ES2283153T3 - Determinacion de la velocidad de datos, basada en estimaciones de la densidad espectral de potencia. - Google Patents
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Abstract
Método para la estimación de la velocidad de la transmisión de datos en un sistema de comunicaciones con velocidades variables de transmisión de datos en el que una señal de transmisión incluye una pluralidad de símbolos de datos sobre una secuencia de tramas de datos, que comprende: clasificar una trama de datos de una señal de transmisión recibida según una clasificación predefinida de las velocidades de transmisión de datos; y realizar la estimación de la velocidad de transmisión de datos de la trama de datos recibida basándose en dicha clasificación; caracterizado porque las tramas de datos se clasifican basándose en una estimación de la función de la densidad espectral de potencia de la señal de transmisión recibida.
Description
Determinación de la velocidad de datos, basada
en estimaciones de la densidad espectral de potencia.
La presente invención se refiere a un método y a
una circuitería para la estimación de velocidades de datos de
señales transmitidas entre estaciones en un sistema de
comunicaciones, y más particularmente, aunque no de forma
explícita, entre estaciones en un sistema celular de comunicaciones
de acceso múltiple por división de código (CDMA).
En un sistema de comunicaciones, las señales se
pueden transmitir con velocidades variables de transmisión de datos
en las que los datos se transmiten en forma de una pluralidad de
símbolos de datos en tramas de datos subsiguientes. Tal como es
sabido, en un sistema celular CDMA (Acceso Múltiple por División de
Código) los datos se codifican para la transmisión modulando los
símbolos de datos a transmitir por medio de un código de
ensanchamiento y un código de aleatorización exclusivo para cada
canal. En cada célula del sistema celular de comunicaciones, los
códigos de aleatorización son preferentemente, en la medida de lo
posible, ortogonales para permitir que una pluralidad de estaciones
móviles diferentes se comuniquen con una estación base sobre
canales codificados selectivamente. El efecto del código de
ensanchamiento es ensanchar la banda de frecuencias para la
transmisión a una velocidad de segmentos Tc que es mayor que la
velocidad binaria T_{b}. El código de aleatorización es
exclusivo para cada estación móvil que transmite a una única
estación base de manera que en la estación base se puede
diferenciar la transmisión desde estaciones móviles individuales.
Los códigos de ensanchamiento son también lo más ortogonales
posibles dentro de cada usuario. Por ejemplo, es posible establecer
una conexión de velocidad variable tal que la velocidad de datos de
los bits de información, y por lo tanto el factor de ensanchamiento
usado en la modulación por ensanchamiento de estos bits, varíe de
una trama de radiocomunicaciones a otra (por ejemplo, cada 10 ms).
Las velocidades de datos usadas en una conexión de este tipo no son
arbitrarias, si no, que para la duración de cada trama de
radiocomunicaciones, se usa una de las velocidades de datos
predefinidas. Por otra parte, toda velocidad de datos superior es
divisible por una velocidad de datos inferior, siendo el factor de
división 2^{k} para cierto k \geq 0. Esta especificación
presenta unas velocidades de datos de conexión de velocidad variable
de 32, 64, 128, 256, 512 y 1024 kbps, aunque es evidente que
también se podrían usar otras velocidades de datos sin desviarse con
respecto al concepto básico de la transmisión con velocidad de
datos variable (o multivelocidad).
Cuando se transmite una señal entre una estación
base y una estación móvil (bien sobre el enlace ascendente o bien
sobre el enlace descendente) de un sistema CDMA, es necesario que la
unidad receptora de las señales establezca, a partir de la señal
recibida, alguna información sobre el camino de comunicaciones a lo
largo del cual se ha desplazado la señal. A esta operación se le
hace referencia en este caso como "estimación del canal" y
habitualmente se lleva a cabo en una unidad de estimación de canales
la cual genera una respuesta impulsional del canal. Se conocen
varias técnicas para la estimación de los canales. La respuesta
impulsional del canal es necesaria para decodificar y demodular
correctamente los datos entrantes.
La velocidad de transmisión de datos de la señal
recibida se puede usar en la estimación del canal. No obstante, si
la velocidad de datos de una trama de radiocomunicaciones recibida
no se conoce en el momento de la detección en el receptor, los
símbolos de información de dicha trama de radiocomunicaciones se
obtienen habitualmente mediante la detección de los símbolos de
datos complejos considerando que para la transmisión se usa la
velocidad de datos más alta posible, y usando el factor de
ensanchamiento más bajo posible en la estación receptora.
Considerando que la velocidad de datos de la trama de
radiocomunicaciones recibida era de 1024 kbps, ésta se corresponde
con el factor de ensanchamiento de 4 (a 4,096 Mcps) usado en la
detección de los símbolos de datos. El resultado de esta detección
debería ser un vector de datos de todos los símbolos de información
complejos detectados correspondientes a la trama de
radiocomunicaciones recibida. Después de esto se debe estimar cuál
era la velocidad de datos real de la señal en la estación
transmisora durante la transmisión. Por ejemplo, esta fase podría
proporcionar la determinación de que la velocidad de datos real en
la trama de radiocomunicaciones recibida era 256 kbps, no la
supuesta de 1024 kbps. Finalmente, según la velocidad de datos
estimada, para obtener un símbolo de información real se suman entre
sí tantos símbolos adyacentes como sean necesarios. En este
ejemplo, esta situación conduciría a sumar cada cuatro símbolos
adyacentes para obtener un símbolo de información real. Por lo
tanto, resultaría ventajoso poder disponer de la velocidad de datos
real de la transmisión en el momento de la detección en la
circuitería del receptor.
La transmisión entre las estaciones puede
incluir o no información explícita de las velocidades de datos de
la señal transmitida. En el primer caso, es decir, si la conexión de
velocidad variable incluye información explícita sobre las
velocidades de datos usadas para cada trama de radiocomunicaciones
recibida, esta información se proporciona habitualmente en un canal
independiente, por ejemplo, en un DPCCH (Canal Físico Dedicado de
Control). No obstante, con frecuencia esta información se codifica
de tal manera que la velocidad de datos real de la trama de
radiocomunicaciones recibida no se conoce en el momento en el que se
detectan los símbolos de datos de la trama de radiocomunicaciones.
