JP3523236B2 - 電力スペクトル密度推定に基づくデータ伝送速度の決定 - Google Patents

電力スペクトル密度推定に基づくデータ伝送速度の決定

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    • H04L25/0216—Channel estimation of impulse response with estimation of channel length

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】［発明の分野］ 本発明は、通信システム内の局間、明示的ではないがさ
らに特定すると、セルラー符号分割多元接続（CDMA）通
信システムにおける局間で伝送される信号のデータ伝送
速度を推定（esdimate）するための方法および回路構成
要素に関する。
【０００２】［発明の背景］ 通信システムにおいて、信号は、データが引き続いて起
こるデータフレームの中で複数のデータ記号として伝送
される可変データ伝送速度で伝送することができる。知
られているように、セルラーCDMA（符号分割多元接続）
システムでは、データは、拡散コードおよびチャネルご
とに一意のスクランブルコードによって伝送されるデー
タ記号を変調することによって、伝送のために符号化さ
れる。セルラー通信システムの各セルの中では、スクラ
ンブルコードは、好ましくは、複数の異なる移動局が選
択的にコード化されたチャネル上で1つの基地局と通信
できるようにするために可能な限り直交である。拡散コ
ードの効果とは、ビット伝送速度Tbより大きいチップ速
度Tcまで伝送のための周波数バンドを拡散することであ
る。スクランブルコードは、個々の移動局からの伝送が
基地局で区別できるように、単一の基地局に伝送してい
る移動局ごとに一意である。拡散コードは、ユーザの中
でも可能な限り直交である。たとえば、情報ビットのデ
ータ伝送速度、したがってこれらのビットの拡散変調で
使用される拡散係数が、無線フレームごとに（たとえ
ば、10msごとに）変化するような可変速度接続をセット
アップすることが可能である。このような接続で使用さ
れるデータ伝送速度は任意ではないが、無線フレーム期
間ごとに、事前に定められたデータ伝送速度の１つが使
用される。さらに、あらゆるさらに高いデータ伝送速度
はさらに低いデータ伝送速度で分割可能であり、分割係
数はk>0について2kである。本明細書は、可変接続デー
タ伝送速度32kbps、64kbps、128kbps、256kbps、512kbp
s、および1024kbpsを提示するが、可変データ伝送速度
（またはマルチレート（multirate））伝送の基本的な
概念から逸脱することなく、それ以外のデータ伝送速度
が使用できるだろうことは明らかである。
【０００３】信号がCDMAシステムの（アップリンクまた
はダウンリンクのどちらかの）基地局と移動局のあいだ
で伝送されるとき、信号受信装置は、受信された信号か
ら、信号がそれに沿って移動してきた通信経路について
のある情報を確立する必要がある。これが、ここでは
「チャネル推定」と呼ばれ、通常、チャネルインパルス
応答を生成するチャネル推定装置で実行される。チャネ
ル推定には多様な技法が知られている。チャネルインパ
ルス応答は、入信データを適切に復号し、復調するため
に必要とされる。
【０００４】受信信号のデータ伝送速度は、チャネル推
定で使用できる。しかしながら、受信無線フレームのデ
ータ伝送速度が受信機での検出の時点では既知ではない
場合、前記無線フレーム内の情報記号は、通常、最高デ
ータ伝送速度が伝送に使用され、受信局では最低の拡散
係数を使用していると仮定して複素データ記号を検出す
ることによって得られる。受信された無線フレームのデ
ータ伝送速度が1024kbpsであると仮定すると、これはデ
ータ記号の検出で使用される（4.096Mcpsで）4という拡
散係数に相当する。この検出の結果は、受信された無線
フレームに対応するすべての検出された複素情報記号の
データベクトルでなければならない。それ以降、伝送局
での信号の実際のデータ伝送速度がいくらであるかが伝
送中に推定されなければならない。たとえば、この段階
は、受信無線フレーム内の実際のデータ伝送速度が、仮
定されていた1024kbpsではなく、256kbpsであったとい
う結論を出す。最終的に、推定されたデータ伝送速度に
したがって、必要なだけ多くの隣接する記号が、1つの
実際の情報記号を得るためにともに総計される。この例
では、これは1つの実際の情報記号を得るために、4つの
隣接する記号ごとに合計することにつながるだろう。し
たがって、受信機回路構成要素での検出の時点で伝送の
実際のデータ伝送速度を有することができるのが有利だ
ろう。
【０００５】局間の伝送は、伝送される信号のデータ伝
送速度の明示的な情報を含む場合もあれば、含まない場
合もある。第1のケースでは、つまり可変速度接続が使
用されたデータ伝送速度に関して明示的な情報を含む場
合、この情報は、たとえばDPCCH（専用物理制御チャネ
ル）の中で別個のチャネルで示される。しかしながら、
この情報は、多くの場合、受信無線フレームの実際のデ
ータ伝送速度が無線フレームのデータ記号が検出される
時点では既知ではないように、符号化される。加えて、
たとえば、受信データ伝送速度情報の検証および／また
は補正の目的で、たとえばデータ伝送速度の別の推定を
確立することが必要である可能性がある。後者のケース
では、つまり明示的な情報が受信信号に含まれていない
場合、いわゆる未知のまたはブラインドデータ伝送速度
推定が、受信機で受信信号の実際のデータ速度を定義す
るために、受信局で使用されるだろう。
【０００６】受信信号のデータ伝送速度を検出するため
の1つの従来の技術の提案は、データチャネルおよび制
御チャネル内の受信ビットの電力差異に基づいている。
この方法は、それが受信された制御記号およびデータ記
号の平均電力の推定だけを必要とするので相対的に簡略
である。しかしながら、この方法の不利な点は、非常に
低い拡散係数が、第1場所でデータ記号（前記の例では
4）を検出する際に使用される場合、雑音が検出プロセ
スで非常に優勢になるという点である。これが、データ
記号電力の推定の精度を大きく低下させる。
【０００７】別の従来の技術による方法は、受信信号の
CRC（巡回冗長検査：エラー検出信号）復号に基づく。
この方法は、正しいCRCワードを提供する各復号段階で
のデータ伝送速度の仮定およびデータ伝送速度のそれ以
降の選択に基づく。例を示すために、考えられるデータ
伝送速度が32kbps、64kbps、128kbps、256kbps、512kbp
s、および1024kbpsであると仮定すると、CRCチェックは
