CN1238999C - 无线通信中信道条件的估计方法、接收机和译码器 - Google Patents

Abstract

一种方法和相应的装置分别用于估计接收信号中的信号幅值和噪声，尤其是使用特搏(turbo)码编码的码元。然而，该方法和装置还可用于功率控制无线系统(CDMA系统)(100)，和其它链接编码方案等等中的这种估计。一种方法和装置首先分别估计接收信号中的信号和噪声，例如通过使用曲线拟合技术。然后，通过使用接收导频码元的幅值，或使用接收导频码元中的噪声估计，以提供更好的估计。

Description

无线通信中信道条件的估计方法、接收机和译码器

技术领域

本发明涉及通信系统。尤其，本发明涉及用于改良接收特搏(turbo)码编码信号并对信号译码的方法和装置。

背景技术

无线通信信号通常比有线通信遭受更多的干扰和噪声。此外，还需要在给出的带宽上提供许多信道。因此，发展了众多的编码技术，例如码分多址(CDMA)。在美国专利号4,901,307，题为“SPREAD SPECTRUM MULTIPLE ACCESS COMMUNICATIONSYSTEM USING SATELLITE OR TERRESTRIAL REPEATERS”的申请中和美国专利号5,103,459，题为“SYSTEM AND METHOD FOR GENERATING SIGNAL WAVEFORMS IN A CDMACELLULAR TELEPHONE SYSTEM”的申请中揭示了通信系统中的CDMA技术，上述两个申请都转让给了本发明的受让人。

CDMA调制技术相对于其它技术能够提供容量的改良，例如部分基于CDMA中正交函数或码使用的时分多址(TDMA)和频分多址(FDMA)。此外，CDMA接收机使用Viterbi译码器，该译码器使用Viterbi算法以执行接收信号的最大似然译码。

然而，当接收噪声信道上的信号时，Viterbi译码会遭受译码差错。一种使用“特搏”码的新的编码方案使用两个接收K信息比特块的简单编码器组合，该方案从两个具有较少状态的简单递归卷积码产生一致校验码元。将未编码的K信息比特和一致校验码元一起在噪声信道上发送。重要的是，在将这种比特输入第二编码器之前，交织器置换最初的K信息比特。该置换使一个编码器产生低权码字，而另一个编码器产生高权码字。所得的代码类似于带有K信息比特的“随机”块代码。已知当K很大时随机块代码能实现香农极限性能，但是真正的随机块代码需要相当昂贵且复杂的译码算法。

在接收机端，一对使用迭代最大后验算法的简单译码器接收两个最初K信息比特，并从两个编码器的一个中接收一组一致校验码元中的一个。译码器分别与简单代码匹配，当用来自其它译码器的相应估计作为先验似然值时，每个译码器将译码比特的后验似然估计发送到其它译码器。当译码器使用最大先验译码算法时，该算法需要与Viterbi算法同样的状态数，每个译码器都会获得被噪声信道破坏的不平常信息比特，以将先验似然值最小化。两个分量译码器执行几次迭代，直到获得满意的收敛，在该收敛点处的最终输出是任一译码器似然估计的硬量化型式。还可以发现关于特搏码的更多细节，例如在1997年12月的IEEE CommunicationsMagazine 35：12中B.Sklar写的“A Primer On Turbo Code Concepts”。

学术成果显示了特搏码与传统的Viterbi译码相比，具有改进噪声信道中信息发射数量的潜力，甚至极其接近香农极限。不幸的是，该结果假设在接收机端为理想化的条件，而在实践中很难达到。一个困难的理想化条件是假设接收机知道关于每个码元基础上的信号和噪声功率。这一点尤其困难是因为信号和信息比特相乘，使得信号的均值为0，因此不允许用于估计信号噪声功率的通常平均过程。

在1998年4月的IEEE Transaction on Communications 46：4中，T.Summers和S.Wilson写的题为“SNR Mismatch And Online Estimation In Turbo Decoding”的文章中，作者提到特搏码的迭代译码以及其它类似的链接编码方案需要知道信道的信噪比(SNR)，使得能够得到独立译码器后验信息的适当混合。在这篇文章中，作者研究了译码器性能对SNR错误估计的灵敏度，并提出了在译码之前从每个代码块中估计未知SNR的方案。这适合于加性高斯白噪声(AWGN)信道。然而，该方法不能提供个别信号和噪声的估计，而这在衰落信道中对特搏码是需要的。确实，如果没有很好的信道估计，当和卷积码的常规Viterbi译码比较时，如果不是更差，特搏编码也只有很少的吸引力。