Adicionalmente, puede que sea necesario establecer otra estimación
de la velocidad de datos, por ejemplo, a efectos de realizar una
verificación y/o corrección de la información de la velocidad de
datos recibida. En este último caso, es decir, si la información
explícita no se incluye en la señal recibida, en la estación
receptora se puede usar la denominada estimación de la velocidad de
datos desconocida u oculta para definir en el receptor la velocidad
de datos real de la señal recibida.
Una de las propuestas de la técnica anterior
para detectar la velocidad de datos de la señal recibida se basa en
la diferencia de potencia de los bits recibidos en el canal de datos
y el canal de control. Este método es relativamente sencillo ya que
requiere únicamente las estimaciones de la potencia media de los
símbolos de control y los símbolos de datos recibidos. No obstante,
el inconveniente del método es que para empezar si en la detección
de los símbolos de datos se usa un factor de ensanchamiento muy bajo
(4 en el ejemplo anterior) el ruido llega a predominar a un nivel
alto en el proceso de detección. Esta situación deteriora
sustancialmente el rendimiento de la estimación de la potencia de
los símbolos de datos.
El documento GB 2301999A da a conocer un sistema
digital de comunicaciones CDMA que presenta cuatro velocidades de
datos posibles. Un transmisor Tx combina una señal digitalizada en
un flujo continuo de datos digital con una velocidad de datos
variable y la transmite a un receptor Rx1. El receptor decodifica la
señal recibida con la velocidad de datos transmitida realmente. Por
esta razón, el receptor debe realizar una estimación de la
velocidad de datos de codificación de la señal recibida. El receptor
decodifica la señal recibida a una velocidad de decodificación, la
cual se evalúa en relación con si dicha velocidad de decodificación
es correcta o no. Dicha evaluación se logra, por ejemplo, midiendo
la potencia media, o la densidad espectral de potencia de una señal
de ruido, o la relación S/N. Según dicha estimación, el receptor
realiza una estimación de la velocidad de datos real de
transmisión. El receptor puede incluir medios para evaluar calidades
de decodificación según las velocidades de datos variables, o puede
seleccionar de forma preliminar por lo menos un conjunto de
velocidades de datos candidatas.
Otro de los métodos de la técnica anterior se
basa en la decodificación CRC (Comprobación de Redundancia Cíclica:
una señal de detección de errores) de la señal recibida. El método
se basa en considerar una velocidad de datos en cada fase de
decodificación y en una selección subsiguiente de una velocidad de
datos que proporcione una palabra CRC correcta. Para proporcionar
un ejemplo, considerando que las velocidades de datos posibles son
32, 64, 128, 256, 512, y 1024 kbps, se calcularía una comprobación
CRC directamente para los símbolos de información de la trama de
radiocomunicaciones recibida considerando en primer lugar una
velocidad de datos de 1024 kbps. La palabra CRC resultante se
almacena. Se suman entre sí dos símbolos recibidos adyacentes,
considerando una velocidad de datos de 512 kbps, y se calcula una
comprobación CRC adicional para estos símbolos de información. La
palabra CRC resultante se almacena. El proceso continúa con la suma
de dos símbolos de información adyacentes y el cálculo de las
comprobaciones CRC para todos estos flujos continuos de información
hasta que se obtiene una velocidad de datos lo más baja posible.
Seguidamente, se verifican las palabras CRC almacenadas y se
selecciona una velocidad de datos tal que se corresponda con la
velocidad usada en el transmisor cuando se obtuvo una comprobación
CRC correcta (en el caso de que la misma se haya producido). Uno de
los inconvenientes de este método es que resulta computacionalmente
complejo: si hay N velocidades de datos posibles, esta situación
requiere N procesos de decodificación CRC consiguientes antes de que
se pueda tomar una decisión sobre la velocidad de datos del
transmisor. Por otra parte, el método no proporciona ninguna
velocidad de datos si el algoritmo no ofrece una comprobación CRC
que coincida exactamente.
Una de las propuestas de la técnica anterior se
basa en la métrica de la decodificación Viterbi de los datos,
considerando (tal como en el método CRC) una cierta velocidad de
datos en cada fase del proceso de decodificación. No obstante, este
método también resulta computacionalmente complejo y hace uso de
consideraciones las cuales pueden conducir a operaciones
aritméticas todavía más complicadas y/o a resultados imprecisos del
procedimiento de estimación.
Uno de los inconvenientes adicionales de estos
dos últimos métodos de la técnica anterior es que los mismos
retardan la decisión final sobre la velocidad de datos de la señal
recibida a una fase en la que es necesaria por primera vez cierta
decodificación de los datos. Esta situación hará que la operación
resulte complicada para estructuras de receptores que requieren una
estimación de las velocidades de transmisión de los datos de las
señales recibidas en una fase situada antes que la decodificación.
Uno de los receptores de este tipo comprende un receptor de
Cancelación de Interferencias (IC).
Uno de los objetivos de las formas de
realización de la presente invención consiste en hacer frente a uno
o varios de los inconvenientes de la estimación de velocidad de
datos de la técnica anterior y/o en proporcionar un tipo nuevo de
solución para la estimación de la velocidad de datos.
Según uno de los aspectos de la presente
invención se proporciona un método para la estimación de la
velocidad de la transmisión de datos en un sistema de
comunicaciones con velocidades de transmisión de datos variables en
las que una señal de transmisión incluye una pluralidad de símbolos
de datos sobre una secuencia de tramas de datos, que comprende la
clasificación de una trama de datos de una señal de transmisión
recibida según una clasificación predefinida de las velocidades de
transmisión de datos; y la estimación de la velocidad de
transmisión de datos de la trama de datos recibida basándose en
dicha clasificación; caracterizado porque las tramas de datos se
clasifican basándose en una estimación de la función de la densidad
espectral de potencia de la señal de transmisión
recibida.
recibida.
