CN1391751A

CN1391751A - 基于功率频谱密度估计的数据速率确定

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Publication number: CN1391751A
Application number: CN99816941A
Authority: CN
Inventors: 卡里·霍尼曼; 杰尔基·凯萨拉
Original assignee: Nokia Oyj
Current assignee: Nokia Oyj
Priority date: 1999-09-09
Filing date: 1999-09-09
Publication date: 2003-01-15
Anticipated expiration: 2019-09-09
Also published as: CN1192567C; WO2001019043A1; JP2003529236A; EP1210803A1; AU5976699A; DE69935619T2; US20070014343A1; US7170928B1; ES2283153T3; EP1210803B1; JP3523236B2; DE69935619D1

Abstract

本发明涉及一种估计通信系统中的数据传输速率的方法和电路。所述通信系统利用可变的数据传输速率。所述通信系统的两个台站之间的传输信号包括遍布一系列数据帧的若干数据符号。按照数据传输速率的预定分类对接收的传输信号的数据帧分类，之后根据所述分类估计接收的数据帧的数据传输速率。

Description

基于功率频谱密度估计的数据速率确定

技术领域

本发明涉及估计在通信系统中的台站之间，更具体地说在蜂窝码分多址(CDMA)通信系统中的台站之间传输的信号的数据速率的方法和电路。

背景技术

在通信系统中，可以可变的数据传输速率传输信号，其中以连续数据帧中的若干数据符号的形式传输数据。众所周知，在蜂窝CDMA(码分多址)系统中，通过借助每个信道的扩展码和唯一的扰频码对要传输的数据符号进行调制，对数据进行编码以便传输。在蜂窝通信系统的各个小区内，扰频码最好尽可能地正交，以使若干不同的移动站能够在选择性编码的信道上与一个基站通信。扩展码的作用是把传输频带扩展到大于位速率T_b的码片速率Tc。对于向单个基站进行传输的各个移动站来说，扰频码是唯一的，从而可在基站区别来自各别移动站的传输。在用户之间扩展码也尽可能地正交。例如，能够建立这样的可变速率连接，其中信息位的数据速率，从而这些信息位的扩展调制中使用的扩展系数因无线电帧而不同(例如每隔10ms)。这种连接中使用的数据速率不是任意的，而是在每个无线电帧持续时间内使用预定数据速率之一。此外，各个较高的数据速率可较小的数据速率除尽，除法因子为2^k，k≥0。本说明书提出可变速率连接数据速率32、64、128、256、512和1024kbps，不过在不脱离可变数据速率(或多速率)传输的基本原理的情况下，显然也可使用其它数据速率。

当在CDMA系统的基站和移动站(在上行链路或下行链路上)之间传输信号时，信号接收机需要根据接收的信号确定和所述信号沿其传播的通信路径相关的某些信息。这里将其称为“信道估计”，并且所述信道估计通常在产生信道脉冲响应的信道估计器中进行。用于信道估计的各种技术已为人们所知。为了正确地译解并解调输入数据，需要信道脉冲响应。

信道估计中可使用接收信号的数据传输速率。但是，如果在接收机处进行检测的时候，接收的无线电帧的数据速率未知，则通常通过假定使用可能的最高数据速率进行传输，并在接收站中使用可能的最小扩展因子，检测复数数据符号，得到所述无线电帧中的信息符号。假定接收的无线电帧的数据速率为1024kbps，这对于应于数据符号检测中使用的为4(在4.096Mcps下)的扩展因子。这种检测的结果应为对应于接收的无线电帧的所有检测到的复数信息符号的数据矢量。之后，必须估计传输过程中，发射站的信号的实际数据速率。例如，该阶段可能得出接收的无线电帧中的实际数据速率为256kbps，而不是假定的1024kbps的决定。最后，按照估计的数据速率，把必需的尽可能多的相邻符号加和在一起，得到实际的信息符号。本例中，这会导致每四个相邻符号加和一次，得到一个实际的信息符号。于是有利的是在接收机电路进行检测时，能够得到实际的传输数据速率。