发明内容

本发明的发明人通过实验发现由于这些估计技术的性能较差，估计信道条件的传统技术导致了性能的损耗。发明人还发现一组用于信号和噪声功率估计的新技术，它不仅可应用于特搏码，还可应用于需要这种估计的其它领域(例如CDMA通信系统中的功率控制，其它链接编码方案等等)。这种新技术估计接收信号的信噪比，重要的是，它分别提供信号和噪声的估计值，因此提供了优于Summers和Wilson文章中所述方法的重要进步。此外，本发明的一方面提供了信号和噪声的最初估计，例如通过使用有效的曲线拟合技术。之后，使用接收到导频码元的能量，以提供信号和噪声的较好估计。因此，本发明的各方面克服了先前系统中的问题，并提供了附加的优点，相关领域熟练的技术人员将从以下描述中理解到上述优点。

本发明提供了一种用于估计接收信号的信道条件的方法，该方法用于包括基站和多个用户站点的通信系统中，用户站点交换基站和多个用户中每个之间的通信信号，该方法包括以下步骤：通过基站和至少一个用户站点之间的前向链路话务信道接收至少一个CDMA信号，其中话务信道具有噪声，接收到的CDMA信号具有确定的幅值，并用特搏码进行编码；根据接收到的CDMA信号，分别估计CDMA接收信号的确定幅值和噪声的方差σ；从基站中接收导频信号；和在对接收到的CDMA信号作特搏译码之前，根据分别估计步骤，再根据接收到的导频信号，对接收到的CDMA信号之确定幅值和噪声方差σ作更精确的估计；其中，分别估计的步骤包括用存储曲线拟合接收信号。

本发明还提供了一种用于估计接收信号信道条件的方法，该方法包括(a)接收噪声信道上用链接码编码的信号，其中接收信号具有确定的幅值；(b)根据接收信号，估计确定的幅值；和(c)根据接收信号，分别估计噪声的方差σ，其中，分别估计的步骤包括用存储曲线拟合接收信号。

本发明提供了一种用于估计接收信号信道条件的装置，该装置用于包括基站和多个用户站点的通信系统中，用户站点交换基站和多个用户中每个之间的通信信号，该装置包括：用于接收噪声信道上用链接码编码的信号的装置，其中接收信号具有确定的幅值；用于根据接收信号，估计确定幅值的装置；和与估计装置耦合，用于根据接收信号，单独估计噪声方差σ的装置；其中，用于分别估计的装置中包括用于用存储曲线拟合接收信号的装置。

本发明还提供了一种用于接收通信信号的装置，该装置包括：至少第一和第二译码器，用于接收话务信道上至少一个特搏编码信号，其中话务信道具有噪声，接收信号具有确定的幅值；和一个与第一和第二译码器输入端耦合的估计器，其中该估计器接收至少一个特搏编码信号，并根据接收信号分别估计话务信道的噪声和确定幅值；其中，所述估计器用存储曲线拟合接收信号。

附图说明

在附图中，类似的标号指示类似的单元。为了简单起见，在识别任何特定单元的讨论中，标号中的首位数字指第一次介绍该单元的图号(例如相对于图2第一次介绍和讨论单元204)。

图1是使用本发明的无线通信系统的简化框图。

图2是根据本发明的实施例，图1无线通信系统中收发机的简化框图。

图3是根据本发明的实施例，图2收发机中接收机的简化框图。

图4A是使用传统估计每个码元能量的方法，在以3km/h移动的传统瑞利衰落环境中，用直接扩展方式的CDMA移动解调器中能量对码元数目的曲线图。

图4B是使本发明的一个实施例，在以3km/h移动的传统瑞利衰落环境中，用直接扩展方式的CDMA移动解调器中能量对码元数目的曲线图。

图4C是参考能量的曲线图，它显示了在图4A和4B的衰落环境中每个码元的能量。

图5是函数g(E(x²)/E(|x|)的曲线图。

图6是图3中接收机执行估计信道性能过程的简化流程图。

具体实施方式

在此详细描述了通信系统，尤其描述了用于控制系统中信号干扰的装置和方法。在以下的描述中，提供了多个特殊的细节，用于彻底地理解本发明。然而，相关领域熟练的技术人员能很容易地理解没有这些特定的细节或用替代的单元或步骤，也可以实现本发明。在其它实例中，没有详细显示熟知的结构和方法，以避免混淆本发明。

图1说明了典型的蜂窝用户通信系统100，它使用如CDMA的多路访问技术，实现用户站点(例如移动电话)的用户和区站或基站之间的通信。在图1中，移动用户站点102通过一个或多个基站106a、106b等等与基站控制器104通信。类似的，固定用户站点108只通过一个或多个预定的最近基站如基站106a和106b与基站控制器104通信。

基站控制器104耦合到并通常包括接口和处理电路，以提供对基站106a和106b的系统控制。基站控制器104还可以耦合到并与其它基站106a和106b通信，甚至可能是其它基站控制器。基站控制器104耦合到移动交换中心110，移动交换中心依次耦合到原籍位置寄存器112。在每个呼叫开始时每个用户站点的登记期间，如本领域所熟知的，基站控制器104和移动交换中心110比较从用户站点102或108接收到的登记信号和原籍位置寄存器112中所包含的数据。如本领域熟练的技术人员所知的，在基站控制器104和其它基站控制器之间可能发生软越区切换，甚至在移动交换中心110和其它移动交换中心之间发生。