Según una forma de realización más específica,
la clasificación se basa en el contenido de frecuencia de la señal
de transmisión recibida. La clasificación se basa en una estimación
de la función de densidad espectral de potencia de la señal de
transmisión recibida. La estimación de la función de densidad
espectral de potencia se puede calcular usando un algoritmo de
Transformada Rápida de Fourier y un promediado coherente de la
secuencia de símbolos de datos de la señal de transmisión
recibida.
La estimación de la función de densidad
espectral de potencia también se puede normalizar sumando los
elementos de la función de densidad espectral de potencia para
obtener una suma de los elementos y dividiendo cada uno de dichos
elementos por la suma.
Se puede eliminar el efecto de ruido restando de
la función de densidad espectral de potencia un inverso del número
de elementos de la función de densidad espectral de potencia.
La clasificación puede comprender además etapas
en las que se calcula una variable a partir de la función de
densidad espectral de potencia para caracterizar el contenido de
frecuencia de la función de densidad espectral de potencia, y se
compara la variable con respecto a valores límite de una estructura
de decisión de la clasificación.
La velocidad de transmisión de datos estimada se
puede usar en la estimación de los canales.
Según otro de los aspectos de la presente
invención se proporciona una circuitería de recepción de señales
para ser usada en un sistema de comunicaciones con velocidades
variables de transmisión de datos en la que los datos se transmiten
en forma de una pluralidad de símbolos de datos sobre una secuencia
de tramas de datos, comprendiendo la circuitería de recepción de
señales una unidad de estimación de velocidades para recibir una
señal de transmisión entrante, para clasificar una trama de datos de
la señal según una clasificación predefinida de las velocidades de
transmisión de datos, y para determinar, a partir de los resultados
de la clasificación, una estimación de la velocidad de transmisión
de datos de la trama de datos recibida; caracterizada porque la
unidad de estimación de velocidades está dispuesta para clasificar
la señal recibida basándose en una estimación de la función de
densidad espectral de potencia de la señal de transmisión
recibida.
Según una forma de realización más específica,
la circuitería de recepción de señales está incluida en una
estación móvil y/o una estación base de un sistema celular de
comunicaciones.
Las formas de realización de la presente
invención proporcionan varias ventajas. Las formas de realización
de la invención se pueden usar en una situación en la que no se
transmita ninguna información de velocidad. Adicionalmente, las
formas de realización de la invención se pueden usar en una
situación en la que se transmita la información de velocidad aunque
la misma, por una razón u otra no se pueda usar o detectar a partir
de la señal durante el proceso de recepción. Adicionalmente, uno de
los usos posibles es proporcionar una información adicional de
velocidad de datos la cual se pueda usar, por ejemplo, para la
corrección o la comprobación de errores de una información de
velocidad detectada a partir de la señal transmitida. La estimación
de la velocidad de transmisión de datos se puede usar también en
otras partes de la secuencia del proceso de las señales recibidas,
por ejemplo, en un receptor IC. La posibilidad de una detección
temprana de la velocidad de datos desconocida permite el uso de
cualquier estructura de un receptor tal que haga uso de la
información de la velocidad de datos en una fase temprana. La
estimación también se puede usar como ayuda en la selección de la
velocidad para la decodificación Viterbi de los símbolos de datos
entrantes, o como ayuda en la decisión sobre una velocidad de
transmisión alternativa para la decodificación en el caso de que
falle una comprobación de errores. Adicionalmente, formas de
realización de la invención pueden servir como ayuda en la obtención
de un sistema que sea menos sensible a la fluctuación de la SNR
(Relación Señal/Ruido).
Para obtener una mejor comprensión de la
invención y para mostrar cómo se puede llevar a la práctica la
misma, a continuación se hará referencia a título de ejemplo a los
dibujos adjuntos en los cuales:
la Figura 1 es un diagrama de bloques de un
sistema de comunicaciones móviles;
la Figura 2 ilustra una circuitería de recepción
en una estación;
la Figura 3 ilustra una estructura de intervalos
correspondiente a canales físicos para una transmisión con
velocidad de datos desconocida;
la Figura 4 ilustra un algoritmo de
clasificación de velocidades ocultas según una de las formas de
realización de la invención; y
la Figura 5 es un diagrama que muestra
distribuciones simuladas de variables para diferentes velocidades de
datos.
La Figura 1 es un diagrama de bloques que
ilustra un contexto en el cual se puede usar la presente invención.
Es decir, un sistema de comunicaciones móviles CDMA permite que una
pluralidad de estaciones móviles MS1, MS2, MS3 se comuniquen con
una estación (transceptora) base BTS en una célula común a través de
canales respectivos CH1, CH2, CH3. Estos canales se diferencian el
uno del otro mediante el uso de códigos de aleatorización según una
manera la cual es conocida de por sí. La Figura 2 es un diagrama de
bloques de una circuitería de recepción en una estación base de un
sistema WCDMA (CDMA de Banda Ancha). La circuitería de recepción de
la Figura 2 está destinada a usarse en la dirección de enlace
ascendente, es decir, para recibir señales de las estaciones
móviles (MS). Se hace observar que aunque la implementación en
cuestión de la circuitería de recepción en la dirección de enlace
descendente, es decir, en la estación móvil, puede ser algo
diferente, la invención también es aplicable a transmisiones de
enlace descendente.
Antes de describir más detalladamente la
circuitería de recepción ilustrativa de la Figura 2, se describirá
brevemente una circuitería de transmisión (no mostrada) en una
estación transmisora. Los datos que se van transmitir entre una MS
y una BTS pueden ser datos de voz, datos de vídeo u otros datos. Los
datos se codifican en un formato adecuado para la transmisión a una
velocidad binaria T_{b} la cual depende de la fuente de los
datos, tal como se ha descrito anteriormente. Los datos de usuario
codificados se suministran a un multiplexor de tramas. Los datos de
usuario se pueden suministrar también a un codificador CRC el cual
genera una secuencia de comprobación (CRC) para cada trama de
datos. La codificación de corrección de errores y el intercalado de
bits de la secuencia de tramas se pueden realizar antes de la
transmisión según una manera conocida en la técnica. La corrección
de errores se usa para proteger los datos de usuario contra errores
en un canal de radiocomunicaciones de manera que, por ejemplo, un
decodificador Viterbi pueda recuperar los datos codificados incluso
si algunos de los bits están alterados. Con el fin de realizar la
codificación y la decodificación de errores, al final de la
secuencia de datos de usuario se pueden añadir bits de cola que
definan el final de cada secuencia de datos de usuario. El
intercalado de bits dispersa de un modo más uniforme en el tiempo
los errores de ráfaga, los cuales se producen típicamente en los
canales de radiocomunicaciones, para permitir que el decodificar
corrija más eficazmente los errores de los datos codificados.