台站之间的传输可能包括，也可能不包括被传输信号的数据速率的明确信息。在前一种情况下，即如果可变速率连接包括和各个接收的无线电帧所使用的数据速率相关的信息，则通常在单独的信道中，例如在DPCCH(专用物理控制信道)中给出该信息。但是通常以这样的方式对该信息编码，以便在检测无线电帧的数据符号时，接收的无线电帧的实际数据速率未知。另外，为了验证和/或校正接收的数据速率信息，必须确定数据速率的另一估计值。在后一种情况下，即如果接收信号中不包含所述明确信息，为了在接收机定义接收信号的实际数据速率，可在接收站使用所谓的未知的或盲数据速率估计。

检测接收信号的数据速率的一种现有提议以数据信道和控制信道中接收位的功率差为基础。该方法较为简单，因为它只需要接收的控制符号和数据符号的平均功率估计值。但是，该方法的缺点在于如果在检测第一位置中的数据符号(在上面的例子中为4)中使用极低的扩展因子，则在检测过程中，噪声成为最主要的信号。这显著降低了数据符号功率估计的性能。

另一种现有方法以接收信号的CRC(循环冗余检验：一种检错信号)解码为基础。该方法以各级解码的数据速率假定和给出正确CRC字的数据速率的后续选择为基础。举例来说，假定可能的数据速率为32、64、128、256、512和1024kbps，通过首先假定1024kbps的数据速率，可直接计算接收的无线电帧的信息符号的CRC检验。得到的CRC字被保存。两个相邻的接收符号被加和起来，在假定数据速率为512kbps的情况下，关于这些信息符号计算另一个CRC检验。所得到的CRC字被保存。该过程继续把两个相邻的信息符号加和起来，并且计算所有这些信息流的CRC检验，直到达到可能的最低数据速率为止。之后验证保存的CRC字，选择这样的一个数据速率，该数据速率对应于当获得正确的CRC检验(如果存在这样的CRC检验)时，发射机中所使用的数据速率。这种方法的缺点在于计算复杂：如果存在N个可能的数据速率，则在能够确定发射机数据速率之前，必然需要N个CRC解码过程。此外，如果算法不能产生完全匹配的CRC检验，则该方法不能给出任何数据速率。

一种现有提议以假定各级解码过程的某一数据速率(如同CRC方法中一样)情况下，数据的维特比解码的量度为基础。但是这种方法的计算同样复杂，并且使用可能导致更复杂的算术运算和/或不准确的估算程序结果的假定。

后两种现有方法的另一缺点在于这两种方法把接收信号的数据速率的最终确定推迟到首次需要数据的某些解码的阶段。对于在解码前的某一阶段需要接收信号的数据传输速率的估计值的接收机结构来说，这将使操作变得很困难。这样的一种接收机包括干扰消除(IC)接收机。

发明内容

本发明的实施例的目的在于解决现有的数据速率估计的一个或几个缺点和/或为数据速率估计提供一种新的解决方案。

根据本发明的一方面，提供一种估计具有可变数据传输速率的通信系统中的数据传输速率的方法，其中传输信号包括遍布一系列数据帧的若干数据符号，所述方法包括下述步骤：按照数据传输速率的预定分类，对接收的传输信号的数据帧分类，并根据所述分类估计接收的数据帧的数据传输速率。

根据一个更具体的实施例，分类以接收的传输信号的频率内容为基础。分类可以接收的传输信号的功率谱密度函数估计值为基础。可利用快速傅里叶变换算法和接收的传输信号的数据符号序列的相干求平均值法，计算功率谱密度函数估计值。

