CN1518839A - 在扩频通信系统中的前向功率控制判定 - Google Patents

Abstract

一种扩频通信系统，其中通过功率控制减轻了接收到的信号波动。在所描述的前向功率控制的实施例中，接收到的数据被校验以发现错误。当检测到错误时，功率控制比特和通信比特的能量级得到了判定。功率控制比特的能量级与第一预定阀值相比较(105)，如果功率控制比特的能量级小于第一预定阀值，则请求增加前向功率(106)。另外，通信比特的能量级与第二预定阀值相比较(107)，如果通信比特的能量级小于第二预定阀值，则请求减少前向功率，反之则请求增加前向功率(108)。

Description

在扩频通信系统中的前向功率控制判定

技术领域

本发明一般涉及无线通信，尤其是涉及码分多址(CDMA)无线通信系统中的功率控制。

背景技术

响应于每个远程单元传输的信息，需要控制扩频通信系统中的基站传输的每个数据信号所用的有关功率。提供这样的控制的主要原因在于，适应一定位置的前向信道连接可能会异乎寻常地不利这一事实。信号质量可能变得无法接受，除非增加传递给处于不利地位的远程单元的功率。这样，必须控制输出功率以保证在基站接收到足够强的信号，并在最小化干扰可能性的同时维持高质量的音频。

另外，由于在每个发射区重复使用一个CDMA和新CDMA2000宽带信道，同一呼叫的别的用户带来的自干扰以及别的小区的用户带来的干扰就限制了系统的容量。并且，来自临近基站的干扰不会随着来自主动基站的信号而衰减，即使主动基站的干扰会衰减。由于衰减和其它信道削弱，当每个用户的平均信噪比(SNR)是用于支持“可接受”信道性能的最低点时，将获得系统的最大容量。在这种情况下，远程单元需要来自主动基站的附加信号功率以获得足够的性能。

众所周知，通信系统使用功率控制方法来控制远程单元的传输能量。在扩频系统中的功率控制主要有两个功能。第一，因为在扩频系统中的每个远程单元都典型地以同一频率传输，伴随着接收信号的大部分噪声(即，与每噪声密度Eb/No的比特能量成反比，Eb/No是由每信息比特的信号能量对噪声功率谱密度的比值而定义的)归因于别的远程单元的传输。噪声的大小与接收到的每个其它远程单元传输的信号功率直接相关。因此，远程单元在低功率水平传输比较有利。第二，能动态调整所有远程单元的功率使基站接收到的传输信号近似在同一功率水平，这是一种理想的状态。

对移动站发射器的动态功率控制包括两要素：由移动站开环估计发射功率，和由基站闭环纠正估计中的错误。闭环操作是众所周知的，这里就不再讨论。在开环功率控制中，每个移动站估计在分配的CDMA频率信道上收到的总功率。基于这一估计和基站提供的校正，移动站的发射功率被调整到与估计的路径损耗相匹配，并以预定的水平到达基站。

CDMA2000基站在前向基本信道(F-FCH)和前向专用控制信道(F-DCCH)上对功率控制比特穿孔(puncture)，力图保证在基站接收到恒定的移动能量。移动站可使用这些功率控制比特中的信噪比估计，从而判定基站传输水平是否与预定的Eb/No相匹配。F-FCH可以只传输连续的通信数据流，但是F-DCCH通信数据的传输可以是非连续的或者在帧连帧的基础上继续，而不需要基站的通知。通过连续的F-FCH信道的功率控制是众所周知的，无需在这里讨论。但是，通过F-DCCH上的非连续传输的功率控制使移动站对适当的信号功率的估计变得更困难了。

所需要的是一个使用F-DCCH的功率控制的可靠的实现。特别的，在F-DCCH上的非连续传输期间提供更可靠的前向功率控制性能是有好处的。如果在一个简单的硬件实现(比如在一个专用集成电路(ASIC)中)提供上述的改进也是有好处的。