Un multiplexor de tramas organiza los datos para
su transmisión en una secuencia de tramas. La Figura 3 ilustra un
ejemplo de una estructura de intervalos para los canales físicos
DPCCH (Canal Físico Dedicado de Control) y DPDCH (Canal Físico
Dedicado de Datos) en la secuencia de tramas. La parte DPCCH de la
trama contiene una secuencia piloto (PILOTO), una secuencia (no
mostrada) de una posible información de velocidad (RI) y una
secuencia de control de potencia de transmisión (TPC). La parte
DPDCH de la trama contiene la secuencia completa de datos de
usuario intercalados (bits de usuario y posibles bits CRC y posibles
bits de cola). Típicamente, los datos de usuario del DPDCH se
dividen en periodos de trama de 10 milisegundos cada uno de ellos, y
cada trama puede tener una velocidad de transmisión diferente. De
este modo, es posible multiplexar datos de diferentes fuentes en la
secuencia de tramas para su transmisión y proporcionar diferentes
velocidades de transmisión en diferentes tramas de las secuencias
de tramas. En las siguientes formas de realización ilustrativas, la
detección de la velocidad de datos se ciñe a la secuencia DPDCH de
la trama.
La secuencia de tramas se suministra a un
dispositivo de modulación por ensanchamiento el cual recibe códigos
de ensanchamiento y de aleatorización provenientes de un generador
de códigos. Los códigos de ensanchamiento y de aleatorización se
generan según técnicas CDMA conocidas y los mismos no se describirán
adicionalmente en el presente documento. El efecto del código de
ensanchamiento es ensanchar la banda de frecuencias para la
transmisión a una velocidad de segmentos Tc la cual es mayor que la
velocidad binaria T_{b}. Tal como se ha explicado, el código de
aleatorización es exclusivo de cada estación móvil que transmite
hacia una única estación base de manera que en la estación base se
puede diferenciar la transmisión proveniente de estaciones móviles
individuales. Si se utilizan M canales de código paralelos, se
modulan por ensanchamiento M símbolos de datos usando códigos
diferentes y a continuación los resultados se suman entre sí. La
señal ensanchada se suministra a un modulador el cual modula la
señal preparada para la transmisión, por ejemplo, según una
modulación QPSK. En algunos sistemas, la modulación se lleva a cabo
antes que el ensanchamiento. No obstante, esta secuencia de
acontecimientos no tiene ningún impacto sobre la presente invención.
La señal modulada, ensanchada, se suministra a un conversor digital
a analógico (D/A) y desde éste a una unidad RF la cual suministra
la señal preparada para su transmisión.
A continuación se describirá el lado de
recepción de la conexión de enlace ascendente haciendo referencia a
la Figura 2. Las señales que llegan a una antena 30 son recibidas
por una unidad RF 28 y suministradas a un conversor analógico
digital (A/D) 32. Se entenderá más fácilmente que una señal puede
llegar a la estación receptora tras haber pasado por múltiples
trayectos con diferentes retardos de propagación dn. El conversor
A/D 32 suministra la señal de entrada digital a una unidad de
sincronización 34, una unidad de estimación de canales 37 y a cada
uno de entre una serie de demoduladores de ensanchamiento 36a, 36b,
36c. El número de demoduladores de ensanchamiento depende del
número probable de trayectos experimentados por la señal desde la
estación base a la estación móvil y por lo tanto depende del
entorno. La unidad de sincronización 34 gestiona la sincronización
de la estación móvil con la estación base BTS después de que se haya
activado la alimentación así como en un caso de traspaso. Esta
opción incluye la búsqueda de señales que se hayan transmitido con
el código de aleatorización exclusivo para dicha estación móvil. De
este modo, la unidad de sincronización 34 recibe el código
exclusivo desde el generador de códigos 22. Para realizar la función
de búsqueda, la unidad de sincronización utiliza el código
exclusivo del generador de códigos 22 y realiza una correlación del
mismo con la señal entrante hasta que se detecte una correlación
fuerte. Después de que se haya completado el procedimiento de
sincronización, se puede establecer un canal de tráfico dedicado.
Una unidad de medición de respuestas impulsionales 35 se ocupa de
la estimación de los retardos de propagación dn para poder
proporcionar a cada demodulador de ensanchamiento 36a, 36b, 36c las
fases requeridas ø de los códigos de aleatorización. El valor de la
fase de correlación más fuerte se suministra al primer demodulador
de ensanchamiento 36a y se continúa con el proceso para suministrar
valores de fase ø respectivos a los demoduladores de ensanchamiento
restantes 36b y 36c. De este modo, se pueden usar unos generadores
de código respectivos dentro de los demoduladores de ensanchamiento
36a a 36c para demodular en ensanchamiento la señal según la
diferencia de fase determinada, y las señales de banda estrecha
resultantes se suministran a una unidad de demodulación y
combinación coherente 38.
Para el proceso de combinación y de demodulación
de los símbolos de datos, es necesaria una estimación de la fase
del canal desde la unidad de estimación de canales 37. Además, se
necesita una estimación de la velocidad de datos desde un estimador
de velocidades 40 para poder decidir cuántos símbolos de datos
satisfactorios se van a sumar entre sí. La señal demodulada
combinada se suministra a una unidad de detección de bits (no
mostrada) la cual toma una decisión flexible o rígida sobre los
símbolos recibidos en relación con los bits transmitidos. La
secuencia de bits detectada a partir de la unidad de detección de
bits se suministra a una unidad de desintercalado (no mostrada) la
cual deshace eficazmente la acción del intercalador del transmisor.