最初に1024kbpsというデータ伝送速度を仮定することに
よって受信無線フレームの情報記号について直接的に計
算されるだろう。結果として生じるCRCワードは記憶さ
れる。2つの隣接する受信された記号は、512kbpsという
データ伝送速度を仮定してともに総計され、追加CRCチ
ェックはこれらの情報記号について計算される。結果と
して生じるCRCワードは記憶される。プロセスは、1つの
最低のデータ伝送速度が達成されるまで、2つの隣接す
る情報記号をともに総計し、すべてのこれらの情報スト
リームについてCRCチェックを計算し続ける。それ以
降、記憶されるCRCワードは検証され、（もしこのよう
なものが存在していたのならば）正しいCRCチェックが
得られたときに送信機で使用される速度に対応するこの
ようなデータ伝送速度が選択される。この方法の不利な
点とは、それが計算上複雑であるという点である。つま
り、N個の考えられるデータ伝送速度がある場合に、こ
れは、送信機データ伝送速度の決定を下す前に、N個の
結果として生じるCRC復号プロセスを必要とする。さら
に、この方法は、アルゴリズムが正確に一致するCRCチ
ェックを示さない場合には、なんのデータ伝送速度も示
さない。
【０００８】1つの従来の技術による提案は、（CRC方法
でのように）復号プロセスの各段階で一定のデータ伝送
速度を仮定して、データのビデビ復号の測定規準に基づ
いている。しかしながら、この方法も、計算上複雑であ
り、なおさらに複雑な算術演算および／または推定手順
の不正確な結果につながる可能性のある仮定を使用す
る。
【０００９】2つの後者の従来の技術による方法の追加
の不利な点は、それらが、受信信号のデータ伝送速度に
関する最終的な決定を、データのなんらかの復号が初め
て必要とされる段階まで遅延するという点である。これ
は、復号より早期段階で受信信号のデータ伝送速度の推
定を必要とする受信機構造にとって演算を困難にするだ
ろう。あるこのような受信機は、干渉相殺（IC）受信機
を備える。
【００１０】［発明の要約］従来の技術によるデータ伝
送速度推定の不利な点の1つまたはいくつかに対処する
こと、および／またはデータ伝送速度推定の新しい種類
の解決策を提供することが、本発明の実施形態の目的で
ある。
【００１１】本発明のある態様によれば、伝送信号がデ
ータフレームのシーケンス上で複数のデータ記号を含
む、可変データ伝送速度の通信システムにおいてデータ
伝送速度を推定するための方法が提供され、該方法は、
受信された伝送信号のデータフレームをデータ伝送速度
の事前に定められた分類にしたがって分類するステップ
と、前記分類に基づき、受信データフレームのデータ伝
送速度を推定するステップとを備える。
【００１２】さらに具体的な実施形態によれば、分類
は、受信された伝送信号の周波数内容に基づく。分類
は、受信された伝送信号の電力スペクトル密度関数に基
づくことができる。電力スペクトル密度関数の推定は、
高速フーリエ変換アルゴリズムおよび受信された伝送信
号のデータ記号シーケンスのコヒーレントな平均化を使
用して計算することができる。
【００１３】電力スペクトル密度関数の推定は、要素の
総計を得るために電力スペクトル密度関数の要素を総計
し、前記要素のそれぞれを総計で除算することによって
正規化することもできる。
【００１４】雑音の影響は、電力スペクトル密度関数の
要素の数の逆数を、電力スペクトル密度関数から減算す
ることによって削除することができる。
【００１５】分類は、電力スペクトル密度関数の周波数
内容を特徴付けるために電力スペクトル密度関数から変
数を計算する追加のステップと、分類決定構造の制限値
に対して該変数を比較するステップとを備えることがあ
る。
【００１６】推定されたデータ伝送速度は、チャネル推
定に使用できる。
【００１７】本発明の別の態様によれば、データがデー
タフレームのシーケンス上で複数のデータ記号として伝
送される可変データ伝送速度の通信システムにおいて使
用するための信号受信回路構成が提供され、該信号受信
回路構成は、入信伝送信号を受信するためにデータ伝送
速度の事前に定められた分類にしたがって信号のデータ
フレームを分類するため、および受信されたデータフレ
ームのデータ伝送速度の推定を分類の結果から求めるた
めの速度推定器を備える。
【００１８】さらに具体的な実施形態によれば、信号受
信回路構成は、セルラー通信システムの移動局および／
または基地局内に含まれる。
【００１９】本発明の実施形態は、複数の有利な点を提
供する。本発明の実施形態は、速度情報が伝送されない
状況で使用することができる。さらに、本発明の実施形
態は、速度情報が伝送されるが、理由または他のため、
受信プロセス中に使用または信号から検出できない状況
で使用することができる。さらに、1つの考えられる使
用は、たとえば、伝送された信号から検出される速度情
報の補正またはエラーチェックのために使用できる追加
のデータ伝送速度情報を提供することである。データ伝
送速度の推定値は、たとえば、IC受信機内などの、受信
信号処理シーケンスのそれ以外の部分で使用することも
できる。未知のデータ伝送速度の早期検出の可能性は、
早期段階でデータ伝送速度を利用する任意のこのような
受信機構造の使用を可能にする。（伝送速度の）推定値
は、入信データ記号のビタビ復号のための速度選択を補
助するために、あるいはエラーチェックが失敗した場合
に復号のための代替伝送速度の決定を補助するためにも
使用することができる。さらに、発明の実施形態は、SN
R（信号対雑音比）変動に対してより敏感でないシステ
ムの提供を補助することもできるだろう。
【００２０】発明をさらによく理解するため、および同
じくどのようにして実行に移されるのかを示すために、
ここで、例添付図面を参照する。
【００２１】［発明の好ましい実施形態の説明］ 図１は、本発明が使用されてる環境ブロック図である。
すなわち、CDMA移動通信システムは、複数の移動局MS
1、MS2、MS3が、それぞれのチャネルCH1、CH2、CH3を介
して共通のセルの中で基地（トランシーバ）局BTSと通
信できるようにする。これらのチャネルは、それ自体既
知である方法でスクランブルコードを使用することによ
り互いから区別される。図2は、WCDMAシステム（広帯域
CDMA）の基地局での受信回路構成のブロック図である。
図2の受信回路構成は、アップリンク方向で使用するた
め、つまり移動局（MS）から信号を受信するためであ
る。ダウンリンク方向で設ける場合の、つまり移動局で
の実際の受信回路構成が多少異なる場合があるにして
も、発明がダウンリンク伝送にも適用可能であることに
注意されたい。
【００２２】図2に例示される受信回路構成をさらに詳