附图说明

图1所示为实现根据本发明的前向功率的流程图；

图2所示为根据本发明的每耙指(finger)的RAKE接收机实现；

图3所示为根据本发明的每耙指可变帧率的Eb估计；

图4所示为根据本发明的每耙指固定帧率的Eb估计；

图5所示为根据本发明、使用1抽头(1-tap)高通滤波器的用于噪声功率估计的定点实现；

图6为表示现有技术前向功率控制方法和本发明的性能比较图。

具体实施方式

本发明检测CDMA2000 F-DCCH信道在非连续通信传输期间是否有信号，并确定一种在F-DCCH上非连续通信传输期间判定总通信和功率控制比特SNR的有效实用的方法。可以通过增加信号出现时被正确检测到的概率，来提高出现在F-DCCH上非连续通信传输期间的前向功率控制性能。本方法通过在RAKE合成器之前使用非旋转符号累加在连续功率控制组中的每耙指上接收到的功率，从而计算通信和功率控制比特的SNR。这在一个简单的ASIC硬件实现中就可得到实现。

实际上，F-DCCH通信信号的每RAKE耙指的SNR可以通过在一内环电路中使用下面符号获得：用于Espcb(功率控制比特的每符号能量)判定的功率控制比特(PCB)的非旋转功率控制符号，用于Es_traf(通信比特的每符号能量)判定的非旋转前向通信符号，以及用于噪声功率判定的集成在每RAKE耙指的预定数量片上的导频符号。如果使用64片来判定噪声功率则更好。在计算预料的每RAKE耙指的噪声符号能量Ns之前，先根据通信沃尔什(Walsh)长度测量噪声功率。另外，无论指定的F-DCCH是否包含通信数据，本发明均有效。

CDMA2000 F-DCCH(前向专用控制信道)支持来自基站(BS)的间隙或不连续的通信，这里通信可以无需本领域中已知的从BS到移动站的第3层通信传输而持续或停止。移动站从接收到的信号水平上判定在任意指定的帧中是否有F-DCCH上的通信数据(或信号功率)变得很重要。本发明有效区分开了F-DCCH上有通信传输的情况和没有通信传输的情况。在这种情况下，移动站继续从BS接收F-DCCH上的功率控制信息，即PCB依然在通信信道上传输，即使没有通信数据。F-DCCH的功率控制比特(PCB)必须有足够的功率使之能被移动站正确解释。在没有F-DCCH通信时，移动站必须继续判定PCB比特的能量水平，并在能量水平不够时向BS请求更多的功率。因此，当BS重新开始通信传输时，MS接收到的功率水平处于适当的水平。更具体地说，移动站以50Hz的速率将一个新质量的信息比特(QIB)比特发送回BS。更具体地说，在每帧期间，同一个QIB比特在反向导频信道(R-PiCH)的功率控制子信道上为所有功率控制组(PCG)以800Hz的速率传输，却仅仅以50Hz的速率更新。

图1所示流程图表示在F-DCCH上的非连续传输期间决定是否在R-PiCH的功率控制子信道上传输一个1或0的QIB。一个值为1的QIB告知BS发生了一个F-DCCH帧错误，或者如果在当前帧中没有检测到F-DCCH通信信号，则告知在PCB比特中没有足够的功率。移动站(MS)通过发送值为1的QIB向BS请求相应增加其功率水平。一个值为0的QIB告知BS一个正确解码的F-DCCH帧，或者没有检测到F-DCCH通信信号，PCB比特中没有足够的功率。