La señal desintercalada se puede suministrar adicionalmente a un
decodificador (no mostrado) el cual decodifica los bits codificados
con corrección de errores transformándolos nuevamente en los bits de
usuario enviados y en posibles bits CRC.
Debe indicarse que para implementar las formas
de realización de la presente invención son posibles varias
estructuras de circuito alternativas a la forma de realización
mostrada en la Figura 2. No obstante, en general es aconsejable
conseguir que la estimación de la velocidad se lleve a cabo lo antes
posible en el proceso de recepción de manera que no retrase la
estimación de la velocidad de datos más tiempo del necesario.
Tal como ya se ha mencionado de forma breve
anteriormente, el circuito está provisto de la unidad de estimación
de velocidades 40 dispuesta para recibir la señal demodulada en
ensanchamiento desde el demodulador de ensanchamiento 36a. Se
considera que la señal proveniente del demodulador de ensanchamiento
36a es la señal de mayor intensidad (es decir, aquella que ha
llegado por el trayecto principal). Tal como se muestra por medio de
las líneas de trazo entre las señales (vías) de los demoduladores
de ensanchamiento 36b y 36c, también es posible suministras al
estimador de velocidades información proveniente de una pluralidad
de los demoduladores de ensanchamiento. Según una de las opciones
(no mostrada), en la circuitería se proporciona más de un estimador
40. Si se usa una pluralidad de estimadores, cada uno de los
estimadores puede realizar la estimación de la velocidad de datos
de una única vía de salida de señal de los demoduladores de
ensanchamiento 36a a 36c. También se pueden combinar dos o varias
vías de señales antes de la estimación en uno de entre los diversos
estimadores, por ejemplo, de tal manera que un estimador realice la
estimación de la señal de mayor intensidad mientras que un segundo
estimador realiza la estimación de los dos siguientes trayectos de
mayor intensidad y así sucesivamente.
El estimador de velocidades 40 realiza una
estimación de la velocidad de transmisión de datos examinando la
estructura de los datos demodulados en ensanchamiento. La siguiente
exposición describirá una forma de realización para realizar una
estimación de la velocidad de datos en transmisión de tramas
subsiguientes mediante la clasificación de la velocidad de datos de
una señal recibida en el estimador 40 en una de entre unas
categorías predefinidas, tras lo cual la determinación de la
velocidad de datos real de la señal recibida se basa en la categoría
predefinida.
La clasificación de la señal recibida se puede
conseguir examinando el contenido de frecuencias de la señal
recibida, por ejemplo, por medio de una función estimada de Densidad
Espectral de Potencia (PSD) unilateral de la señal recibida, tal
como se muestra en la Figura 4. Esta opción se basa en la
observación de que para una señal compleja en el dominio del tiempo
de N puntos se puede definir una función PSD de la señal de N
puntos, proporcionando dicha función información sobre el contenido
de frecuencia de la señal. A partir de una Transformada de Fourier
(FT) de la señal se puede calcular una estimación básica de la
función PSD para una señal x mediante la ecuación:
(1)PSD(x) =
Re(FT(x)) \ \text{*} \ Re(FT(x)) \ + \
Im(FT(x)) \ \text{*} \
Im(FT(x))
La función PSD incluye N valores reales, y las
amplitudes relativas de estos valores se pueden traducir en la
cantidad relativa de frecuencias diferentes presentes en la señal,
comenzando desde la frecuencia f = 0 como primer elemento de la
función PSD y abarcando un intervalo de frecuencias hasta la
frecuencia crítica de Nyquist
(2)f_{c} =
\frac{1}{2T_{s}},
en la que T_{S} = tiempo de
símbolo correspondiente a un símbolo recibido, demodulado en
ensanchamiento usando un factor de ensanchamiento de 4. En este
caso, como una trama de radiocomunicaciones 10 ms incluye 16 * 10 *
64 = 10240 de estos símbolos, el tiempo del símbolo
es:
T_{s} = 10 \
ms / 10240 = 0.977 \ \mu
s
y por lo tanto f_{c} =
\frac{1}{2 \cdot 0.977 \mu s} = 512
kHz.
La exposición anterior se corresponde con una
velocidad de datos de 512 kbps, lo cual significa que en esta forma
de realización, es decir, con una velocidad de muestreo de 0,977
\mus (usando un factor de ensanchamiento de 4), no es posible
separar velocidades de datos por encima de 512 kbps en la función
PSD. Esta situación viene provocada por la naturaleza del algoritmo
de la transformada de Fourier, es decir, en el receptor son
necesarias dos muestras por cada símbolo transmitido para poder
distinguir, mediante una transformada de Fourier, una cierta
velocidad (frecuencia) de datos. Como la velocidad de datos 1024
kbps significa que en el transmisor se usa un factor de
ensanchamiento de 4, a continuación en el receptor debería usarse un
factor de ensanchamiento de 2 para obtener 2 muestras de cada
símbolo de datos transmitido.
En general, el disponer únicamente de una
f_{c} = 512 kHz significa que en el caso de la velocidad de datos
más alta las frecuencias por encima de 512 kHz se solapan en la
función PSD, es decir, las mismas se representan en alguna posición
entre 0 y 512 kHz. No obstante, esta situación no tiene ningún
efecto negativo sobre la forma de realización, ya que no es
necesario analizar directamente el contenido de frecuencia de la
señal (es decir, las amplitudes relativas de la función PSD). Por
el contrario, el objetivo de este procedimiento es interpretar el
contenido de frecuencia de la señal de manera que se obtiene una
única variable de decisión con el fin de realizar la clasificación.
En la presente memoria descriptiva posteriormente se explicarán
ejemplos de los cálculos para recibir la variable.
Para realizar una estimación de la PSD de los
10240 símbolos reales recibidos de una trama de radiocomunicaciones,
es posible llevar a cabo el procedimiento de estimación
directamente mediante el cálculo de la transformada de Fourier de
la totalidad de los 10240 símbolos y subsiguientemente calcular, a
partir de la transformada de Fourier, una estimación de la PSD.
Este método básico de la PSD es suficiente para permitir una
implementación del método anterior. No obstante, el procedimiento
preferido que se describe a continuación producirá incluso mejores
resultados.