当系统100处理电话或数据话务呼叫时，基站控制器104建立、保持并终止与移动站点102和固定用户站点108的无线链路，同时移动交换中心110建立、保持和终止与公共交换电话网(PSTN)的通信。虽然以下的讨论聚焦于在基站106a和移动站点102之间发射的信号，但是本领域熟练的技术人员会理解该讨论同样可用于其它基站和固定用户站点108。

图2是根据本发明的实施例，使用图1无线通信系统中任一基站106a或106b，或任一用户站点102或108的收发机一部分的简化框图。在图2的实例中，收发机200包括共用一个天线210的发射机202和接收机204，该天线发射和接收来自和通向其它收发机的信号。天线转换器212分离接收信号和发射机发射的信号，并将接收信号发送到接收机204。接收机204将接收信号移频、解调和译码。例如，接收机204将接收信号转换成基带或中频，并执行Walsh码解调，还执行功率和信号质量测量。

如下所述，控制处理器216提供大部分接收信号处理。存储器218永久存储控制处理器216执行的程序，并提供数据的临时存储器，例如存储接收帧。发射机202将发射信号编码、调制、放大和上变频。

在一个实施例中，发射机202形成前向话务链路数据信号，用于从基站106a或106b向用户站点102或108重发接收信号。在另一实施例中，发射机202形成反向链路话务数据信号，用于从用户站点102或108反向发射到基站106a。在移动站点102中，通过与控制处理器216耦合的输入/输出(I/O)模块222，接收机系统204将译码后的接收信号提供给用户，并接收来自用户的信息，通过发射机系统发射。

参考图3，显示了特搏译码器300，它形成接收机系统204的一部分。另一种情况，译码器300也可以形成控制处理器216的一部分，或者控制处理器可以执行以下所述译码器300的操作。译码器300包括信号和噪声估计器302，它接收具有信息的输入信道和两个一致校验信号或信道。信号和噪声估计器302分别估计接收输入信道中信号和噪声的功率，以下将更充分的描述。

一对简单译码器304和306各自从输入信道中接收信息信号。此外，第一译码器304(译码器1)接收第一一致校验码元，同时第二译码器306(译码器2)接收第二一致校验码元。例如，译码器300(和收发器200)收发机可以存在于移动站点102中，并从基站106a中接收信息和一致校验码元。如上所述，基站106a中典型的特搏编码器(未图示)提供一对简单编码器，它们从两个简单的递归卷积码中产生一致校验信号，这种代码具有较少的状态。因此，第一译码器304接收第一编码器产生的一致校验码元，同时第二译码器306接收第二编码器产生的一致校验码元。

译码器304和306要匹配于其各自编码器的代码。重要的是，第一译码器304通过线路308向第二译码器306提供关于信息信道译码比特的后验似然估计。第二译码器306也执行同样的操作，通过线路310提供其相应的估计。对于各个译码器将后验估计用作先验估计。执行几次迭代，直到获得满意的收敛，在该收敛点处提供似然估计的最终输出。

为了大大地改进译码器304和306的性能，这些译码器需要关于接收输入信道的信号和噪声功率的有效估计。因此，信号和噪声估计器302分别分析接收输入信道的信号和噪声，以产生适当的估计。

以下将描述估计器302操作的两个实施例。首先讨论第一个方法，接着讨论一个较佳并较好的方法。数学上，译码器300的输入信号x_i可以表示为：

x_i＝b_iA_i+n_i，       (1)

其中b_i是二进制信息信号(例如±1)，A_i是信号的幅值，高斯噪声n_i可表示为：n_i＝N(0，σ²)，其中噪声具有均值0和方差σ²。幅值A_i是码元能量的平方根，它与每比特的能量相关，关系为E_BR，其中R是码率，典型的为1/2，E_B是每比特的能量。可以用每个码元能量的平方根(也就是 )替代幅值A_i，以重写等式(1)。

估计器302必须为信号幅值或能量 和噪声方差σ²分别提供估计。如果信号b_i总是等于1，估计器将很方便地测量样本均值和样本方差。然而，由于{b_i}等于±1，那么有效均值就等于0。

在一个实施例中，估计器302可以利用x_i’s大小的样本均值，按照以下等式：

$E\left(\right|x\left|\right)=\mathrm{\σ}\sqrt{2/x}\·e^{E_s/2{\mathrm{\σ}}^2}+\sqrt{E_s}\mathrm{erf}(\sqrt{E_s}/\mathrm{\σ}\sqrt{2}),---\left(2\right)$

和E(x²)＝E_s+σ²，                        (3)

其中E_s可以估计为：

E_s＝E(x²)-σ²，                          (4)