細に説明する前に、伝送局内の伝送回路構成（図示され
ていない）が、簡略に説明されるだろう。MSとBTS間で
伝送されるデータは、音声データ、ビデオデータまたは
その他のデータであってよい。データは、前述されたよ
うに、データのソースに依存するビット伝送速度Tbで伝
送のために適した形式に符号化される。符号化されたユ
ーザデータは、フレームマルチプレクサに供給される。
ユーザデータは、データのフレームごとにチェックシー
ケンス（CRC）を生成するCRCエンコーダに供給すること
もできる。フレームシーケンスのエラー補正コーディン
グおよびビットインタリーブ（挿入）が、当分野で既知
の方法で伝送の前に実行できる。エラー補正は、ビット
のいくつかが破壊されるとしても、たとえば、ビタビデ
コーダがコード化されたデータを回復できるように、無
線チャネル内のエラーからユーザデータを保護するため
に使用される。エラーコーディングおよび復号の目的の
ため、各ユーザデータシーケンスの終わりを定める末端
ビットも、ユーザデータシーケンスの最後に追加でき
る。ビットインタリーブは、典型的には、無線チャネル
内で発生するバーストエラーをデコーダがコード化され
たデータからさらに効率的にエラーを補正できるように
するために、時間内でさらに均等に拡散する。
【００２３】フレームマルチプレクサは、フレームシー
ケンスの中へ伝送のためにデータを編成する。図3は、
フレームシーケンス内で物理的なチャネルDPCCH（専用
物理制御チャネル）およびDPDCH（専用物理データチャ
ネル）のスロット構造の例を示す。フレームのDPCCH部
分は、パイロットシーケンス（PILOT）、場合によって
は速度情報（RI）シーケンス（図示されていない）、お
よび伝送電力制御（TPC）シーケンスを含む。フレーム
のDPDCH部分は、全体的にインタリーブされたユーザデ
ータシーケンス（ユーザビットおよび場合によりCRCビ
ットおよび場合により末端ビット）を含む。典型的に
は、DPDCHのユーザデータは、それぞれ10ミリ秒のフレ
ーム期間に分割され、各フレームは異なる伝送速度を有
することができる。このようにして、異なるソースから
伝送のためにフレームシーケンスにデータを多重化し、
異なるフレームで異なる伝送速度を提供することが可能
である。以下の例示する実施形態では、データ伝送速度
の検出はフレームのDPDCHシーケンスに依存する。
【００２４】フレームシーケンスは、コード生成器から
拡散コードおよびスクランブルコードを受信するスプレ
ッダに供給される。拡散コードおよびスクランブルコー
ドは、既知のCDMA技法にしたがって生成され、ここにさ
らに記述されない。拡散コードの効果とは、伝送のため
に、ビット伝送速度Tbより大きい、チップ速度Tcまで周
波数バンドを拡散することである。説明されたように、
スクランブルコードは、個々の移動局からの伝送が基地
局で区別できるように、単一の基地局に伝送する移動局
ごとに一意である。M個の並列コードチャネルが利用さ
れる場合、M個のデータ記号が、さまざまなコードを使
用して拡散されてから、結果がいっしょに総計される。
拡散信号は、たとえば、QPSK変調にしたがって、伝送の
準備が完了した信号を変調する変調器に供給される。い
くつかのシステムでは、変調は拡散の前に実行される。
しかしながら、このイベントのシーケンスは本発明に影
響をおよぼさない。拡散された変調済みの信号はデジタ
ルアナログ（D/A）変換器に、およびそこから伝送可能
な信号を供給するRF装置（ユニット）に供給される。
【００２５】アップリンク接続の受信側は、ここでは図
2を参照して説明される。アンテナ30に入信する信号
は、RF装置28によって受信され、アナログデジタル（A/
D）変換器32に供給される。信号は、異なる伝搬遅延dn
を有する多重経路を経由して、受信局に到達することが
あることが容易に理解されるだろう。A/D変換器32は、
デジタル入力信号を同期ユニット34、チャネル推定ユニ
ット37、および数多くの逆拡散器36a、36b、36cのそれ
ぞれに供給する。逆拡散器の数は、基地局から移動局へ
の信号が経由する経路のあり得る数に依存し、したがっ
て環境に依存している。同期ユニット34は、ハンドオー
バケースだけではなく、電源が投入された後にも、移動
局から基地局BTSへの同期を取り扱う。これは、その移
動局向けの一意のスクランブルコードで伝送された信号
を検索することを含む。このようにして、同期ユニット
34は、コード生成器22から一意のコードを受信する。検
索機能を実行するために、同期装置は、コード生成器22
からの一意のコードを活用し、それを、強い相関が検出
されるまで入信信号に相関させる。同期手順が完了した
後、専用トラフィックチャネルを確立することができ
る。インパルス応答測定ユニット35は、必要とされるス
クランブルコード位相φを各逆拡散器36a、36b、36cに
提供できるようにするために、伝搬遅延の推定に対処す
る。最強の相関の位相値は、第1逆拡散器36aに供給さ
れ、プロセスは、それぞれの位相値φを残りの逆拡散器
36bと36Cに供給するために続行される。逆拡散器36aか
ら36c内のそれぞれのコード生成器は、このようにし
て、決められた位相差にしたがって信号を逆拡散するた
めに使用することができ、結果として生じる狭帯域信号
はコヒーレント結合器および復調器ユニット38に供給さ
れる。
【００２６】チャネル推定ユニット37からのチャネル位
相推定値は、データ記号の結合プロセスおよび復調プロ
セスに必要とされる。さらに、データ伝送速度の推定値
は、どのくらいの数のデータ記号が総計されなければな
らないかを決定できるように、伝送速度推定器40に要求
される。
【００２７】結合され、復調された信号は、伝送された
ビットに関して受信記号にソフトウェアまたはハードウ
ェアによる判定を下すビット検出装置（図示されていな
い）に供給される。ビット検出装置からの検出されたビ
ットシーケンスは、送信機のインタリーバの動作を効果
的に元に戻すデインターリーブ装置（図示されていな
い）に供給される。デインターリーブされた信号は、さ
らに、エラー補正コード化ビットを送信されたユーザビ
ットおよびあり得るCRCビットに復号するデコーダ（図
示されていない）に供給できる。
【００２８】図2に示される実施形態の複数の代替回路
構造が、本発明の実施形態を実現するために考えられる
ことに注意されたい。しかしながら、一般的には、それ
が必要以上に長くデータ伝送速度推定を遅らせないよう
に、受信プロセスで可能な限り早急に速度推定を実行さ
せることが望ましい。
【００２９】すでに簡略に前述されたように、回路に
は、逆拡散器36aから逆拡散された信号を受信するため
に配列された速度推定器ユニット40が具備される。逆拡