Cuando el número total de símbolos recibidos P =
10240, los P símbolos se dividen en K bloques de N puntos
consecutivos en cada bloque. En este ejemplo N = 64, por lo tanto K
= P/N = 160. A continuación se calcula la FT de N/2 puntos en cada
bloque de N símbolos reales por separado. La designación de M = N/2
da como resultado M (=32) valores complejos por cada FT. A
continuación se puede calcular la estimación de la función PSD real
de M puntos en cada bloque de datos sumando los puntos imaginarios y
reales al cuadrado para cada frecuencia (ver ecuación (1)).
Finalmente, la estimación final de la función PSD se calcula
promediando estas K estimaciones individuales de la función
PSD.
Se ha observado que este procedimiento reduce la
varianza de la estimación de la función PSD en un factor de
\surdK (=12,65) con respecto al método básico de la PSD. Este
último método es además en la mayoría de los casos
computacionalmente más eficaz, ya que las transformadas de Fourier
de la señal se calculan habitualmente con algún tipo de algoritmo
de Transformada Rápida de Fourier (FFT), y dichos algoritmos tienen
en general una complejidad de log_{2}(N). De este modo,
aun cuando pueden usarse ambos métodos, en la mayoría de los casos
resulta logarítmicamente más eficaz usar varias FFT cortas que una
FT larga.
Computacionalmente, la mayor carga del método
anterior se encuentra en el cálculo de la transformada compleja de
Fourier de 32 puntos sobre los 64 símbolos reales de un cierto
bloque. No obstante, la complejidad del algoritmo se puede reducir
significativamente usando un algoritmo de FFT inteligente,
preferentemente uno que se haya modificado especialmente para tener
en cuenta ciertas simetrías referentes a las FT de datos reales.
Dichos algoritmos son conocidos de por sí, y por lo tanto no se
describen más detalladamente en el presente documento.
En este caso, en representación con
pseudocódigo, la estimación de la función PSD se puede escribir de
la manera siguiente:
- dividir datos de entrada en K bloques, N símbolos de datos consecutivos en cada bloque;
Después de que las K funciones PSD de M puntos
se hayan promediado en una estimación de la función PSD de M
puntos, puede que resulte ventajoso normalizar la estimación de
manera que la potencia total de la función PSD sea 1. La
normalización se realiza sumando la totalidad de los M elementos de
la psd() y dividiendo todos los elementos por esta suma. Por
medio de esta operación, la suma de los elementos de la función PSD,
denominados compartimentos (bins) PSD, resulta 1.
Cuando se considera el Ruido Gaussiano Blanco
Aditivo (AWGN) de la señal, una de sus propiedades es que es
blanco, es decir, no selectivo. En otras palabras, el ruido se
extiende equitativamente por todas las frecuencias. Desde el punto
de vista de la función PSD, esto significaría que la función PSD del
AWGN sería simplemente una línea plana con el valor de cada
compartimiento = 1/M. De este modo, para una señal de frecuencias
marcadas de 0...f_{c} más el ruido AWGN en la señal, la función
PSD presentaría un sesgo de 1/M, y para las frecuencias marcadas,
el compartimiento correspondiente de la función PSD sería mayor que
1/M. Como el método de estimación propuesto se ocupa únicamente de
las frecuencias cuya cantidad relativa en la función PSD supera al
ruido, se puede restar 1/M de la función PSD y la totalidad de los
posibles compartimientos negativos resultantes se puede fijar a
cero.
En representación con pseudocódigo, las
operaciones de normalización y de eliminación del sesgo se pueden
escribir de la manera siguiente
Antes de la clasificación real de la señal
entrante, debe calcularse una variable de decisión final de la
velocidad de datos. Tal como se ha mencionado anteriormente, la
forma de la función PSD proporciona información sobre su contenido
de frecuencia. Se ha observado que para una transmisión de
velocidades de datos inferiores, por ejemplo, 32 kbps, la función
PSD de la señal recibida se concentra más en los compartimentos
inferiores, mientras que para una transmisión de velocidades de
datos superiores, por ejemplo, 1024 kbps, en la señal hay presentes
frecuencias mucho mayores. De este modo, la cantidad relativa de los
compartimentos más altos presentes en la función PSD debe ser
mayor. Para poder utilizar esta observación, se calcula una variable
que caracteriza el contenido de frecuencia de la función PSD. Una
de las variables posibles para esta opción es el denominado
centro-de-momento (CM) de la función
PSD:
(3)CM =
\frac{\sum\limits^{M}_{i=l} i \cdot
psd(i)}{\sum\limits^{M}_{i=l}
psd(i)}
El significado de la variable CM es el
siguiente: cuanto mayor sea CM, mayor será la cantidad relativa de
las frecuencias superiores que estén presentes en la función PSD, y
por lo tanto es más probable que la velocidad binaria del
transmisor fuera relativamente alta.
El algoritmo anterior se ha sometido a prueba
por medio de simulaciones de gran alcance obtenidas mediante un
software de simulación MATLAB proporcionado por The MathWorks
Inc. En la Figura 5, por medio de un histograma en el cual el
eje horizontal define el número de los compartimentos PSD y el eje
vertical define el número de acontecimientos, se ilustran las
distribuciones de la variable
centro-de-momento de la PSD para
varias velocidades de datos de transmisión. El eje del número de
acontecimientos también se podría presentar en el formato
normalizado, es decir, de 0 a 1 en lugar del intervalo de 0 a 2200.
Las curvas de distribución para diferentes velocidades de datos
son, de izquierda a derecha: 32, 64, 128, 256, 512, y 1024 kbps. Tal
como puede observarse a partir de la Figura 5, las velocidades de
datos o binarias superiores (256 y mayores) se diferencian muy
claramente las unas de las otras, lo cual conduce a una detección
fiable de las velocidades binarias superiores.