所以，系统可以从E(|x|)和E(x²)的估计中，分别估计Es(或A)和σ。简而言之，上述等式可以写成不动点的形式：

$\left(\begin{array}{c}\sqrt{E_s}\\ \mathrm{\σ}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}{f}_{\sqrt{E_s}}(\sqrt{E_s},\mathrm{\σ},E\left(\right|x\left|\right),E\left(x^2\right))\\ f_{\mathrm{\σ}}(\sqrt{E_s},\mathrm{\σ},E\left(\right|x\left|\right),E\left(x^2\right))\end{array}\right)\≡\left(\begin{array}{c}E\left(\right|x\left|\right)/((\mathrm{\σ}/\sqrt{E_s})\sqrt{2/}\mathrm{\π}{e}^{E_s/2{\mathrm{\σ}}^2}+\mathrm{erf}(\sqrt{E_s}/\mathrm{\σ}\sqrt{2}))\\ \sqrt{E\left(x^2\right)-E_s}\end{array}\right)---\left(5\right)$

然后用迭代解出该不动点。

为了简化迭代，等式(5)的上半部分可以使用简单的曲线拟合。由于

$\sqrt{E_s}=E\left(\right|x\left|\right)/f(E_s/N_t),---\left(6\right)$

负二次多项式的曲线拟合可用于E_s/N_t的函数f。

作为一个实例，组合等式(5)和(6)，我们可以得出：

E(x²)＝E_s+σ²和 $E\left(\right|x\left|\right)=f(\sqrt{E_s}/\mathrm{\σ})\sqrt{E_s}$

并假设对于迭代过程的第一步， $f({\hat{A}}_0/{\widehat{\mathrm{\σ}}}_0)=1,$ 它表示SNR无穷大。因此，我们得出：

$\sqrt{{\hat{E}}_{\mathrm{si}}}=\frac{E\left(\right|x\left|\right)}{f(\sqrt{{\hat{E}}_{\mathrm{si}-1}}/{\widehat{\mathrm{\σ}}}_{i-1})}---\left(7\right)$

和 ${\widehat{\mathrm{\σ}}}_i^2=E\left(x^2\right)-{\hat{E}}_{\mathrm{si}}---\left(8\right)$

不幸的是，很难确定某个点处信道的真正噪声。考虑到第一种极端情况，迭代过程只有一步，其中话务码元能量远大于噪声，也就是E_s＞＞σ²，那么 $E\left(x^2\right)\≅E_s$ 且 $E\left(\right|x\left|\right)\≅\sqrt{E_s}.$ 因此E(x²)-E(|x|)²＜＜E_s且 的比值接近于无穷大。然而考虑到相反的极端情况，其中E_s＜＜σ²，那么 $E\left(x^2\right)\≅\sqrt{\frac{2}{\mathrm{\π}}\mathrm{\σ}}.$ 结果， $E\left(x^2\right)-E{\left(\right|x\left|\right)}^2\≅(1-\frac{2}{\mathrm{\π}}){\mathrm{\σ}}^2$ 且 $\frac{2/\mathrm{\π}}{1-2/\mathrm{\π}}>1,$ 所以SNR(单位为dB)大于0且不等于负无穷大。

当第一次估计一个低SNR信号时，话务码元能量的一部分会被误解为噪声。允许系统从函数 中找出E_s/σ²的函数是双射的，所以如果没有停止条件该方法不会收敛。因此，一个选项就是使用停止条件结束迭代，例如：

$[E\left(x^2\right)-{\hat{E}}_{\mathrm{si}}-{\mathrm{\&sigma;}}_1^1{]}^2+[E\left(\right|x\left|\right)-f(\sqrt{{\hat{E}}_{\mathrm{si}-1}}/\widehat{\mathrm{\&sigma;}})\sqrt{{\hat{E}}_{\mathrm{si}}}{]}^2<\mathrm{\&epsiv;}---\left(9\right)$

在以上的实施例中，系统根据对当前接收到的每个码元的能量值估计，控制功率。功率控制试图将接收到的信噪比保持不变，因此 的比值变化很小。此外，对于遇到的 的典型范围，等式(5)下半部分保持相对恒定。因此，系统可以使用等式(5)而不用迭代估计 。除了这些，CDMA解调技术通常从各种多指接收器，载波中或通过导频信号的加权，以组合码元(以下将详细解释)。

通过使用信号或话务信道的模拟测量，在等式(5)中，用上述方法实验模拟的结果产生了图4A到4C。尤其，图4C显示了在译码器以3km/h速度移动的瑞利衰落环境中，幅值与正交移相键控(QPSK)码元1-5000关系的参考曲线。该实例中的解调器在CDMA技术(“CDMA 2000”)下用直接扩展方式解调。图4A显示了一种典型的方法，它使用传统的对接收信号均值的估计方法来估计幅值和噪声。图4B显示了用上述方法幅值和QPSK码元的关系，其中分别估计噪声σ²和信号幅值A。图4B的曲线紧密地跟随图4C的参考曲线，而图4A的曲线就不能很好地跟踪参考曲线。事实上，如图4B中所示，用上述的方法可以很好地跟踪参考曲线中大约在码元4500到4700之间较深的衰落。然而，如图4A所示，用传统的方法这种较深的衰落导致了反向的结果。