还可通过求功率谱密度函数的各个元素之和，并用该和值去除所述各个元素，对功率谱密度函数估计值进行归一化。

通过从功率谱密度函数中减去功率谱密度函数的元素数目的倒数，可消除噪声的影响。

分类还可包括下述步骤：根据功率谱密度函数计算用于表征功率谱密度函数的频率内容的变量，根据分类判定结构的界限值比较所述变量。

估计的数据传输速率可用在信道估计中。

根据本发明的另一方面，提供一种供具有可变数据传输速率的通信系统之用的信号接收电路，其中以遍布一系列数据帧的若干数据符号的形式传送数据，所述信号接收电路包括接收输入的传输信号，按照数据传输速率的预定分类对信号的数据帧分类，并根据分类结果确定接收数据帧的数据传输速率的估计值的速率估计部件。

根据一个更具体的实施例，信号接收电路包含在蜂窝通信系统的移动站和/或基站中。

本发明的实施例具有几个优点。本发明的实施例可在不传送任何速率信息的情况下使用。另外，本发明的实施例可用于传送了速率信息，但是由于某种原因，所述速率信息不能被使用或者在接收过程中不能从信号中检测出所述速率信息的情况。另外，一种可能的应用是提供辅助的数据速率信息，所述辅助数据速率信息可用于对从传送的信号中检测到的速率信息进行校正或检错。数据传输速率的估计值还可在接收的信号处理序列中的其它部件，例如在IC接收机中使用。未知数据速率的早期检测的可能性使得能够使用早期应用数据速率信息的任意这种接收机结构。对于输入的数据符号的维特比解码来说，所述估计值还有助于速率选择，或者如果检错失败的话，帮助确定用于解码的备选传输速率。另外，本发明的实施例有助于提供对SNR(信噪比)波动不太敏感的系统。

附图说明

为了更好地理解本发明，以及说明如何实施本发明，下面将参考附图进行举例说明，其中：

图1是移动通信系统的方框图；

图2图解说明台站中的接收电路；

图3图解说明用于数据速率未知的传输的物理信道的时隙结构；

图4图解说明根据本发明一个实施例的盲速率分类算法；

图5表示不同数据速率的变量的模拟分布。

具体实施方式

图1是图解说明本发明可应用于其中的环境的方框图。即，CDMA移动通信系统允许多个移动站MS1、MS2、MS3通过相应的信道CH1、CH2、CH3与公共小区中的基站收发器BTS通信。借助按照本质已知的方式使用扰频码，这些信道可被相互区分开。图2是WCDMA系统(宽带CDMA)中基站的接收电路的方框图。图2的接收电路供上行链路方向之用，即用于接收来自移动站(MS)的信号。注意即使下行链路方向的，即移动站的实际接收电路实现可能稍有不同，本发明仍然适用于下行链路传输。

在更详细地说明图2的例证接收电路之前，简要说明发射站内的发射电路(图中未示出)。在MS和BTS之间传送的数据可以是语音数据、视频数据或其它数据。数据被编码成适于以位速率T_b传送的数据形式，如上所述，所述位速率T_b取决于数据源。编码后的用户数据被提供给帧多路复用器。用户数据也可被提供给CRC编码器，CRC编码器为各帧数据产生检验序列(CRC)。在传输之前，可按照本领域中已知的方式实现帧序列的纠错编码和位交织。纠错的目的是保护用户数据免受无线电信道中的错误的影响，从而即使某些二进制位被破坏，维特比解码器仍可恢复编码数据。为了便于错误编码和解码，规定各个用户数据的末端的尾部位(tail bit)也可被添加到用户数据序列的末端中。位交织使通常产生于无线电信道中的突发性错误在时间上分布得更均匀，从而使解码器能够更有效地从编码数据中纠正错误。

帧多路复用器把用于传输的数据组织成帧序列。图3图解说明帧序列中用于物理信道DPCCH(专用物理控制信道)和DPDCH(专用物理数据信道)的时隙结构的例子。帧的DPCCH部分包括引导序列(PILOT)、可能速率信息(RI)序列(图中未示出)和传输功率控制(TPC)序列。帧的DPDCH部分包括整个被交织的用户数据序列(用户位、可能的CRC位和可能的尾部位)。一般来说，DPDCH的用户数据被分成均为10毫秒的帧周期，各帧可具有不同的传输速率。从而，能够把来自不同源的数据多路复用到供传输的帧序列中，并且在帧序列的不同帧中提供不同的传输速率。在下面的例证实施例中，对帧的DPDCH序列进行数据速率检测。