散器36aからの信号は、最も強力な信号（つまり、主要
な経路に沿って入信する信号）であると仮定される。逆
拡散器36bと36cからの信号（分岐）間の破線によって示
されるように、複数の逆拡散器から速度推定器に情報を
供給することもできる。オプション（図示されていな
い）にしたがって、複数の推定器40が、回路構成内に提
供される。複数の推定器が使用される場合、推定器のそ
れぞれは、逆拡散器36aから36cへの単一信号出力分岐の
データ伝送速度を推定してよい。2つまたは3つ以上の信
号分岐が、複数の推定器の1つでの推定の前に結合され
てもよく、たとえば、その結果該1つの推定器は最も強
い信号を推定し、一方第2の推定器がつぎに最も強い信
号経路を推定する。
【００３０】速度推定器40は、逆拡散されたデータの構
造を調べることによってデータ伝送速度を推定する。以
下は、推定器40での受信信号のデータ伝送速度を、事前
に定められたカテゴリの1つに分類し、そののち、受信
信号の実際のデータ伝送速度の決定が事前に定められた
カテゴリに基づくことにより、つぎのフレームの伝送デ
ータ伝送速度を推定するための実施形態を説明する。
【００３１】受信信号の分類は、たとえば、図4に示さ
れるように、たとえば受信信号の推定された一片側の
（正の周波数領域の）電力スペクトル密度（PSD）関数
によって受信信号の周波数内容を調べることによって、
達成することができる。これは、信号のN-点のPSD関数
が、N点の複素時間領域信号について定めることがで
き、前記関数は信号の周波数内容について情報を提供す
るという理解に基づいている。信号xのPSD関数の未処理
の推定値は、以下の等式により信号のフーリエ変換（F
T）から計算できる。（１） PSD(x)=Re(FT(x))*Re(FT
(x))+Im(FT(x))*IM(FT(x))
【００３２】PSD関数は、N個の実数値を含み、これらの
値の相対的な振幅は、PSD関数の第1要素として周波数f=
0から開始し、ナイキストの臨界周波数（fc）までの周
波数範囲におよび、信号内に存在するさまざまな周波数
の相対的な量に変換することができる。
【数１】
【００３３】ここでは、Tsは拡散係数４を使用して逆拡
散された、１つの受信された記号の記号時間である。こ
こで、1つの10msの無線フレームは16*10*64=10240個の
このような記号を含み、記号時間は以下のとおりであ
る。Ts = 10ms / 10240 = 0.977μsしたがって、
【数２】 である。
【００３４】前記は、512kbpsというデータ伝送速度に
対応し、すなわちこの実施形態では（拡散係数4を使用
する）0.977μsというサンプリング速度では、PSD関数
で512kbpsを超えてデータ伝送速度を分離することはで
きないことを意味する。これは、フーリエ変換アルゴリ
ズムの性質により引き起こされる。つまり、フーリエ変
換によって一定のデータ伝送速度（周波数）を区別でき
るためには、伝送される記号ごとに2個のサンプルが受
信機で必要とされる。データ伝送速度1024kbpsとは、拡
散係数4が送信機で使用されることを意味するので、拡
散係数2が、それぞれの伝送されたデータ記号の2個のサ
ンプルを得るために受信機内で使用されなければならな
い。
【００３５】一般的には、fc=512kHzを有するというこ
とは、最高データ伝送速度のケースで、512kHzを超える
周波数がPSD関数にエイリアシングされる（aliased）、
すなわちそれらが0kHzと512kHzのあいだのどこかに写像
されることを意味する。しかしながら、信号の周波数内
容（すなわち、PSD関数の相対的な振幅）を直接的に分
析することは必要とされないため、これは実施形態に不
利な影響を有さない。代わりに、この手順の目的とは、
分類のために単一の決定変数が得られるように信号の周
波数内容を解釈することである。変数を受信するための
計算の例は、本明細書で後述されるだろう。
【００３６】1つの無線フレームの受信された10240個の
実記号のPSD推定値を推定するために、すべての10240個
の記号のフーリエ変換を計算することによって推定手順
を直接的に達成し、引き続いてPSD推定値をフーリエ変
換から計算することが可能である。この基本的なPSDの
推定方法は、前記の方法の実施を可能にするために充分
である。しかしながら、以下に説明される好ましい手順
は、さらに優れた結果を生じさせるだろう。
【００３７】受信された記号の総数P=10240であると
き、P個の記号は各ブロックのN個の連続点からなるK個
のブロックに分割される。この例では、N=64であり、そ
の結果K＝P/N=160である。そののちでN/2-点のFT（フー
リエ変換）が、N個の実記号の各ブロックごとに別個に
計算される。M=N/2と示すと、FTごとにM(=32)個の複素
数値が得られる。それから、M-点の実PSD関数推定値
は、周波数ごとに二乗される実数点と虚数点を総計する
ことによって各データブロックに対して計算することが
できる（等式（1）を参照すること）。最後に、最終的
なPSD関数推定値は、これらのK個の個別のPSD関数推定
値を平均化することによって計算される。
【００３８】この手順は、基本的なPSD方法によってPSD
関数推定値の分数（平方偏差）√K（=12.65）という係
数によってを削減することが判明した。信号のフーリエ
変換が、通常なんらかの種類の高速フーリエ変換（FF
T）アルゴリズムで計算され、それらのアルゴリズムが
通常log2(N)の複雑さであるため、後者の方法は、大部
分のケースでは、計算上さらに効率的でもある。したが
って、両方の方法が使用できるとしても、大部分のケー
スでは1つの長いFTを使用するより複数の短いFFTを使用
するほうが対数的により効率的である。
【００３９】計算上、前記方法の最大の負担は、ある1
つのブロックの64個の実記号に対して32点の複雑なフー
リエ変換を計算することにある。しかしながら、アルゴ
リズムの複雑さは、巧妙なFFTアルゴリズム、好ましく
は実データのFTに関する一定の対称性を考慮に入れるた
めにとくに修正されたアルゴリズムを使用することによ
って大幅に削減することができる。このようなアルゴリ
ズムはそれ自体既知であり、したがって、ここにさらに
詳しく説明されない。
【００４０】擬似コード表現では、PSD関数の推定は、
以下のようにここに作成できる。
【００４１】入力データをK個のブロックに分割し、各
ブロックの中にはN個の連続データ記号がある。 Ｍ＝Ｎ／２ についてi:1からKまで x：ブロックiに属するすべてのN個の実データ記号。/*F
FTのM=N/2実数点は、fxに戻され、虚数点はfy*/に戻さ