Es posible definir la distribución de las
variables CM para todas las velocidades de datos del transmisor (en
el ejemplo 32, 64, 128, 256, 512, y 1024 kbps) usadas (y por lo
tanto posibles). Basándose en las distribuciones predefinidas, a
continuación es posible fijar unos límites de clasificación para la
determinación de la velocidad de datos real. De este modo, la
estimación de la velocidad de datos del transmisor se puede
proporcionar por medio del cálculo de la variable CM, seguido por
una clasificación de la variable según unas reglas de clasificación
predefinidas, por ejemplo, mediante una estructura de estimación que
haga uso de los límites de clasificación predefinidos. A
continuación, la velocidad de datos real se puede definir
directamente a partir de la clase.
A continuación se muestra una posible estructura
de decisión para la estimación final, en una representación con
pseudocódigo, en la que sf = estimación del factor de ensanchamiento
usado en el transmisor:
La estructura anterior ha presentado un
comportamiento razonable en las simulaciones llevadas a cabo. Debe
indicarse que los anteriores límites de decisión son únicamente
provisionales. Adicionalmente, el número de clases de velocidades
de transmisión de datos antes ilustrado es únicamente un ejemplo del
número posible de clases. En diferentes formas de realización se
pueden usar valores de límites diferentes, y el número de clases de
velocidades de transmisión de datos se puede seleccionar libremente
para implementaciones diferentes.
Debe indicarse también que aun cuando en una
forma de realización preferida el número de las clases de
velocidades de datos se corresponde con el número de las posibles
velocidades de datos del transmisor, el número de las clases no
debe corresponderse necesariamente con el número de las posibles
velocidades de datos del transmisor diferentes. Por ejemplo, se
puede usar un número inferior de clases de tal manera que dos o
varias de las velocidades de datos del transmisor más bajas estén
incluidas en una clase de velocidad de datos, simplificando de este
modo el procedimiento de clasificación y evitando posibles problemas
provocados por el entrelazado ocasional de las distribuciones de
las variables para las velocidades de datos más bajas.
Adicionalmente, en lugar de usar las velocidades de datos reales,
las clases de velocidades de datos también se pueden indicar, por
ejemplo, como baja, relativamente baja, media, relativamente alta, y
alta, y de tal manera que algunas o la totalidad de las clases
incluyan más de una velocidad de datos del transmisor.
Las simulaciones llevadas a cabo demostraron que
la anterior forma de realización no parece padecer las bajas
relaciones señal/ruido, tal como en el caso del método basado en
potencia de la técnica anterior que se ha descrito anteriormente en
la presente memoria descriptiva. Las simulaciones se realizaron con
la E_{s}/N_{0} = 10 dB, en donde el método basado en potencia
no consiguió detectar ninguna velocidad de datos de la transmisión
recibida. No obstante, con esta magnitud de E_{s}/N_{0}, la
forma de realización antes descrita dio como resultado las
siguientes probabilidades de una detección correcta de la velocidad
de datos (la simulación se llevó a cabo para 10000 tramas de
radiocomunicaciones):
Cuando se compara con los métodos descritos de
la técnica anterior basados en la decodificación CRC y en la
métrica de la decodificación Viterbi, la realización anterior
presenta la ventaja de que la estimación de la velocidad de datos
no se retrasa hasta después del proceso de decodificación. Por lo
tanto, la forma de realización resulta más adecuada que las
propuestas de la técnica anterior para, por ejemplo, diferentes
métodos de Cancelación de Interferencias en el receptor. Por otra
parte, el método antes descrito resulta menos complejo que los
métodos que se basan en la decodificación CRC o Viterbi de los
datos.
Tal como puede observarse a partir de la Figura
5 y de la tabla anterior, la forma de realización descrita no puede
separar las unas de las otras de forma fiable, en todas las
ocasiones, las velocidades de datos inferiores de 32 y 64 kbps.
Esto debido al hecho de que toda velocidad de datos superior es un
múltiplo entero de dos de una velocidad de datos inferior, estando
relativamente próximas entre ellas las velocidades de datos 32 y 64
kbps. Debido a esto, puede que las distribuciones de la variable de
decisión (CM) se superpongan. Si no se desea la incorporación de
las velocidades de datos inferiores en una clase y se requiere un
mejor rendimiento en la separación de las velocidades de datos más
bajas (a costa de la separación de las velocidades de datos
superiores), se podría reducir la velocidad de muestreo del
receptor, por ejemplo, aumentando el factor de ensanchamiento desde
4 a 16 en el receptor. Si la longitud de la transformada de Fourier
se mantiene igual (por ejemplo, 64), esta opción daría como
resultado la reducción de la frecuencia crítica de Nyquist f_{c},
mejorando de este modo la resolución frecuencial en las frecuencias
inferiores aunque al mismo tiempo estrechando la ventana de las
frecuencias detectables. Debe indicarse que en algunas ocasiones
este proceso puede dar como resultado un fuerte solape espectral en
las frecuencias mayores que f_{c}, en el caso de que las mismas
estén todavía presentes en el sistema (es decir, existe la
posibilidad de que, por ejemplo, todavía se pudieran usar 1024 kbps
en el transmisor). No obstante, este efecto de solape espectral se
puede reducir fácilmente usando un filtrado pasabajas en la señal
recibida antes de la detección de la velocidad de datos.
Aunque la invención se ha descrito en el
contexto de un sistema basado en el CDMA, se apreciará que se pueden
aplicar principios similares en otros sistemas de comunicaciones,
por ejemplo, en un sistema TDMA o en cualquier dispositivo de
telecomunicaciones que reciba datos con velocidades variables y que
requiera información de la velocidad de transmisión de datos, por
ejemplo, en módems.
Aunque la invención se ha descrito anteriormente
en relación con la detección de una velocidad de datos oculta, el
método descrito de estimación de velocidades de datos se podría usar
junto con bits de información sobre la velocidad o una información
similar sobre la velocidad de datos para producir una estimación
verificada y/o de la velocidad de datos. En este caso, se debe
proporcionar una conexión entre la unidad de estimación de
velocidades 40 y la unidad de estimación de canales 37 ó una unidad
similar de la circuitería que lleve a cabo la
verificación/corrección. Esta opción es una alternativa viable
especialmente en implementaciones que presenten unos requisitos
exigentes en cuanto a la precisión de la estimación de la velocidad
de transmisión.