帧序列被提供给扩展器，扩展器接收来自于代码生成器的扩展码和扰频码。按照已知的CDMA技术产生扩展码和扰频码，因此这里不作进一步的说明。扩展码的作用是把传输频带扩展到码片速率T_C，码片速率T_C大于位速率T_b。如上所述，对于向单一基站进行传送的各个移动站来说，扰频码是唯一的，从而可在基站区分来自各个移动站的传输。如果采用M个并行代码信道，则利用不同的代码扩展M个数据符号，随后把得到的结果加和在一起。扩展信号被提供给调制器，调制器按照例如QPSK调制对准备传送的信号进行调制。在某些系统中，在扩展前进行调制。但是，这一系列的事件对本发明没有任何影响。经过扩展和调制的信号被提供给数-模(D/A)转换器，并从数-模转换器被提供给RF部件，所述RF部件提供准备传送的信号。

下面将参考图2说明上行链路连接的接收方。从天线30输入的信号被RF部件28接收，并被提供给模-数(A/D)转换器32。易于理解信号可到达正在经历具有不同传播延迟dn的多路的接收站。A/D转换器32把数字输入提供给同步部件34、信道估计部件37，并且分别把数字输入提供给多个解扩展器36a、36b、36c。解扩展器的数目取决于从基站到移动站的信号所经历路径的可能数目，从而取决于环境。同步部件34控制在打开电源之后以及在切换情况下，移动站相对于基站BTS的同步。这包括搜索已和该移动站的唯一扰频码一起传送的信号。从而，同步部件34从代码生成器22接收所述唯一代码。为了实现搜索功能，同步部件利用来自代码生成器22的唯一代码，并且使之与输入信号相关，直到检测到强相关性为止。在完成同步程序之后，可建立专用通信信道。脉冲响应测量部件35估计传播延迟dn，以便能够向各个解扩展器36a、36b、36c提供所需的扰频码相位φ。最强相关性的相位值被提供给第一个解扩展器36a，并且继续该过程，以便把相应的相位值φ提供给剩余的解扩展器36b和36c。解扩展器36a-36c内的相应代码生成器从而可用于按照确定的相位差对信号进行解扩展，所得到的窄带信号被提供给相干组合和解调部件38。

对于数据符号的组合和解调过程来说，来自信道估计部件37的信道相位估计值是必需的。此外，为了能够确定有多少成功的数据符号将被加和在一起，来自速率估计器40的数据速率的估计值也是必需的。

经过组合和解调的信号被提供给位检测部件(图中未示出)，所述位检测部件关于传送的二进制位，对接收的符号进行软或硬判定。检测到的位序列从位检测部件提供给解交织部件(图中未示出)，解交织部件有效地消除发射机的交织器的操作。解交织后的信号还可被提供给解码器(图中未示出)，所述解码器把经过纠错编码后的二进制位译码为发送的用户位和可能的CRC位。

注意图2中所示实施例的几个备选电路结构也可实现本发明的实施例。但是，通常可取的是在接收过程中尽可能快地进行速率估计，从而不会不必要地过久保持数据速率估计值。

如上简要说明的那样，电路配有速率估计部件40，速率估计部件40被安排成接收来自于解扩展器36a的解扩展信号。来自解扩展器36a的信号被假定为最强的信号(即沿着主要路径进入的信号)。如同来自解扩展器36b和36c的信号(分支)之间的虚线所示，也可把来自若干解扩展器的信息提供给速率估计器。根据一种选择(图中未示出)，在电路中设置一个以上的估计器40。如果使用多个估计器，则每个估计器可估计来自解扩展器36a-36c的单个信号输出分支的数据速率。在几个估计器之一中进行估计之前，还可组合两个或几个信号分支，从而一个估计器估计最强的信号，而另一估计器估计其次的两个最强路径，依次类推。