れる。 FFT REAL（x、N、fx、fy） jについて：＝1からMまで psd(j):=psd(j)+[fx(j)*fx(j)+fy(j)*fy(j)] jの終わり iの終わり Kでpsd()のすべての要素を除算する。
【００４２】K個のM-点PSD関数が1つのM点PSD関数推定
値に平均化された後では、PSD関数の総累数が1となるよ
うに、推定値を正規化することが有利であろう。正規化
は、psd( )の全M個の要素を総計し、全要素をこの総計
で除算することによって行なわれる。これにより、PSD
ビン（bin：箱）と呼ばれるPSD関数の要素の総計は1で
ある。
【００４３】信号の相加性白ガウス雑音（AWGN）を考慮
すると、その特性のひとつはそれが白である、すなわち
（周波数について）非選択的であるという点である。言
い換えると、雑音はすべての周波数に等しく広がる。PS
D関数の観点からは、これは、AWGNのPSD関数が、各ビン
の値が1/Mである平坦な線に過ぎないことを意味するだ
ろう。信号の中のAWGM雑音が加えられる0...fcの別個の
周波数の信号については、PSD関数は、このようにして1
/Mというバイアスを示し、別個の周波数については、PS
D関数の対応するビンが1/Mより大きくなるだろう。提案
されている推定方法は、PSD関数でのその相対的な量が
雑音を超える周波数にのみ関心があるため、1/Mは、PSD
関数から減算することができ、考えられるすべての結果
として生じる負のビンはゼロにリセットできる。
【００４４】擬似コード表現では、正規化および偏向削
除の演算は、以下のように作成できる。
【００４５】入信信号の実際の分類の前に、最終データ
伝送速度決定変数が計算されなければならない。前述さ
れたように、PSD関数の形状はその周波数内容について
の情報を示す。32kbpsなどのより低いデータ伝送速度の
伝送については、受信信号のPSD関数は低い方のビンに
より集中するが、たとえば1024kbpsなどの高い方のデー
タ伝送速度の伝送については、はるかに高い周波数が信
号中に存在することが理解された。したがって、PSD関
数内に存在する高い方のビンはさらに大きくなくてはな
らない。この理解を活用できるために、PSD関数の周波
数内容を特徴付ける変数が計算される。このために考え
られる変数は、いわゆるPSD関数のモーメントの中心（C
M）である。
【数３】
【００４６】CM変数の意味は、以下のとおりである。CM
が大きいほど、PSD関数内に存在する高い方の周波数の
相対量が大きくなり、したがって、送信機のビット伝送
速度が相対的に高かった可能性が高い。
【００４７】前記アルゴリズムは、マスワークス社（Ma
thWorks Inc.）によって提供されるMATLABシミュレーシ
ョンソフトウェアによって達成される広範囲なシミュレ
ーションによって試験されてきた。多様な伝送データ速
度について可変であるPSDモーメントの中心の分散は、
水平軸がPSDビンの数を定め、垂直軸がイベントの数を
定めるヒストグラムによって図5に示される。イベント
軸の数は、正規化された形式、つまり0から2200という
範囲の代わりに0から1でも提示できるだろう。異なるデ
ータ伝送速度の分布曲線は、左から右へ向かって、32kb
ps、64kbps、128kbps、256kbps、512kbps、および1024k
bpsである。図５から分かるように、高い方のデータ伝
送速度またはビット伝送速度（256以上）は、非常に明
確に互いから区別され、高い方のビット伝送速度の信頼
できる検出につながる。
【００４８】すべての使用済みの（したがって使用可能
な）送信機データ伝送速度（この例では、32kbps、64kb
ps、128kbps、256kbps、512kbpsおよび1024kbps）につ
いてCM変数の分布を定義することが可能である。事前に
定義された分布に基づき、実際のデータ伝送速度決定に
分類基準を設定することが可能である。送信機データ伝
送速度推定値は、このようにして、たとえば事前に定義
された分類基準を使用する推定構造によって、事前に定
義された分類規則にしたがった変数の分類が後に続くCM
変数計算によって提供することができる。実際のデータ
伝送速度は、クラスから定義することができる。
【００４９】最終的な（CM値の）推定のための１つの考
えられる決定構造は、擬似コード表現で以下に示され、
ここで、sfは送信機で使用される拡散係数の推定値であ
る。
【００５０】前記構造は、達成されたシミュレーション
で妥当な性能を示してきた。前記決定基準が暫定的にす
ぎないことが注記される。加えて、データ伝送速度クラ
スの前記に示された数は、考えられる数のクラスのただ
1つの例である。さまざまな基準値は、異なる実施形態
で使用でき、データ伝送速度クラスの数は、異なる実施
例において自由に選ぶことができる。
【００５１】好ましい実施形態では、たとえデータ伝送
速度クラスの数が考えられる送信機データ伝送速度の数
に一致していても、クラスの数は必ずしもさまざまな考
えられる送信機データ伝送速度の数に一致する必要がな
いことも注記される。たとえば、低い方の送信機データ
伝送速度の内の2つまたは複数が1つのデータ伝送速度ク
ラスに含まれるように、少ない方の数のクラスを使用す
ることができ、それによって分類手順を簡略化し、低い
方のデータ伝送速度に対して変数の分布をときおりイン
タリーブすることによって引き起こされる問題を回避す
ることができる。加えて、実際のデータ伝送速度を使用
する代わりに、データ伝送速度クラスは、たとえば、
低、相対的に低、中位、相対的に高、および高として、
クラスのいくつかまたはすべてが複数の送信機データ伝
送速度を含むように示すこともできる。
【００５２】達成されたシミュレーションは、本明細書
の前半で説明された従来の技術の電力をベースにした方
法のケースでのように、前記実施形態が低信号対雑音比
を被らないと考えられることを証明した。シミュレーシ
ョンは、Es/N0=10dBで実行され、電力ベースの方法は受
信された伝送のあらゆるデータ伝送速度を検出できなか
った。しかしながら、このEs/N0の規模では、前述され
た実施形態が、正しいデータ伝送速度検出の以下の確率
を達成した（シミュレーションは、10000無線フレーム
について実行された）。
【００５３】
【表】
【００５４】CRC復号およびビタビ復号の測定規準に基
づいた前述された従来の技術による方法に比較すると、
前記実施形態は、データ伝送速度の推定が、復号プロセ
スの後まで遅延されないという点で優位点を有する。し
たがって、実施形態は、従来の技術の提案受信機内のた
とえば異なる干渉相殺方法により適切である。さらに、
前述された方法は、データのCRCまたはビタビ復号に基
づいた方法より複雑ではない。
【００５５】図5および前記の表から分かるように、記
述された実施形態は、すべての機会で、32kbpsと64kbps
