * | 1997-12-18 | 2002-03-19 | At&T Wireless Services, Inc. | Highly bandwidth efficient communications |
| US6408016B1 (en) * | 1997-02-24 | 2002-06-18 | At&T Wireless Services, Inc. | Adaptive weight update method and system for a discrete multitone spread spectrum communications system |
| US6606355B1 (en) | 1997-05-12 | 2003-08-12 | Lucent Technologies Inc. | Channel coding in the presence of bit robbing |
| US6487235B2 (en) | 1998-08-24 | 2002-11-26 | At&T Wireless Services, Inc. | Delay compensation |
| US6775334B1 (en) * | 1998-11-03 | 2004-08-10 | Broadcom Corporation | Equalization and decision-directed loops with trellis demodulation in high definition TV |
| US6567475B1 (en) | 1998-12-29 | 2003-05-20 | Ericsson Inc. | Method and system for the transmission, reception and processing of 4-level and 8-level signaling symbols |
| US6879640B1 (en) * | 1999-10-20 | 2005-04-12 | Broadcom Corporation | Method, apparatus and system for high-speed transmission on fiber optic channel |
| JP2001251200A (ja) * | 2000-03-03 | 2001-09-14 | Nec Corp | 符号化方法 |
| DE10209825A1 (de) * | 2002-03-06 | 2003-10-02 | Infineon Technologies Ag | Optische Sendeeinrichtung und optische Empfangseinrichtung |
| US7111228B1 (en) | 2002-05-07 | 2006-09-19 | Marvell International Ltd. | System and method for performing parity checks in disk storage system |
| US7210092B1 (en) * | 2002-05-31 | 2007-04-24 | Broadcom Corporation | Symbol by symbol variable constellation type and/or mapping capable communication device |
| US7657822B2 (en) * | 2002-05-31 | 2010-02-02 | Broadcom Corporation | True bit level decoding of TTCM (turbo trellis code modulation) of variable rates and signal constellations |
| US7007114B1 (en) | 2003-01-31 | 2006-02-28 | Qlogic Corporation | System and method for padding data blocks and/or removing padding from data blocks in storage controllers |
| US7287102B1 (en) | 2003-01-31 | 2007-10-23 | Marvell International Ltd. | System and method for concatenating data |
| US7870346B2 (en) * | 2003-03-10 | 2011-01-11 | Marvell International Ltd. | Servo controller interface module for embedded disk controllers |
| US7099963B2 (en) * | 2003-03-10 | 2006-08-29 | Qlogic Corporation | Method and system for monitoring embedded disk controller components |
| US7080188B2 (en) | 2003-03-10 | 2006-07-18 | Marvell International Ltd. | Method and system for embedded disk controllers |
| US7039771B1 (en) | 2003-03-10 | 2006-05-02 | Marvell International Ltd. | Method and system for supporting multiple external serial port devices using a serial port controller in embedded disk controllers |
| US7492545B1 (en) | 2003-03-10 | 2009-02-17 | Marvell International Ltd. | Method and system for automatic time base adjustment for disk drive servo controllers |
| US7064915B1 (en) | 2003-03-10 | 2006-06-20 | Marvell International Ltd. | Method and system for collecting servo field data from programmable devices in embedded disk controllers |
| EP1524772B1 (en) | 2003-10-13 | 2008-03-19 | STMicroelectronics S.r.l. | Method and system for phase recovery and decoding |
| US7526691B1 (en) | 2003-10-15 | 2009-04-28 | Marvell International Ltd. | System and method for using TAP controllers |
| US7139150B2 (en) * | 2004-02-10 | 2006-11-21 | Marvell International Ltd. | Method and system for head position control in embedded disk drive controllers |
| DE102004021816A1 (de) * | 2004-04-30 | 2005-11-24 | Universität Stuttgart | Gerät und Methode zur optischen achtstufigen differentiellen Phasenumtastung (8-DPSK) |
| US7120084B2 (en) | 2004-06-14 | 2006-10-10 | Marvell International Ltd. | Integrated memory controller |
| US8166217B2 (en) * | 2004-06-28 | 2012-04-24 | Marvell International Ltd. | System and method for reading and writing data using storage controllers |
| US9201599B2 (en) * | 2004-07-19 | 2015-12-01 | Marvell International Ltd. | System and method for transmitting data in storage controllers |
| US8032674B2 (en) * | 2004-07-19 | 2011-10-04 | Marvell International Ltd. | System and method for controlling buffer memory overflow and underflow conditions in storage controllers |
| US7757009B2 (en) * | 2004-07-19 | 2010-07-13 | Marvell International Ltd. | Storage controllers with dynamic WWN storage modules and methods for managing data and connections between a host and a storage device |
| US7386661B2 (en) | 2004-10-13 | 2008-06-10 | Marvell International Ltd. | Power save module for storage controllers |
| US7240267B2 (en) | 2004-11-08 | 2007-07-03 | Marvell International Ltd. | System and method for conducting BIST operations |
| US7802026B2 (en) * | 2004-11-15 | 2010-09-21 | Marvell International Ltd. | Method and system for processing frames in storage controllers |
| US7609468B2 (en) | 2005-04-06 | 2009-10-27 | Marvell International Ltd. | Method and system for read gate timing control for storage controllers |
| EP2747311B1 (en) | 2012-12-19 | 2015-03-11 | Alcatel Lucent | Method of optical data transmission |
| US10686490B2 (en) | 2017-09-28 | 2020-06-16 | Qualcomm Incorporated | Modulation spreading for wireless communications |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CH609510A5 (ja) * | 1976-06-18 | 1979-02-28 | Ibm | |
| US4208739A (en) * | 1978-07-20 | 1980-06-17 | Communications Satellite Corporation | Integrated encryption and channel coding technique |
| EP0054583B1 (en) * | 1980-12-23 | 1984-03-07 | International Business Machines Corporation | Method of transmitting binary data sequences and arrangement for enabling the rapid determination of the end of a transmitted binary data sequence |
| JPS57155857A (en) * | 1981-03-23 | 1982-09-27 | Kokusai Denshin Denwa Co Ltd <Kdd> | Maximum likelihood method and apparatus for error |
| US4483012A (en) * | 1983-04-18 | 1984-11-13 | At&T Information Systems | Differentially convolutional channel coding with expanded set of signalling alphabets |
| US4653053A (en) * | 1984-05-11 | 1987-03-24 | Harris Corporation | Performance monitoring of antijam satellite communication network |
| US4631735A (en) * | 1984-12-28 | 1986-12-23 | Codex Corporation | Coded modulation system with feedback |
| US4641327A (en) * | 1985-07-09 | 1987-02-03 | Codex Corporation | Frame synchronization in trellis-coded communication systems |
-
1987
- 1987-11-13 US US07/120,305 patent/US4807253A/en not_active Expired - Lifetime
-
1988
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Non-Patent Citations (1)
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| ＩＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ ＯＮ ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳ ＶＯＬ．ＣＯＭ−３４，Ｎｏ．８，ＡＵＧＵＳＴ １９８６ Ｐ．７６５〜Ｐ．７７２ |
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