本发明提供一种方法100，通过判定发送什么QIB比特，来实现在扩频通信系统中的前向功率控制，具体如下。第一步骤101，从一个接收机中输入数据。特别地，数据为来自RAKE接收机的间隙或非连续的F-DCCH数据，数据一次输入一帧，同时功率控制比特在每个帧中传输。更具体地说，该数据是通信数据的非旋转符号，也包括了PCB。下一步骤103包括提供一个错误校验以判定哪个数据错误。特别地，在每个数据帧上进行循环冗余码(CRC)校验，以判定是否存在帧错误。如果没有发现错误，当前来自于BS的前向功率就是足够的，可以被减少104。但是，本发明关注的是那些当前F-DCCH帧存在CRC错误的情况。下一步骤101判定F-DCCH PCB比特和通信比特的能量水平。特别地，为PCB和通信数据判定符号能量。下一步骤105(图1中的步骤1)包括将功率控制比特的能量水平与第一预定阈值作比较。如果功率控制比特的能量水平小于第一预定阈值，后续步骤106会提示需要增加前向功率并向BS请求，并返回输入步骤102。但是，如果功率控制比特的能量水平大于或等于第一预定阈值，则将进行到步骤107(图1中的步骤2)以判定从BS来到当前数据帧中是否有通信传输。步骤107包括将来自判定步骤101的通信比特的能量水平与第二预定阈值作比较，如果通信比特的能量水平小于第二预定阈值，后续步骤108会提示需要减少前向功率并向BS请求。否则，步骤109会提示需要增加前向功率并向BS请求。最重要的是，如果在与第二阈值比较时检测到足够的通信能量，从而判定传输F-DCCH通信帧，那么当前帧发生错误，QIB比特置为1并向BS请求更多的功率。如果在与第二阈值比较时检测到不足的通信能量，从而表明在当前帧的发送时没有检测到通信数据，那么QIB比特置为0并向BS请求减少能量。最后一步是回到第一步102以重复所有后续数据帧的过程。

本发明的一个新颖点在于它判定了通信能量和适当的第二阀值。这不同于现有技术中在步骤2中使用了通信和PCB的预期符号能量比值Es_traf/Es_pcb，下面将详细解释。与之相对比的是，在本发明的QIB判定中第二阀值中使用了通信信号对噪声的比值Es_traf/Ns，最大地结合了F-DCCH信道的所有多路径。PCB的信噪比Es_pcb/Ns也用于改进了本发明。噪声功率密度Ns从RAKE接收机的导频路径中获得。特别地，通信和功率控制比特的信噪比由如下判定：所有锁定的接收机耙指和帧的功率控制组减去一个每功率控制比特符号的噪声功率的期望比值的归一化校正，这个归一化校正是通过除以每输入数据导频信道符号的噪声功率得到的。每PCB和导频信道的符号的噪声功率都假定是仿真中的高斯(Gaussian)随机变量。例如：期望值(将所有采样值取平均得到的值)是通过运行10,000采样值的仿真判定期望的比值而得到的近似的数字值。

在本发明中，可以用最少的硬件实现CDMA2000移动站中的内环前向功率控制的总Es/Ns计算。实际上，总Es/Ns的判定使用非旋转的通信符号，即在RAKE合成器前的导频权重前的通信符号，在这里，来自所有多路径的经过时间排列和导频权重的通信符号都加在一起。因此，从大约15K门减到了7K门，减少了50％的硬件。在这里，用于前向通信信号的每RAKE耙指的Eb/Ns的判定通过下面方式取得：在可变率帧情况下，为判定Es使用非旋转PCB符号；在固定率帧情况下，为判定Es使用非旋转前向通信符号；为判定噪声功率，将导频符号集成在每RAKE耙指预定数量的的片上。最好是使用64片来判定噪声功率。另外，在计算Es/Ns之前，根据通信沃尔什长度来计算噪声功率密度。

目前的CDMA临时标准(IS-95以及下列)由电信产业协会(TIA)和电子产业协会(EIA)开发。在IS-95中，当使用的传输率小于全速率时，传输非连续的(脉冲类型)信号。信号被分成20ms(毫秒)长度的逻辑帧。帧被分成16个更小的部分，被称作功率控制组。移动站解调器判定从基站接收到的每个功率控制组的能量。

在CDMA2000中，移动站需要为前向链路通信信道功率控制而支持内部和外部的功率控制环。移动站(MS)中的外部功率控制环判定目标Es/Ns设置值，以在每个分配的前向通信信道上取得目标误帧率(FER)。但是，在本发明中，内部功率控制环将接收到的前向通信信道的Es/Ns与下面将要详述的阀值作比较。这判定了在反向功率控制子信道上送到基站的功率控制比特或质量指示比特(QIB)的值。