速率估计器40通过检查解扩展数据的结构，估计数据传输速率。下面将说明通过在估计器40把接收信号的数据速率归入预定种类，之后根据预定种类判定接收信号的实际数据速率，估计后续帧的传输数据速率。

通过借助如图4中所示的估计的单侧功率谱密度(PSD)函数，检查接收信号的频率内容，可实现接收信号的分类。这是以可关于N-点复数时域信号定义该信号的N-点PSD函数的实现为基础的，所述函数提供和该信号的频率内容有关的信息。依据下述等式，根据信号x的傅里叶变换(FT)可计算信号x的PSD函数的粗略估计值。

(1)PSD(x)＝Re(FT(x))*Re(FT(x))+Im(FT(x))*Im(FT(x))

PSD函数包括N个实数值，这些数值的相对幅值可被转换成存在于信号中的不同频率的相对量，所述相对量起始于作为PSD函数的第一元素的频率f＝0，并且跨越直到Nyquist临界频率的频率范围，所述Nyquist临界频率为

(2) . . . . . . f_{c} = \frac{1}{{2 T}_{s}}

这里T_s＝通过利用为4的扩展因子解扩展的接收信号的符号时间。现在，由于一个10毫秒的无线电帧包括16*10*64＝10240个这种符号，因此符号时间为：

T_s＝10ms/10240＝0.977μs

从而

f_{c} = \frac{1}{2 \cdot 0.977 μs} = 512 khz

上述频率对应于512kbps的数据速率，这意味着在本实施例中，即在PSD函数中，不可能利用0.977μs(在使用为4的扩展因子的情况下)的采样速率分离超过512kbps的数据速率。这是由傅里叶变换算法的本质引起的，即为了能够借助傅里叶变换区分某一数据速率(频率)，对于每个传送的符号，在接收机中需要两个样本。由于1024kbps的数据速率意味着在发射机中使用为4的扩展因子，因此为了获得各个传送数据符号的两个样本，在接收机中应使用为2的扩展因子。

一般来说，只使f_c＝512kHz意味着在最高数据速率的情况下，超过512kHz的频率被混叠到PSD函数，即，它们被映射到0和512kHz之间的某处。但是，这对该实施例并没有任何不利影响，因为不必直接分析信号的频率内容(即PSD函数的相对幅度)。相反，该步骤的目的是解释信号的频率内容，从而得到用于分类的单一判定变量。在本说明书后面将说明接收该变量的计算的例子。

为了估计一个无线电帧的接收的10240个实符号的PSD，可通过计算所有10240个符号的傅里叶变换，随后根据傅里叶变换计算PSD估计值，直接完成该估计进程。这种基本PSD方法足以实现上述方法。但是，下面讨论的优选进程将获得更好的结果。

当接收符号的总数P＝10240时，P个符号被分成K组，每组中有N个相邻点。本例中N＝64，从而K＝P/N＝160。随后分别相对于每组N个实符号，计算N/2-点FT。通过表示M＝N/2，对于每个FT产生M(＝32)个复数值。随后通过关于各个频率计算平方实数点和虚数点之和，可计算各个数据组的M点实数PSD函数估计值(参见等式(1))。最后，通过求这些K个单独的PSD函数估计值的平均值，计算最终的PSD函数估计值。

已发现该程序把PSD函数估计值的方差减少到基本PSD方法的1/

(＝1/12.65)。另外在大多数情况下，后一方法在计算上更高效，因为通常利用某一类型的快速傅里叶变换(FFT)算法计算信号的傅里叶变换，这些算法通常是log₂(N)-复数算法。从而即使这两种方法都可使用，但是在大多数情况下，和使用一个较长的FT相比，使用几个短FFT在对数运算上更高效。

计算上，上述方法的最大负担在于相对于某一组的64个实符号计算32-点复数傅里叶变换。但是，通过利用巧妙的FFT算法，可显著降低算法的复杂性，所述巧妙的FFT算法最好是考虑到关于实数数据的FT的某些对称性，已进行特别修改的FFT算法。这种算法本身已为人们熟知，因此这里不作更具体的说明。