Debe señalarse también en el presente documento
que aunque la anterior exposición describe formas de realización
ilustrativas de la invención, existen diversas variaciones y
modificaciones que se pueden realizar sobre la solución dada a
conocer sin desviarse con respecto al alcance de la presente
invención según se define en las reivindicaciones adjuntas.
Claims (22)
-
\global\parskip0.950000\baselineskip
1. Método para la estimación de la velocidad de la transmisión de datos en un sistema de comunicaciones con velocidades variables de transmisión de datos en el que una señal de transmisión incluye una pluralidad de símbolos de datos sobre una secuencia de tramas de datos, que comprende:clasificar una trama de datos de una señal de transmisión recibida según una clasificación predefinida de las velocidades de transmisión de datos; yrealizar la estimación de la velocidad de transmisión de datos de la trama de datos recibida basándose en dicha clasificación;caracterizado porque las tramas de datos se clasifican basándose en una estimación de la función de la densidad espectral de potencia de la señal de transmisión recibida. - 2. Método según la reivindicación 1, en el que las tramas de datos se clasifican basándose en el contenido de frecuencia de la señal de transmisión recibida.
- 3. Método según la reivindicación 1, en el que la estimación de la función de densidad espectral de potencia de la señal de transmisión recibida se calcula usando un algoritmo de Transformada Rápida de Fourier y un promediado coherente de la secuencia de símbolos de datos de la señal de transmisión recibida.
- 4. Método según la reivindicación 3, en el que se usa un algoritmo modificado de Transformada Rápida de Fourier, teniendo en cuenta dicho algoritmo modificado de Transformada Rápida de Fourier simetrías predefinidas de los símbolos de datos transmitidos.
- 5. Método según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en el que la estimación de la función de densidad espectral de potencia comprende las siguientes etapas:dividir el número total de símbolos de datos recibidos en bloques, en los que cada bloque incluye una cantidad predefinida de puntos consecutivos de la señal;calcular una Transformada de Fourier individual para cada uno de dichos bloques con vistas a recibir puntos imaginarios y reales al cuadrado para cada frecuencia de la señal;calcular una estimación individual de la función espectral de potencia para cada uno de los bloques sumando los puntos imaginarios y reales al cuadrado; ycalcular la estimación de la función de densidad espectral de potencia promediando las estimaciones individuales de la función espectral de potencia.
- 6. Método según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en el que la estimación de la función de densidad espectral de potencia se normaliza sumando los elementos de la función de densidad espectral de potencia para obtener una suma de los elementos y dividiendo cada uno de dichos elementos por la suma.
- 7. Método según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en el que la clasificación comprende asimismo una etapa en la que se eliminan efectos de ruido.
- 8. Método según la reivindicación 7, en el que la eliminación del ruido comprende la resta de un inverso del número de elementos de la función de densidad espectral de potencia con respecto a la función de densidad espectral de potencia.
- 9. Método según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en el que la clasificación comprende asimismo:calcular una variable a partir de la función de densidad espectral de potencia para caracterizar el contenido de frecuencias de la función de densidad espectral de potencia; ycomparar la variable con respecto a valores límite de una estructura de decisión de clasificación.
- 10. Método según la reivindicación 9, en el que la variable que caracteriza el contenido de frecuencias de la señal de transmisión recibida comprende el centro-de-momento de la función de densidad espectral de potencia.
- 11. Método según la reivindicación 9 ó 10, en el que la magnitud de la variable indica la cantidad relativa de frecuencias altas presentes en la función de densidad espectral de potencia.
- 12. Método según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en el que el sistema de comunicaciones comprende una red celular de comunicaciones de acceso múltiple por división de código, y los datos se transmiten entre una estación móvil y una estación base de la red a través de una interfaz de radiocomunicaciones.
- 13. Método según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en el que el número de clases de velocidades de transmisión de datos de la clasificación predefinida es igual al número de las posibles velocidades de transmisión de datos.
- 14. Método según cualquiera de las reivindicaciones 1 a 12, en el que el número de clases de velocidades de transmisión de datos de la clasificación predefinida es menor que el número de las posibles velocidades de transmisión de datos.
- 15. Método para estimación de canales en un sistema celular de comunicaciones de acceso múltiple por división de código en el que la estimación de la velocidad de transmisión de datos se realiza según cualquiera de las reivindicaciones 1 a 14.
- 16. Método según la reivindicación 15, en el que la estimación de la velocidad de transmisión de datos se usa como ayuda en la selección de la velocidad para la decodificación Viterbi de los símbolos de datos recibidos.
- 17. Método según la reivindicación 15 ó 16, en el que para la estimación de los canales se usan tanto una información de velocidad de datos recibida desde una estación transmisora como la velocidad de transmisión de datos estimada.
- 18. Circuitería de recepción de señales para ser usada en un sistema de comunicaciones con velocidades variables de transmisión de datos en la que se transmiten datos en forma de una pluralidad de símbolos de datos sobre una secuencia de tramas de datos, comprendiendo la circuitería de recepción de señales una unidad de estimación de velocidades (40) para recibir una señal de transmisión entrante, para clasificar una trama de datos de la señal según una clasificación predefinida de las velocidades de transmisión de datos, y para determinar, a partir de los resultados de la clasificación, una estimación de la velocidad de transmisión de datos de la trama de datos recibida; caracterizada porque la unidad de estimación de velocidades (40) está dispuesta para clasificar la señal recibida basándose en una estimación de la función de densidad espectral de potencia de la señal de transmisión recibida.
- 19. Circuitería de recepción de señales según la reivindicación 18, en la que la unidad de estimación de velocidades (40) está dispuesta para realizar una estimación de la velocidad de transmisión de datos basándose en el contenido de frecuencias de la señal recibida.
- 20. Circuitería de recepción de señales según la reivindicación 18 ó 19, que comprende una unidad de estimación de canales (37) la cual está dispuesta para utilizar la velocidad de transmisión de datos estimada de la señal recibida en la estimación de los canales.
- 21. Estación móvil (MS1, MS2, MS3) que comprende una circuitería de recepción de señales según cualquiera de las reivindicaciones 18 a 20.
- 22. Estación base (BST) que comprende una circuitería de recepción de señales según cualquiera de las reivindicaciones 18 a 20.
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