在可变数据率情况下，减小的功率控制比特被用于判定Es。在固定数据率情况下，在该功率组的所有通信比特均用于判定Es。噪声(Ns)从通用的导频信道中计算。本发明中，在每个单独的RAKE耙指上判定Es和Ns，并组合起来获得总的Es和Ns。

一个用于单个耙指的典型的RAKE接收机结构如图2所示。在多耙指rake结构中，提供相同(duplicate)结构。比如，对于三路或更多的多路信号，提供一个带有三个相同结构的三耙指的rake结构，这里所有的三耙指在一个共同点相加，从而这三耙指形成了一个三多路合成器。

对于图2中的单一耙指，一个模数转换器(ADC)12提供了将来自于通信装置的RF部分(图中未示出)的输入信号转换成数字信号，这是众所周知的。每个RAKE耙指输入送到一个数字合成器，与一个复数因子相乘，以将通信和导频信号分成了一个通信通道(上)和导频通道(下)。在合成器16上，沃尔什函数作用于通信信号，累加20集成了输入信号的N个片。同样，导频通道在预定数目(比如64)的片上提供了累加20。如下进一步描述，在通信通道，量化器22输出通信数据符号(QT)26作为量化后的通信数据，在量化器24输出导频符号(QP)28从而产生导频信号。一个信道估计器30对导频符号28进行操作，接下来，一个复共轭函数32通过延迟34来合成导频和通信通道，然后在量化器38之前的36相乘。在QT点，非旋转通信或PCB比特被提取用于符号能量计算，而噪声估计则利用在QP点提取的量化后的导频符号。输出C40提供一个可称作Finger_I(如Finger_1)的信号。一个与图2完全相同的结构被提供来用作Finger_2 ，依此类推。通信数据QT(26)从RAKE接收机10的每个耙指中流出(tap)，用于功率控制比特和通信比特的Es能量计算。如图1所述，将数据的总符号能量与第一和第二预定阀值相比较，下面将详细描述。

RAKE接收机之所以这么命名是因为它将来自于耙指的所有多路作用(contribution)抓聚(rake)在一起，使用分集(diversity)的形式来收集来自于不同的接收信号路径(即不同的信号射线(ray))的信号能量。分集提供了冗余通信信道，这样，即使一些信道衰减了，依然可以在未衰减的信道上通信。比如，接收到的无线电信号通过下面方法解调：将其与余弦和正弦波混合，并在RF接收机1中过滤信号，产生I和Q采样值。一个CDMA RAKE接收机通过单独使用关联方法检测多路回声信号，并将它们代数相加(相同符号相加)，从而抵制衰减。而且，为了避免符号间的干扰，在各自检测到的回声之间插入时间延迟，这样使它们再次同步。

现在这个移动站的实施例使用了“耙指锁(lock)”机制来从决策逻辑中排除掉不可靠的功率控制。RAKE抽头的输出与适当的权重相组合。接收机通过放置具有适当加权和组合的足够能量的RAKE抽头输出，搜索最早的射线，从而使接收到的信噪比和信扰比最大化。在每个RAKE接收机的耙指上，解调的信号能量与一个阀值相比较，该阀值代表需可靠使用来自该耙指的功率控制数据而需要的最小能量。

一般来说，RAKE接收机装置检测来自多路信号中信号的伪噪声(PN)码的相位，其中多路信号在与多条路径数字上分别对应的独立解调器中解调。信号序列与在不同时间延迟接收到的信号的相关值通过在期待时间延迟(dt)时流出的延迟线，该期待的时间是在接收到的回声之间。解调后从接收机得到的结果在一个混合器中结合到一起以提取出希望的时序信息和解调数据。