如上所述，以上实施例要遭受减去两个噪声量。此外，以上解决E_s/σ²的不动点算子方程在实际应用中有一定的缺点，即迭代过程可能收敛得很慢，且迭代中各个步骤都需要计算每个样本。因此，直接方法可以更方便，在计算时间上可以更快。以上实施例的另一个问题是很难找到令人满意的迭代开始点。

第二较佳实施例中一部分从Summers和Wilson的方法中得出，它避免了等式(5)中的减法，并提供了E_s和σ²的较好估计。这第二实施例从以下等式开始：

$\frac{E\left(x^2\right)}{E{\left(\right|x\left|\right)}^2}=\frac{1+\frac{E_s}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}}{{(\sqrt{\frac{2}{\mathrm{\&pi;}}}{e}^{\frac{E_s}{2{\mathrm{\&sigma;}}^2}}+\sqrt{\frac{E_s}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}}\left(\mathrm{erf}\left(\sqrt{\frac{E_s}{2{\mathrm{\&sigma;}}^2}}\right)\right))}^2}=g\left(\frac{E_s}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}\right),---\left(10\right)$

其中左边部分的两个均值可以用上述不动点方法计算；该比值是E_s/σ²的函数。在等式(10)中，可以使用简单的曲线拟合对该函数求逆。该计算的复杂性等价于上述不动点方法的复杂性，但是只有一个步骤。

为了确保第二实施例提供的优点超越第一实施例，考虑施加于第一实施例的两种极端情况。考虑到第一种极端情况，其中话务码元能量远大于噪声E_s＞＞σ²，那么 $E\left(x^2\right){\&cong;\mathrm{\&sigma;}}^2,$ $E\left(\right|x\left|\right)\&cong;\sqrt{E_s}.$ 因此， $E\left(x^2\right)/E{\left(\right|x\left|\right)}^2\&cong;1.$ 考虑到相反的极端情况，其中话务码元能量远小于噪声E_s＜＜σ²，那么 $E\left(x^2\right)\&cong;E_s,$ $E\left(\right|x\left|\right)\&cong;\sqrt{\frac{2}{\mathrm{\&pi;}}}\mathrm{\&sigma;}.$ 因此，

$E\left(x^2\right)/E{\left(\right|x\left|\right)}^2\&cong;\frac{2}{\mathrm{\&pi;}}.$

这两种极端情况提供了等式(10)的比值上下界，还显示了两种极端情况的比值大约等于1。直观地看，噪声越多，等式(10)的比值越大。等式的复杂性会阻止从统计量中确定E_s/σ²的闭型解。通过首先在所关心的E_s/σ²′s范围上逐点估计等式，然后使用简单的多项式函数逼近统计比值和E_s/σ²之间的关系，可以减小该困难。

通过使用一个很简单的二次曲线拟合，利用 $z=\frac{E\left(x^2\right)}{E{\left(\right|x\left|\right)}^2},$ 可以减小等式11的复杂性。在以上Summers和Wilson的文章中描述了一个简单二次曲线拟合的实例。以下提供该曲线拟合：

等式(11)的函数g不是双射的，它表示对于每个在该等式下找到的z，有一个且只有一个比值E_s/σ²。图5显示了E(x²)/E(|x|)比值的函数g与E_s/σ²比值的关系。用已知的方法可以找出方差，例如在1997年4月，澳大利亚墨尔本的Int’l Conf.Telecommunications的173-178页中，M.Reed和J.Asenstorfer写的，题为“A Novel Variance Estimator for TurbocodeDecoding”的文章中所描述的。

基本上，SNR的均值估计小于真正的SNR。由于二次多项式估计的拟合线和实际的样本均值函数之间存在偏差，所以产生了一些偏移。曲线拟合不适于很小的SNR，也不适于很大的SNR。然而，如果SNR很大，那么译码器304和306能很容易地对该帧译码。另一方面，如果SNR很小，那么该帧无论如何都会损失。如果SNR介于两者之间，较好的SNR估计将帮助译码器304和306；所以曲线估计在大约-4dB到8dB的范围内的SNR。

为了得到百分之一的帧误差率(FER)，话务信道不必具有很高的信噪比；然而，很难得到只带有进入的未编码比特的较好话务码元能量和相关噪声的估计：

$x_i\&cong;\sqrt{E_{\mathrm{si}}{b}_i}+n_i---\left(12\right)$

当信噪比很低时，这就更困难了。

在存在的CDMA系统中，通过在每个功率控制命令之后加上或减去半个dB，改变基站106通过前向链路发送的话务信道的能量。TIA/EIA/IS-95-A CDMA标准要求在每个帧期间(每秒50帧)，以9600kb/s速率，有十六个功率控制命令，其中在一个功率控制比特组中发射的话务信道能量要保持恒定。IS-95标准以及其它调制方案，使用导频信道从每个基站中发射导频码元。对于给定的基站106，导频码元的能量是恒定的。因此，在一个功率控制比特组中，导频能量和话务能量的比值是恒定的。还可以找到关于导频码元的更多细节，例如在本发明发明人Holtzman’z博士发明的，1998年8月31日提出申请的美国专利申请号09/144,402，题为“Method and Apparatus for Reducing AmplitudeVariations and interference and Communications Signs，Such as inWireless Communication Signals Employing Inserted Pilot Symbols”的申请中。