在伪码表示法中，PSD函数的估计值现在可描述为：

把输入数据分为K组，每组中有N个相邻数据符号；

M＝N/2；

for i：＝1 to K

x：＝属于组i的所有N个实数数据符号；

/*FFT的M＝N/2个实数点被返回fx，并且虚数点被返回给fy*/

FFT_REAL(x，N，fx，fy)；

for j：＝1 to M

psd(j)：＝psd(j)+[fx(j)*fx(j)+fy(j)*fy(j)]；

end for j

end for i

用K去除psd()的所有元素；

在K个M-点PSD函数已被均化为一个M-点PSD函数估计值之后，最好对该估计值进行归一化，从而使PSD函数的总功率(power)为1。通过求psd()的所有M个元素的和，并用该和数去除所有元素，实现归一化。从而PSD函数的元素之和(称为PSD bins)为1。

当考虑信号的添加性高斯白噪声(AWGN)时，其性质之一在于该噪声是白噪声，即非选择性噪声。换句话说，噪声均匀地扩展到所有频率。从PSD函数的观点看，这意味着AWGN的PSD函数只是一条平直线，各个bin的数值＝1/M。对于截然不同频率0…f_c的信号外加该信号中的AWGN噪声来说，PSD函数这样会表现出1/M的偏差，对于截然不同的频率来说，PSD函数的相应bin会大于1/M。由于所提议的估计方法只关心PSD函数中其相对量超过噪声的频率，因此可从PSD函数中减去1/M，得到的所有可能的负bin可被重置为零。

在伪码表示法中，归一化和偏差消除运算可被描述为：

NORMALISE(psd，M)；

for i：＝1 to M

psd(i)：＝psd(i)-1/M；

if psd(i)＜0

psd(i)：＝0；

end if

end for i

在输入信号的实际分类之前，必须计算最终的数据速率判定变量。如上所述，PSD函数的形状给出与其频率内容相关的信息。已认识到对于较低的数据速率，例如32kbps的传输来说，接收信号的PSD函数更多地集中于较低的bins，而对于较高的数据速率，例如1024kbps的传输来说，信号中存在高得多的频率。从而存在于PSD函数听较高bins的相对量不得不更大。为了能够利用这种认识，计算表征PSD函数的频率内容的变量。用于此目的的一种可能变量是所谓的PSD函数的矩心(CM)：

(3) . . . . . . . CM = \frac{Σ_{i = 1}^{M} i \cdot psd (i)}{Σ_{i = 1}^{M} psd (i)}

CM变量的含量如下所示：CM越大，则存在于PSD函数中的较高频率的相对量越大，从而发射机位速率相对较高的概率更大。

上面的算法已得到由MathWorks Inc.提供的MATLAB模拟软件完成的大量模拟的检验。图5中以直方图的形式图解说明了相对于各种传输数据速率的PSD矩心变量的分布，其中横轴确定PSD bins的数目，纵轴确定事件的数目。还可以归一化的形式，即0～1，而不是从0～2200的范围来表示事件轴的数目。不同数据速率的分布曲线从左到右为：32、64、128、256、512和1024kbps。从图5中可看出，较高的数据或位速率(256及其以上)彼此被明显区分开，从而能够可靠地检测较高的位速率。

能够为使用的所有(从而所有可能的)发射机数据速率(本例中为32、64、128、256、512和1024kbps)确定CM变量的分布。根据预定的分布，能够设置实际数据速率判定的分类界限。从而借助CM变量计算，之后按照预定的分类规则进行的变量分类，由例如利用预定的分类界限的估计结构提供发射机数据速率估计值。随后可直接根据类别确定实际的数据速率。