对于可变帧率数据来说，仅仅通过使用在前向通信信道穿孔的功率控制比特来判定通信Es。对于固定率，Es通过所有的通信比特来判定。Es_pcb仅仅通过使用在前向通信信道穿孔的功率控制比特来判定。对于可变和固定速率帧的Es判定的实施分别如图3和4所示。图3表示对可变率帧的每耙指的通信信道能量(Es)，这里

$I_{\mathrm{Traffic}}\left(k\right)+{\mathrm{jQ}}_{\mathrm{Traffic}}\left(k\right)=\underset{\mathrm{chip}=1}{\overset{\mathrm{Nchip}}{\mathrm{\Σ}}}{I}_{\mathrm{Traffic}}\left(\mathrm{chip}\right)+{\mathrm{jQ}}_{\mathrm{Traffic}}\left(\mathrm{chip}\right),$

PCBit表示在一个功率控制组(PCG)中的功率控制符号数。Nchip和TRAF_NCHIP都是在一个通信符号中的片数。在CDMA2000中，这可以是变化的(32，64，128等)。Es^PCB _{TRAF_NCHIP}是在一个功率控制组中所有PCB符号的符号能量平均。Es_traf是由所有的通信符号判定的。图4表示用于固定帧的每耙指的通信信号能量(Es)。NUMPCGSYM是在一个功率控制组中的符号数。Es^PCB _{TRAF_NCHIP}是在一个功率控制组中所有通信和PCB符号的符号能量平均。写在下标位置的TRAF_NCHIP用于注明这些符号具有TRAF_NCHIP片那么长(可变)的延续期。对是否使用可变或固定率测量信号能量(图4或图5)的判定是取决于是专用信道，F-DCCH还是基本通信信道F-FCH，也取决于无线电配置(RC)。可选地，两个电路可以从通信或PCB符号能量中减去瞬时噪声功率。

内环能量用于计算总Es/Ns的前向功率控制的实施，使用非旋转通信符号来为导频符号作Es估计，从而估计噪声功率密度，也就是说，在QP点的导频符号被用于噪声功率密度的估计Ns。噪声功率估计是通过使用图5中固定点实施所示的1抽头高通滤波器70来进行的。此法中，延迟的导频符号在72处从其自身中减去，以计算预期的每符号的噪声功率，

$\mathrm{Ns}=E\left\{\right|n\left(k\right){|}^2\}=\frac{1}{N}\underset{k=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\left|n\left(k\right)\right|}^2$

其中

n(k)＝x(k)-x(k-delay)

延迟＝1导频符号延续时间和一(1)符号复数延迟块74，并且

在T_s＝Nchip/1.2288 Mhz，

$x\left(k\right)=I_{\mathrm{pilot}}\left(k\right)+{\mathrm{jQ}}_{\mathrm{pllot}}\left(k\right)=\underset{\mathrm{chip}=1}{\overset{\mathrm{Nchips}}{\mathrm{\Σ}}}I\left(\mathrm{chip}\right)+\mathrm{jQ}\left(\mathrm{chip}\right),$

其中，Ts是符号延续时间，可由Nchips(每符号的片数)除以每秒的片数(片率)来计算。由于CDMA2000的Nchips可变，符号周期也可变。

优选的是Ns在64片导频片上计算，其中Es_pcb和Es_traf在沃尔什长度(Nchip＝8，16，32，64或128片)上计算。这可以通过在每个功率控制组(PCG)中的集成/转储累加器76来实现。在导频信道上对噪声计算进行缩放78，从而计算出正确的Es/Ns来归一化噪声功率对通信符号周期的比值。缩放因子是Nchip/64。

$\frac{{\mathrm{Es}}_{\mathrm{traf}}}{\mathrm{Ns}}=\frac{{{\mathrm{Es}}^{\mathrm{PCB}}}_{\mathrm{traf}}\_\mathrm{Nchip}}{\mathrm{Ns}}\·\frac{1}{\frac{\mathrm{Nchip}}{64}}$