从导频码元的能量估计中，可以获得较佳的话务能量逼近，它比估计话务信道中的变化能量更精确。因此，导频信道可用于提供独立的噪声方差σ估计。因此，可以通过首先确定独立的σ估计，然后用信号或话务信道中的E|x|估计来估计等式(10)上半部分的E_s，或者用信号或话务信道中的E(x²)估计来估计等式(10)下半部分的E_s，从而简化等式(10)。通过找出导频码元能量E_p和E_s第一次估计值之间的正确比值，可以完成E_s的第二次估计。将比值的逼近除以E_p，以找出E_s。E_p比E_s强(通常基站功率的五分之一分配给E_p)，因此也更精确。

总之，上述第二实施例首先使用等式(10)的逼近。其次，接收到的导频码元能量以及导频和话务信道能量之间的比值提供一个较好的估计。

参考图6，显示了估计器300执行的程序600。相关领域熟练的技术人员根据这里提供的详细描述，可以研究出源代码或程序逻辑阵列。在步骤602中，估计器302接收进入的话务信号样本。这种样本大于或等于一个码元，并且可以是一帧或一个功率控制组。

在步骤604中，估计器302用存储的曲线拟合话务信道样本。例如，存储的曲线可能是图5的曲线。这种曲线可以存储在存储器218中，接收机系统204或控制处理器216可以存取该曲线，用于适当的曲线拟合。在步骤606中，估计器302确定话务信道中每个码元能量E_s的最初估计，并确定噪声方差σ的估计。

在步骤608中，估计器302用接收到的导频信道样本估计导频能量和码元能量的比值。用上述方法可以估计步骤608中的比值，其中当前比值的计算如下：如果当前比值高于或低于先前比值，那当前比值分别等于±先前比值的一半。在步骤610中，估计器302用改良的方法从比值E_p/E_s中确定E_s和σ。然后，程序600又回到步骤602，接收并处理另一个样本。

相关领域熟练的技术人员将理解上述程序600以及其它功能和方法可由估计器302和/或控制处理器216执行，其中估计器302可用定制的ASIC，或数字信号处理集成电路，或通过传统的逻辑电路单元，或通用计算机或微处理器(例如控制处理器218)的软件编程来实现。

如相关领域熟练的技术人员所能理解的，虽然这里为了说明的目的描述了本发明的特殊实施例和实例，但是不脱离本发明的范围可以实现各种等效的变化。例如，虽然以上显示和描述了很多用硬件(例如，为某一任务特定设计的一个或多个集成电路)实现的实施例，但是这些实施例也可以用软件等价地实现，并由一个或多个处理器执行。这种软件可以存储在任何合适的计算机可读媒体中，例如微代码存储在半导体芯片中，作为计算机可读盘，或通过服务器下载和存储。可以组合上述各种实施例以提供更多的实施例。通常，以上详细描述的估计技术只是实例，在本发明的阐述和概念下，相关领域熟练的技术人员能够创造出类似的技术。

这里提供的本发明的阐述可应用于其它通信系统，而不限于上述的示例通信系统。例如，虽然以上一般描述了本发明应用于CDMA通信系统100的情况，但是本发明可应用于数字或模拟通信系统，尤其是链接编码方案。如果必要，还可以变化本发明，以使用上述各个专利中的系统、电路和概念，所有上述专利通过引用进行结合。

根据以上详细描述，对本发明可以作出这些和其它变化。通常，在以下的权利要求中，使用的术语不应该解释为将本发明限制于说明书和权利要求中所揭示的特殊实施例，而是应该被解释为包括任何在发射信号的信号噪声功率估计的权利要求下工作的通信系统。因此，本发明不限于所揭示的内容，而是完全由以下的权利要求确定其范围。

Claims (22)

1.一种用于估计接收信号的信道条件的方法，该方法用于包括基站和多个用户站点的通信系统中，用户站点交换基站和多个用户中每个之间的通信信号，其特征在于，该方法包括以下步骤：