という最低データ伝送速度を互いから分離しない可能性
がある。これは、あらゆる高い方のデータ伝送速度が低
い方のデータ伝送速度の2の整数倍数であり、データ伝
送速度32kbpsと64kbpsが互いに相対的に近いという事実
のためである。そのため、決定変数（CM）の分布は重複
することがある。低い方のデータ伝送速度を1つのクラ
スに組み込むことが望ましくなく、最低データ伝送速度
の分離においてさらに優れた性能が（高い方のデータ伝
送速度の分離を犠牲にして）必要とされる場合には、受
信機のサンプリング速度を、たとえば受信機で拡散係数
を4から16に増加することによって減少させることがで
きる。フーリエ変換の長さが同じ（たとえば64）に保た
れると、これがナイキストの臨界周波数fcの減少につな
がり、このようにして同時に検出可能な周波数のウィン
ドウを狭める一方で、低い方の周波数で周波数解像度を
改善するだろう。このプロセスがある場合には、高い周
波数が依然としてシステム内に存在する（つまり、たと
えば1024kbpsが依然として送信機で使用される可能性が
ある）場合、fcより高い周波数に対する激しいエイリア
シングにつながる可能性があることが注記される。しか
しながら、このエイリアシングの影響は、データ伝送速
度検出の前に受信信号に対して低域フィルタを使用する
ことによって、容易に削減できる。
【００５６】発明は、CDMAベースのシステムの環境で説
明されてきたが、類似した原則が、たとえばTDMAシステ
ム内または可変速度でデータを受信し、モデムなどのデ
ータ伝送速度の情報を必要とする任意の電気通信装置内
など他の通信システムでも適用できることが理解される
だろう。
【００５７】発明は、ブラインドデータ伝送速度検出に
関係して前記に記述されたが、記述されているデータ伝
送速度推定方法は、検証済みのおよび／または補正済み
のデータ伝送速度推定値を作成するために、速度情報ビ
ットまたは類似したデータ伝送速度情報とともに使用で
きるだろう。このケースでは、接続が速度推定ユニット
40とチャネル推定ユニット37または検証／補正を達成す
る回路構成の類似する装置のあいだで提供されなければ
ならない。これは、とくに、伝送速度推定の確度に対す
る高い要件を有するインプリメンテーションでの見込み
のある代替策である。
【００５８】前記は発明の実施形態を例示することを説
明するが、添付請求項に定められるように、本発明の範
囲から逸脱することなく、開示される解決策に加えられ
てよいいくつかの変化および修正がある。 ［図面の簡単な説明］
【図１】移動通信システムのブロック図である。
【図２】局内の受信回路構成要素を示す。
【図３】未知のデータ伝送速度での伝送のための物理的
なチャネルのスロット構造を示す。
【図４】発明の1つの実施形態によるブラインド速度分
類アルゴリズムを示す。
【図５】異なるデータ伝送速度のための変数のシミュレ
ーションされた分散を示す図である。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平９−172428（ＪＰ，Ａ) 特開 平11−220778（ＪＰ，Ａ) 特開 平11−150522（ＪＰ，Ａ) 特表 平８−509348（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04J 13/00 - 13/06 H04B 1/69 - 1/713 H04Q 7/38

Claims (19)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 伝送信号がデータフレームのシーケンス
    上で複数のデータ記号を含む可変データ伝送速度の通信
    システムにおいてデータ伝送速度を推定するための方法
    であって、データ伝送速度の事前に定義された分類にし
    たがって受信された伝送信号のデータフレームを分類す
    る工程と、前記データフレームの分類の工程が受信された伝送信号
    の電力スペクトル密度関数の推定値に基づいて分類さ
    れ、 前記電力スペクトル密度関数の推定値から電力スペクト
    ル密度関数の周波数内容を特徴付ける変数を計算する工
    程と、 該変数を、分類決定構造の基準値と比較する工程とを備
    え、 前記分類に基づいて受信されたデータフレームのデ
    ータ伝送速度を推定する方法。
  2. 【請求項２】 前記受信された伝送信号の電力スペクト
    ル密度関数の推定値が、高速フーリエ変換アルゴリズム
    および受信された伝送信号のデータ記号シーケンスのコ
    ヒーレントな平均化を使用して計算される請求項1記載
    の方法。
  3. 【請求項３】 前記高速フーリエ変換アルゴリズムが、
    伝送されたデータ記号の事前に定められた対称性を考慮
    に入れる請求項2記載の方法。
  4. 【請求項４】 前記電力スペクトル密度関数の推定が、 受信されたデータ記号の総数をブロックに分割し、そこ
    では各ブロックが事前に定義された量の信号の連続的な
    点を含む工程と、 信号の周波数ごとに二乗された実数点および虚数点を受
    信するために前記ブロックのそれぞれに個々のフーリエ
    変換を計算する工程と、 二乗された実数点および虚数点を総計することによっ
    て、ブロックごとに個々の電力スペクトル関数の推定値
    を計算する工程と、 個々の電力スペクトル関数の推定値を平均化することに
    よって、電力スペクトル密度関数の推定値を計算する工
    程と、 を備える、請求項1 、 2 または 3記載の方法。
  5. 【請求項５】 前記電力スペクトル密度関数の推定値
    が、電力スペクトル密度関数の要素を総計することによ
    って、および該総計で前記要素のそれぞれの除算するこ
    とによって正規化される、請求項1 、 2 、 3 または 4記載の
    方法。
  6. 【請求項６】 前記分類の工程がさらに雑音の影響を除
    去する工程を備える、請求項1 、 2 、 3 、 4 または 5記載の
    方法。
  7. 【請求項７】 前記雑音の除去の工程が、電力スペクト
    ル密度関数の要素の数の逆数を電力スペクトル密度関数
    から減算することを備える、請求項6記載の方法。
  8. 【請求項８】 受信された伝送信号の周波数内容を特徴
    付ける変数が、電力スペクトル密度関数のモーメントの
    中心を備える、請求項1 、 2 、 3 、 4 、 5 、 6 または 7記載の
    方法。
  9. 【請求項９】 前記変数の大きさが、電力スペクトル密
    度関数に存在する高周波の相対的な量を示す、請求項