实例：

使用5个检测例作为仿真性能对比的一部分。使用2个AWGN例，一个1路瑞利，30km/hr多普勒(1-path Rayleigh with 30km/hrDoppler)，一个2路瑞利，8km/hr多普勒(2-path Rayleigh with 8km/hrDoppler)，和一个3路瑞利，100km/hr多普勒(3-path Rayleigh with 100km/hr Doppler)，这些都是本领域已知的。所有操作都使用F-DCCH通信仿真，使用的无线电配置3(RC3)为9600 bps的数据率，1900MHz的载波频率且没有偏移，每符号64片的沃尔什长度，-7dB的导频Ec/Ior，20个用户，一个4比特有限精确度的ADC，这些也都是本领域已知的。这些仿真例列在表1中作为参考。

表1运行的仿真测试

例	测试类型	Ec/Ior	Ior/Ioc	FER	相关路径增益
						1	只有AWGN	-18.0dB	-1dB	5.28％	n/a
2	只有AWGN	-18.5dB	-1dB	13.6％	n/a
						3	1路瑞利多普勒30km/hr	-16.0dB	+2dB	6.85％	n/a
4	2路瑞利多普勒8km/hr	-17.0dB	+2dB	12.2％	(0，0)dB
						5	3路瑞利多普勒100km/hr	-17.0dB	+1dB	5.06％	(0，0，-3)dB

这里，AWGN是平均高斯白噪声，Ec是在基站天线的每片的能量，Ior是在基站天线处测量的总信号功率谱密度，Ioc是在移动站天线处测量的总信号功率谱密度，FER是目标误帧率。仿真在5个测试例中的每个中运行，一次伴随着在给定的信号Ec/Ior水平上传输的F-DCCH通信，一次伴随着归零(zero out)的F-DCCH通信比特。所有参数例都接近于可接受的FER的极限，从而达到使用的算法的性能极限边界。

除了通常的CDMA-2000仿真参数，还有图1中步骤1和步骤2所示的两个F-DCCH阀值。两个阀值必须在估计性能之前首先判定。这通过运行上面例1-5的仿真码并收集统计分布的结果来执行。首先，判定第一阀值(阈值1)的最优范围。在其已知之后，步骤1如下式所示：

$\frac{1}{N_{\mathrm{pcg}}}\underset{\mathrm{pcg}=1}{\overset{N_{\mathrm{pcg}}}{\mathrm{\Σ}}}\left(\underset{i=1}{\overset{\mathrm{Npath}}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{\mathrm{Es}}_{\mathrm{pcb},i}}{{\mathrm{Ns}}_i}\right)-(\mathrm{Npath}-1)E\left[\frac{{\mathrm{Ns}}_{\mathrm{pcb}}}{\mathrm{Ns}}\right]\≤\mathrm{Thr}\_1$

这里，N_pcg是每帧的功率组数(典型为16)，N_path是多路径的数目，Ns_i是对应于锁定的耙指(即接收具有足够功率的信号的耙指)的每个分路的噪声符号功率采样。E[]是PCB比特中每符号的噪声功率的期望值Ns_pcb相对于如从导频信道中估计出的每符号噪声功率Ns的比值。执行该运算可以算出在每个帧中所有功率控制组的PCB比特对噪声功率的平均最大组合能量。另外，该计算结合了所有功率控制组的每条多路径的SNR比率。其用来与阀值1相比较。出于仿真的目的，所有PCB比特的能量在步骤1中加在一起。例如，在9600 bps的RC＝3中，每PCG(功率控制组)有4个PCB符号(或2个I，Q符号)。

在仿真中，通过使用应用在图5的导频信道的高通滤波器方法，来计算噪声估计值。上述的第二术语是当不止一个通道相加时的归一化校正，包括减去PCB比特中的每符号的噪声功率相对于每符号的导频信道噪声功率估计值的期望比值。Ns_pcb和Ns_traf(如下)分别是PCB和通信符号的噪声估计值，从没有信号的信道中获得。通过使用单路AWGN例I，从仿真平台中得到E(Ns_pcb/Ns)经验值。