下面以伪码表示法表示了用于最终估计的一种可能的判定结构，其中sf＝发射机中使用的扩展因子的估计值：

CALC_CM(psd，M，cm)；

　　if cm＜1.8

　　    sf：＝128；

　　else if cm≥1.8 and cm＜2.5

　　    sf：＝64；

　　else if cm≥2.5 and cm＜3.7

　　    sf：＝32；

　　else if cm≥3.7 and cm＜5.5

　　    sf：＝16；

　　else if cm≥5.5 and cm＜8.6

　　    sf：＝8；

　　else if cm＞8.6

　　    sf：＝4；

　　end if

上面的结构已证明所实现模拟的合理性。注意上面的判定界限只是试验性的。另外，上面举例说明的数据传输速率类别的数目只是可能的类别数目的一个例子。在不同的实施例中可采用不同的界限值，并且对于不同的实现，可自由选择数据传输速率类别的数目。

还要注意的是虽然在优选实施例中，数据速率类别的数目对应于可能的发射机数据速率的数目，但是数据速率类别的数目不一定非要对应于不同的可能发射机数据速率的数目。例如，可使用较少数目的类别，以致两个或几个较低的发射机数据速率被包含在一个数据速率类别中，从而简化分类程序，并且避免由较低数据速率的变量的偶然交织分布导致的可能问题。另外，代替使用实际的数据速率，数据速率类别还可被表示为，例如低、较低、中等、较高和高，从而某些或者所有的类别包括一个以上的发射机数据速率。

所实现的模拟证明与本说明书中前面讨论的基于功率的现有方法的情况不同，上述实施例不会因低信噪比而受到损害。在E_s/N₀＝10dB的情况下进行模拟，而在E_s/N₀＝10dB的情况下，基于功率的方法不能检测接收的传输的任何数据速率。但是在该E_s/N₀的量级下，上述实施例获得正确数据速率检测的概率如下(相对于10000帧进行该模拟)：

发射机数据速率[kbps]	正确的数据速率检测的概率[％]
发射机数据速率[kbps]	正确的数据速率检测的概率[％]	32	46.85
64	92.25	32	46.85
64	92.25	128	100
256	100	128	100
256	100	512	100
1024	100	512	100

当和基于CRC解码和维特比解码的量度的前述现有方法相比时，上述实施例的优点在于数据速率估计不会被延迟到解码过程之后。于是该实施例更适合于现有技术提议的接收机中的不同干扰消除方法。此外，和基于数据的CRC或维特比解码的方法相比，上述方法较为简单。

从图5和上表中可看出，所述实施例不能在所有情况下可靠地把最低的数据速率32和64kbps彼此分开。其原因在于每个较高的数据速率是较低数据速率的2的整数倍，数据速率32和64kbps彼此相对较近。因此，判定变量(CM)的分布可能重叠。如果不需要把较低的数据速率归入一类中，并且需要在最低数据速率分离方面获得较好的性能(以较高数据速率的分离为代价)，则通过在接收机中把扩展因子从4增大到16，可降低接收机的采样速率。如果傅里叶变换的长度保持不变(例如64)，则这会导致临界Nyquist频率f_c的降低，从而提高较低频率下的频率分辨率，同时缩小可检测频率的窗口大小。要注意的是在某些情况下，该过程会导致相对于高于f_c的频率的严重混叠，如果所述高于f_c的频率仍然存在于该系统中(即，存在发射机中仍然使用例如1024kbps的可能性)。但是通过在数据速率检测之前对接收信号应用低通滤波，能够很容易地降低这种混叠效果。

虽然在基于CDMA系统的环境下说明了本发明，不过在其它通信系统，例如在TDMA系统或者以可变速率接收数据，并且需要数据传输速率信息的任意通信设备，例如调制解调器中可应用类似的原理。

虽然上面在盲数据速率检测方面说明了本发明，不过所述数据速率估计方法也可和速率信息位或类似的数据速率信息一起使用，以便产生验证和/或校正的数据速率估计值。这种情况下，在速率估计部件40和信道估计部件37或实现验证/校正的电路的类似部件之间形成连接。尤其在对传输速率估计的精度要求较高的实现中，这是一种可行的备选方案。