通过基站和至少一个用户站点之间的前向链路话务信道接收至少一个CDMA信号，其中话务信道具有噪声，接收到的CDMA信号具有确定的幅值，并用特搏码进行编码；

根据接收到的CDMA信号，分别估计CDMA接收信号的确定幅值和噪声的方差σ；

从基站中接收导频信号；和

在对接收到的CDMA信号作特搏译码之前，根据分别估计步骤，再根据接收到的导频信号，对接收到的CDMA信号之确定幅值和噪声方差σ作更精确的估计；

其中，分别估计的步骤包括用存储曲线拟合接收信号。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，分别估计步骤包括，如果确定幅值在-4到8dB之间，用存储曲线拟合CDMA接收信号，以估计接收CDMA信号的每个码元能量E_s，或噪声方差σ。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，分别估计步骤包括，用存储曲线拟合接收CDMA信号，以估计接收CDMA信号的确定幅值，或噪声方差σ。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，分别估计步骤包括，根据以下等式，估计接收CDMA信号中的每个码元能量E_s，和噪声方差σ：

$\frac{E\left(x^2\right)}{E{\left(\right|x\left|\right)}^2}=\frac{1+\frac{E_s}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}}{{(\sqrt{\frac{2}{\mathrm{\&pi;}}}{e}^{-\frac{E_s}{2{\mathrm{\&sigma;}}^2}}+\sqrt{\frac{E_s}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}}\left(\mathrm{erf}\left(\sqrt{\frac{E_s}{2{\mathrm{\&sigma;}}^2}}\right)\right))}^2}=g\left(\frac{E_s}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}\right).$

5.一种用于估计接收信号信道条件的方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：

接收噪声信道上的用链接码编码的信号，其中接收信号具有确定的幅值；

根据接收信号，估计确定的幅值；和

根据接收信号，分别估计噪声的方差σ；

其中，分别估计的步骤包括用存储曲线拟合接收信号。

6.如权利要求5所述的方法，其特征在于，还包括以下步骤：

接收导频信号；和

根据接收到的导频信号，对确定幅值和噪声方差σ作更精确的估计，以及

其中估计确定幅值或分别估计的步骤包括用存储曲线拟合接收信号，以估计接收信号中每个码元的能量E_s，或噪声方差σ，其中存储曲线具有以下函数：

$\frac{E_s}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}=-34.0516z^2+65.9548z-23.6184,$

其中 的单位为dB。

7.如权利要求5所述的方法，其特征在于，估计确定幅值和分别估计的步骤包括根据以下等式，分别估计接收信号中每个码元的能量E_s，和噪声方差σ：

$\frac{E\left(x^2\right)}{E{\left(\right|x\left|\right)}^2}=\frac{1+\frac{E_s}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}}{{(\sqrt{\frac{2}{\mathrm{\&pi;}}}{e}^{-\frac{E_s}{2{\mathrm{\&sigma;}}^2}}+\sqrt{\frac{E_s}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}}\left(\mathrm{erf}\left(\sqrt{\frac{E_s}{2{\mathrm{\&sigma;}}^2}}\right)\right))}^2}=g\left(\frac{E_s}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}\right).$

8.如权利要求5所述的方法，其特征在于，还包括以下步骤：

接收导频信号；和

根据接收到的导频信号，对确定幅值和噪声方差σ作更精确的估计，其中包括根据至少一个先前导频的每个码元能量的比值，变更当前导频的每个码元能量的比值。

9.如权利要求5所述的方法，其特征在于，还包括以下步骤：

接收导频信号；和

根据接收到的导频信号，对确定幅值和噪声方差σ作更精确的估计。

10.如权利要求5所述的方法，其特征在于，估计确定幅值和分别估计的步骤包括根据以下等式，分别估计接收信号中每个码元的能量，和噪声方差σ：

$\left(\begin{array}{c}\sqrt{E_s}\\ \mathrm{\&sigma;}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}{f}_{\sqrt{E_s}}(\sqrt{E_s},\mathrm{\&sigma;},E\left(\right|x\left|\right),E\left(x^2\right))\\ f_{\mathrm{\&sigma;}}(\sqrt{E_s},\mathrm{\&sigma;},E\left(\right|x\left|\right),E\left(x^2\right))\end{array}\right)\&equiv;$

$\left(\begin{array}{c}E\left(\right|x\left|\right)/((\mathrm{\&sigma;}/\sqrt{E_s})\sqrt{2}/\mathrm{\&pi;}{e}^{E_s/2{\mathrm{\&sigma;}}^2}+\mathrm{erf}(\sqrt{E_s}/\mathrm{\&sigma;}\sqrt{2}))\\ \sqrt{E\left(x^2\right)-E_s}\end{array}\right)$