    1 、 2 、 3 、 4 、 5 、 6 、 7 または 8記載の方法。
  10. 【請求項１０】 通信システムが、セルラー符号分割多
    元接続通信網を備え、データが無線インタフェース上で
    ネットワークの移動局と基地局のあいだで伝送される、
    請求項1 、 2 、 3 、 4 、 5 、 6 、 7 、 8 または 9記載の方法。
  11. 【請求項１１】 前記事前に定義された分類のデータ伝
    送速度クラスの数が、考えられるデータ伝送速度の数に
    等しい、請求項1 、 2 、 3 、 4 、 5 、 6 、 7 、 8 、 9 または 10記
    載の方法。
  12. 【請求項１２】 前記事前に定義された分類のデータ伝
    送速度クラスの数が、考えられるデータ伝送速度の数よ
    り少ない請求項1 、 2 、 3 、 4 、 5 、 6 、 7 、 8 、 9 または 10記
    載の方法。
  13. 【請求項１３】 データ伝送速度が請求項1 、 2 、 3 、 4 、
    5 、 6 、 7 、 8 、 9 、 10 、 11 また は 12にしたがって推定され
    る、セルラー符号分割多元接続通信システムにおけるチ
    ャネル推定のための方法。
  14. 【請求項１４】 データ伝送速度が、受信されたデータ
    記号のビタビ復号のための速度選択を補助するために使
    用される、請求項13記載の方法。
  15. 【請求項１５】 伝送局から受信されるデータ伝送速度
    情報および推定されるデータ伝送速度が、ともにチャネ
    ル推定のために使用される、請求項13または14記載の方
    法。
  16. 【請求項１６】 データが、データフレームのシーケン
    ス上で複数のデータ記号として伝送される可変データ伝
    送速度の通信システムで使用するための信号受信回路構
    成であって、入信伝送信号を受信し、データ伝送速度の
    事前に定義される分類にしたがって信号のデータフレー
    ムを信号の電力スペクトル密度関数の推定値に基づいて
    分類し、電力スペクトル密度関数の推定値から信号の電
    力スペクトル密度関数の周波数内容を特徴付ける変数を
    計算し、該変数を分類決定構成の基準値と比較し、受信
    されたデータフレームのデータ伝送速度の推定値を分類
    の結果から求めるための、速度推定器を備える信号受信
    回路構成。
  17. 【請求項１７】 受信信号の推定されたデータ伝送速度
    をチャネル推定で活用するチャネル推定ユニットを備え
    る、請求項16記載の信号受信回路構成。
  18. 【請求項１８】 請求項16記載の信号受信回路構成を含
    む移動局。
  19. 【請求項１９】 請求項16記載の信号受信回路構成を含
    む基地局。
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Families Citing this family (24)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6952463B2 (en) * 2001-09-28 2005-10-04 Lucent Technologies Inc. Method of blind transport format detection based on power transition
GB2383239B (en) * 2001-12-15 2004-03-17 Motorola Inc A method and apparatus for transmitting data
JP3753698B2 (ja) * 2003-02-07 2006-03-08 松下電器産業株式会社 無線送信装置および伝送レート決定方法
EP1531590A1 (en) * 2003-11-11 2005-05-18 STMicroelectronics Belgium N.V. Method and apparatus for channel equalisation with estimation of the channel impulse response length
US7720013B1 (en) * 2004-10-12 2010-05-18 Lockheed Martin Corporation Method and system for classifying digital traffic
US8442441B2 (en) * 2004-12-23 2013-05-14 Qualcomm Incorporated Traffic interference cancellation
US8488967B2 (en) * 2005-02-18 2013-07-16 Telcordia Technologies, Inc. System and method for OCDMA-based photonic layer security robustness to archival attack
NZ599522A (en) 2005-05-09 2013-11-29 Theranos Inc Point-of-care fluidic systems and uses thereof
US7457588B2 (en) * 2005-08-01 2008-11-25 Motorola, Inc. Channel quality indicator for time, frequency and spatial channel in terrestrial radio access network
US11287421B2 (en) 2006-03-24 2022-03-29 Labrador Diagnostics Llc Systems and methods of sample processing and fluid control in a fluidic system
US8007999B2 (en) 2006-05-10 2011-08-30 Theranos, Inc. Real-time detection of influenza virus
US8012744B2 (en) 2006-10-13 2011-09-06 Theranos, Inc. Reducing optical interference in a fluidic device
US20080113391A1 (en) 2006-11-14 2008-05-15 Ian Gibbons Detection and quantification of analytes in bodily fluids