这里要注意的是虽然上面说明了本发明的例证实施例，但是在不脱离由附加权利要求限定的本发明的范围的情况下，可对公开的方案做出各种变化和修改。

Claims

1、一种估计具有可变数据传输速率的通信系统中的数据传输速率的方法，其中传输信号包括遍布一系列数据帧的多个数据符号，所述方法包括下述步骤：

按照数据传输速率的预定分类，对接收的传输信号的数据帧分类；

根据所述分类，估计接收的数据帧的数据传输速率。

2、按照权利要求1的述的方法，其中分类以接收的传输信号的频率内容为基础。

3、按照权利要求1或2所述的方法，其中分类以接收的传输信号的功率谱密度函数估计值为基础。

4、按照权利要求3所述的方法，其中利用快速傅里叶变换算法和接收的传输信号的数据符号序列的相干求平均值法，计算接收的传输信号的功率谱密度函数估计值。

5、按照权利要求4所述的方法，其中使用修改后的快速傅里叶变换算法，所述修改后的快速傅里叶变换算法考虑传送的数据符号的预定对称性。

6、按照权利要求3-5任一所述的方法，其中功率谱密度函数的估计包括下述步骤：

把接收的所有数据符号分成多组，其中每组包括所述信号的预定量的相邻点；

计算所述各组的各自傅里叶变换，以便得到信号各个频率的平方实数点和虚数点；

通过求平方实数点和虚数点的和，计算各组的各自功率谱函数估计值；和

通过求所述各个功率谱函数估计值的平均值，计算功率谱密度函数估计值。

7、按照权利要求3-6任一所述的方法，其中通过求功率谱密度函数的各个元素之和，并用该和值去除所述各个元素，对功率谱密度函数估计值进行归一化。

8、按照任意前述权利要求所述的方法，其中分类还包括消除噪声的影响的步骤。

9、结合权利要求3-6中的任一个，按照权利要求8所述的方法，其中噪声消除包括从功率谱密度函数中减去功率谱密度函数的元素数目的倒数。

10、按照权利要求3-9任一所述的方法，其中分类还包括：

根据功率谱密度函数计算用于表征功率谱密度函数的频率内容的变量；和

根据分类判定结构的界限值比较所述变量。

11、按照权利要求10所述的方法，其中表征接收的传输信号的频率内容的变量包括功率谱密度函数的矩心。

12、按照权利要求10或11所述的方法，其中变量的量级指示存在于功率谱密度函数中的高频率的相对量。

13、按照任意前述权利要求所述的方法，其中通信系统包括蜂窝码分多址通信网络，并且通过无线电接口在网络的移动站和基站之间传送数据。

14、按照任意前述权利要求所述的方法，其中预定分类的数据传输速率类别的数目等于可能的数据传输速率的数目。

15、按照权利要求1-13任一所述的方法，其中预定分类的数据传输速率类别的数目小于可能的数据传输速率的数目。

16、一种蜂窝码分多址通信系统中的信道估计方法，其中按照权利要求1-15任一所述的方法估计数据传输速率。

17、按照权利要求16所述的方法，其中数据传输速率的估计值被用于帮助进行接收的数据符号的维特比解码的速率选择。

18、按照权利要求16或17所述的方法，其中从发射站接收的数据速率信息和估计的数据传输速率都用于信道估计。

19、一种供具有可变数据传输速率的通信系统之用的信号接收电路，其中以遍布一系列数据帧的多个数据符号的形式传送数据，所述信号接收电路包括接收输入的传输信号，按照数据传输速率的预定分类对信号的数据帧分类，并根据分类结果确定接收数据帧的数据传输速率的估计值的速率估计部件。

20、按照权利要求19所述的信号接收电路，其中速率估计部件根据接收信号的频率内容估计数据传输速率。

21、按照权利要求19或20所述的信号接收电路，其中速率估计部件被安排成根据接收的传输信号的功率谱密度函数估计值，对接收的信号分类。

22、按照权利要求19-21任一所述的信号接收电路，包括在信道估计中利用接收信号的估计数据传输速率的信道估计部件。

23、包括按照权利要求19-22任一所述的信号接收电路的移动站。

24、包括按照权利要求19-22任一所述的信号接收电路的基站。