对于单路情形，判定选择1.375-1.5(1.38-1.76dB)作为阀值1的最优Es_pcb/Ns范围。选择Es_pcb/Ns阀值＝1.375导致需要更多基站功率，对于例1，2，3分别是9％，14％，4.7％。为了归一化2路和3路的情形(各自的值一和值二)，乘以E[Ns_pcb/Ns]≌0.9倍，然后从概率分布中减去相乘的结果。注意E[Ns_pcb/Ns]是期望的噪声功率，其可以用PCB比特除以从导频变量中估计出的噪声功率而估计出。当没有数据信号时，E[Ns_pcb/Ns]可以从E[Es_pcb/Ns]中获得。1，2，3路的Es_pcb/Ns阈值最优范围就保持在1.375-1.5，如图6，图6表示出例1(曲线80)，2(曲线82)，3(曲线84)和5(曲线86)的Es_pcb/Ns的累积概率。

本发明的一个新颖点在于第二步(图1中的步骤2)，其检测出在当前帧中F-DCCH信道上是否有通信能量。一种现有技术的方法由下式计算通信比特对PCB比特的能量比值：

$\frac{1}{16}\underset{\mathrm{pcg}=1}{\overset{16}{\mathrm{\&Sigma;}}}(\left(\underset{i=1}{\overset{\mathrm{Npath}}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{Es}}_{\mathrm{traf},i}\right)/\left(\underset{i=1}{\overset{\mathrm{Npath}}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{Es}}_{\mathrm{pcb},i}\right))<\mathrm{Thr}\_2$

其中总和是基于所有锁定的耙指和每帧的16个功率控制组，每次除法发生在每个PCG的末端。

第二种现有技术的方法对其进行了修改，获得了被PCB对噪声SNR的比值所除的通信对噪声SNR的最大组合比值。如下式：

$\left|\right|\underset{i=1}{\overset{\mathrm{Npath}}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left(\frac{\underset{\mathrm{pcg}=1}{\overset{16}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{Es}}_{\mathrm{traf},i}}{\underset{\mathrm{pcg}=1}{\overset{16}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{Ns}}_i}\right)\left|\right|/\left|\right|\underset{i=1}{\overset{\mathrm{Npath}}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left(\frac{\underset{\mathrm{pcg}=1}{\overset{16}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{Es}}_{\mathrm{pcb},i}}{\underset{\mathrm{pcg}=1}{\overset{16}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{Ns}}_i}\right)\left|\right|<\mathrm{Thr}\_2$

在这里，判定当前F-DCCH帧上是否有通信传输取决于下面的方法：累加在一个帧上平均的通信符号中的能量和噪声的最大组合比值，再除以累加的一个帧上平均的PCB比特中的能量和噪声的最大组合比值。共有9个单独的寄存器用于累加每个支路的功率，从而得到3个分离耙指中每一个上的PCB功率，通信功率和噪声功率。除法运算在帧的末端进行。这需要附加的硬件并且计算复杂。

与之相反的是，本发明在所有帧上累加通信符号中的能量对噪声的最大组合比值。这仅仅包括了上述方程的第一个部分，从而使计算复杂度减为一半。只需要6个寄存器来累加3条通信和噪声路径的功率。最多有3个除法运算发生在每帧的末端，因此节省了硬件和计算量。如步骤1(图1)中介绍的同样的归一化校正应用在包括多于1条路径的情形中，得到了下面的式子：

$\left|\right|\underset{i=1}{\overset{\mathrm{Npath}}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left(\frac{\underset{\mathrm{pcg}=1}{\overset{N_{\mathrm{pcg}}}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{Es}}_{\mathrm{traf},i}}{\underset{\mathrm{pcg}=1}{\overset{N_{\mathrm{pcg}}}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{Ns}}_i}\right)\left|\right|-(\mathrm{Npath}-1)E\left[\frac{{\mathrm{NS}}_{\mathrm{pcb}}}{\mathrm{Ns}}\right]<\mathrm{Thr}\_2$