US8300721B2 (en) * 2007-03-14 2012-10-30 Agilent Technologies, Inc. Pseudorandom noise code acquisition in direct sequence spread spectrum systems
US8158430B1 (en) 2007-08-06 2012-04-17 Theranos, Inc. Systems and methods of fluidic sample processing
CN103323610B (zh) 2007-10-02 2016-12-28 赛拉诺斯股份有限公司 模块化现场护理装置及其应用
CN101453582B (zh) * 2007-11-29 2012-12-19 三叉微系统(远东)有限公司 用于广播信号的信号帧配置和信号帧头的检测方法
MX358656B (es) * 2008-03-26 2018-08-29 Theranos Ip Co Llc Métodos y sistemas para evaluar resultados clínicos.
MX2012004620A (es) 2009-10-19 2012-06-25 Theranos Inc Sistema integrado de captura y analisis de datos de salud.
US8600312B2 (en) * 2010-01-25 2013-12-03 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for spectral sensing
TWI639703B (zh) 2011-01-21 2018-11-01 賽瑞諾斯有限公司 樣本使用最大化之系統及方法
US9014119B2 (en) * 2012-02-07 2015-04-21 Marvell International Ltd. Spectrum estimation for low-load LTE signals
US10491687B2 (en) * 2013-05-20 2019-11-26 Packsize Llc Method and system for flexible node composition on local or distributed computer systems
US10466338B2 (en) * 2016-07-17 2019-11-05 Commscope Technologies Llc Detecting Federal Incumbent Radar (FIR) signal

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4887280A (en) * 1986-12-29 1989-12-12 Hughes Aircraft Company System for detecting the presence of a signal of a particular data rate
WO1995022818A1 (en) 1994-02-17 1995-08-24 Motorola Inc. Method and apparatus for group encoding signals
US5619524A (en) * 1994-10-04 1997-04-08 Motorola, Inc. Method and apparatus for coherent communication reception in a spread-spectrum communication system
KR970013834A (ko) * 1995-08-23 1997-03-29 사와무라 시코우 전송속도 추정장치(A computing apparatus of transmission rate)
JP3311252B2 (ja) 1995-08-23 2002-08-05 沖電気工業株式会社 伝送速度推定装置、また、これを用いた伝送速度可変通信システム
SE9601606D0 (sv) * 1996-04-26 1996-04-26 Ericsson Telefon Ab L M Sätt vid radiotelekommunikationssystem
US5987018A (en) * 1996-05-02 1999-11-16 Motorola, Inc Radio unit, method of communicating between radio units over a communications channel and method of preparing a sequence of data cells for transmission over a radio channel
JP3202658B2 (ja) * 1997-06-20 2001-08-27 日本電気株式会社 可変レートｃｄｍａ送信電力制御方式
GB2330992A (en) 1997-11-03 1999-05-05 Nokia Mobile Phones Ltd Channel estimation in a variable data rate communication system
JPH11150522A (ja) 1997-11-17 1999-06-02 Oki Electric Ind Co Ltd 復号方法及び装置
JP3981899B2 (ja) * 1998-02-26 2007-09-26 ソニー株式会社 送信方法、送信装置及び受信装置
JP3253916B2 (ja) 1998-03-13 2002-02-04 松下電送システム株式会社 通信速度切換装置
JPH11340840A (ja) * 1998-05-28 1999-12-10 Fujitsu Ltd 移動通信端末及び送信ビットレート判別方法

Also Published As

Publication number Publication date
US20070014343A1 (en) 2007-01-18
CN1192567C (zh) 2005-03-09
WO2001019043A1 (en) 2001-03-15
AU5976699A (en) 2001-04-10
EP1210803B1 (en) 2007-03-21
EP1210803A1 (en) 2002-06-05
JP2003529236A (ja) 2003-09-30
DE69935619D1 (de) 2007-05-03
CN1391751A (zh) 2003-01-15
DE69935619T2 (de) 2007-11-29
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