并迭代解出不动点，其中E_s是接收信号中每个码元的能量，x表示接收二进制信号与信号幅值的乘积再加上噪声。

11.如权利要求5所述的方法，其特征在于，还包括以下步骤：

迭代估计确定幅值，并单独估计方差；和

当符合停止条件时，停止迭代。

12.一种用于估计接收信号信道条件的装置，该装置用于包括基站和多个用户站点的通信系统中，用户站点交换基站和多个用户中每个之间的通信信号，其特征在于，该装置包括：

用于接收噪声信道上用链接码编码的信号的装置，其中接收信号具有确定的幅值；

用于根据接收信号，估计确定幅值的装置；和

与估计装置耦合，用于根据接收信号，单独估计噪声方差σ的装置；

其中，用于单独估计噪声方差σ的装置中包括用于用存储曲线拟合接收信号的装置。

13.如权利要求12所述的装置，其特征在于，还包括：

用于接收导频信号的装置；和

用于根据接收到的导频信号，对确定幅值和噪声方差σ作更精确估计的装置，以及

其中用于估计确定幅值的装置或用于单独估计噪声方差σ的装置中包括用于用存储曲线拟合接收CDMA信号，以估计接收信号中每个码元能量E_s或噪声方差σ的装置。

14.如权利要求12所述的装置，其特征在于，用于估计确定幅值的装置和用于单独估计噪声方差σ的装置包括根据以下等式，用于分别估计接收信号中每个码元能量E_s和噪声方差σ的装置：

$\frac{E\left(x^2\right)}{E{\left(\right|x\left|\right)}^2}=\frac{1+\frac{E_s}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}}{{(\sqrt{\frac{2}{\mathrm{\&pi;}}}{e}^{-\frac{E_s}{2{\mathrm{\&sigma;}}^2}}+\sqrt{\frac{E_s}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}}\left(\mathrm{erf}\left(\sqrt{\frac{E_s}{2{\mathrm{\&sigma;}}^2}}\right)\right))}^2}=g\left(\frac{E_s}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}\right).$

15.如权利要求12所述的装置，其特征在于，还包括：

用于接收导频信号的装置；和

用于根据接收到的导频信号，对确定幅值和噪声方差σ作更精确估计的装置，其中包括根据至少一个先前导频的每个码元能量的比值，变更当前导频的每个码元能量的比值的装置。

16.如权利要求12所述的装置，其特征在于，还包括：

用于迭代估计确定幅值并分别估计方差的装置；和

当符合停止条件时停止迭代的装置。

17.一种用于接收通信信号的装置，其特征在于，该装置包括：

至少第一和第二译码器，用于接收话务信道上至少一个特搏编码信号，其中话务信道具有噪声，接收信号具有确定的幅值；和

一个与第一和第二译码器输入端耦合的估计器，其中该估计器接收至少一个特搏编码信号，并根据接收信号分别估计话务信道的噪声和确定幅值；

其中，所述估计器用存储曲线拟合接收信号。

18.如权利要求17所述的装置，其特征在于，该估计器用存储曲线拟合接收信号，以估计接收信号中每个码元的能量E_s或噪声方差σ；并且估计器还接收导频信号，并根据接收到的导频信号，对确定幅值和噪声作更精确的估计。

19.如权利要求17所述的装置，其特征在于，该估计器根据以下等式，分别估计接收信号中每个码元的能量E_s，和噪声方差σ：

$\frac{E\left(x^2\right)}{E{\left(\right|x\left|\right)}^2}=\frac{1+\frac{E_s}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}}{{(\sqrt{\frac{2}{\mathrm{\&pi;}}}{e}^{-\frac{E_s}{2{\mathrm{\&sigma;}}^2}}+\sqrt{\frac{E_s}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}}\left(\mathrm{erf}\left(\sqrt{\frac{E_s}{2{\mathrm{\&sigma;}}^2}}\right)\right))}^2}=g\left(\frac{E_s}{{\mathrm{\&sigma;}}^2}\right).$

20.如权利要求17所述的装置，其特征在于，该估计器接收导频信号，并根据接收到的导频信号，对确定幅值和噪声作更精确的估计，其中包括根据至少一个先前导频的每个码元能量的比值，变更当前导频的每个码元能量的比值的装置。

21.如权利要求17所述的装置，其特征在于，估计器接收导频信号，并根据接收到的导频信号，对确定幅值和噪声作更精确的估计。

22.如权利要求17所述的装置，其特征在于，估计器根据以下等式，分别估计接收信号中每个码元的能量E_s，和噪声方差σ：

$\left(\begin{array}{c}\sqrt{E_s}\\ \mathrm{\&sigma;}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}{f}_{\sqrt{E_s}}(\sqrt{E_s},\mathrm{\&sigma;},E\left(\right|x\left|\right),E\left(x^2\right))\\ f_{\mathrm{\&sigma;}}(\sqrt{E_s},\mathrm{\&sigma;},E\left(\right|x\left|\right),E\left(x^2\right))\end{array}\right)\&equiv;$

$\left(\begin{array}{c}E\left(\right|x\left|\right)/((\mathrm{\&sigma;}/\sqrt{E_s})\sqrt{2}/\mathrm{\&pi;}{e}^{E_s/2{\mathrm{\&sigma;}}^2}+\mathrm{erf}(\sqrt{E_s}/\mathrm{\&sigma;}\sqrt{2}))\\ \sqrt{E\left(x^2\right)-E_s}\end{array}\right)$

并迭代解出不动点，其中x表示接收二进制信号与信号幅值的乘积再加上噪声。

Images