因此，为1路情形使用第二种现有技术方法，Thr_2的最佳SNR值在0.633-0.667的范围内(-2dB至-1.76dB)。检测一个随机帧(CRC可能好也可能坏)的Thr_2置为0.667dB的概率大约为96％，而错误的报警概率为8.9％。另外，多路情形缩放需要与在单路情形中使用的不同的阀值。对于3路瑞利衰减，Thr_2的最佳设置值为0.800(-0.97dB)，其中检测概率为83.4％，错误报警概率为10.1％。

与之相反的是，使用本发明的方法，单个阀值2可用于1路和3路的情形。在所有情形中，1.15的Thr_2最佳值能导致好于98％的检测概率，少于1％的错误报警概率。同时Thr_2有一个相对宽的1.05-1.20的范围值，其中检测概率保持在95％以上，错误报警概率保持在5％之下。这就使本发明对于在实施移动站使用的算法时可能招致的测量或数值近似上的误差具有鲁棒性。

总之，从表2和3所示的列表结果中可知，使用通信信号对噪声功率的最大组合比值Es_traf/Ns，是一种高可靠度地判定在间歇传输期间CDMA F-DCCH信道上是否存在通信信号的有效方法。与现有技术中使用Es_traf/Es_pcb相比，它具有更好的结果。仿真模型演示的情形是典型的需要进行前向功率控制的高FER环境。另外，所需的计算可在一个简单的硬件实施中提供。

通过适当选取归一化缩放因子，同样的Es_traf/Ns阀值可独立于多路径的数目而使用。同时阀值也有一个宽的范围，使本发明鲁棒地运行。最后，基于Es_traf/Ns的比值而选择Thr_2，使第二个阀值与第一个Es_pcb/Ns阀值相分离。能相互独立是阀值的一个优点，因为其允许计算更少的阀值，并且如果阀值1碰巧发生变化，也无需重新计算阀值2。

表2第二种现有技术方法的性能总结

现有技术方法	阀值1(Thr_1)	阀值2(Thr_2)	检测概率	误警概率
					1	1.375-1.50	.633-.667	96.8％	9.1％
2	1.375-1.50	.633-.667	96.6％	14.8％
					3	1.375-1.50	.633-.667	98.2％	4.7％
4	1.375-1.50	.700-.733	94.9％	15.4％
					5	1.375-1.50	.766-.800	83.4％	18.5％

表3本发明的性能总结

本发明	阀值1(Thr_1)	阀值2(Thr_2)	检测概率	误警概
					1	1.375-1.50	1.10-1.15	99.9％	0.3％
2	1.375-1.50	1.10-1.15	99.9％	0.3％
					3	1.375-1.50	1.10-1.15	98.3％	0.6％
4	1.375-1.50	1.10-1.15	96.7％	2.0％
					5	1.375-1.50	1.10-1.15	99.1％	3.0％

可见，本发明相对与现有技术的优点在于其对环境条件的敏感度降低，并在更大和恒定的第二阀值(阀值2)范围内提高了性能。

虽然在上面阐述了前述实施例，本领域的技术人员容易理解到，所描述的发明可应用在所描述的实施例的范围之外。因此，希望由所附权利要求对包括这样的预期替换、修改和变化在内的本发明的保护范围进行限定。

Claims (10)

1.一种用于在扩频通信系统中的前向功率控制的方法，包括下列步骤：

从接收机输入数据；

提供误差校验以判定哪个数据是错误的；

判定来自所述提供步骤的数据中的功率控制比特和通信比特的能量级；

比较所述功率控制比特的能量级和第一预定阀值，如果所述功率控制比特的能量级小于所述第一预定阀值，则表明需要增加前向功率并返回到所述输入步骤；

比较所述通信比特的能量级和第二预定阀值，如果所述通信比特的能量级小于所述第二预定阀值，则表明需要减少前向功率，反之则表明需要增加前向功率。

2.如权利要求1所述的方法，其中所述输入步骤包括，所述数据为数据帧中的符号，所述提供步骤包括，所述误差校验为判定帧错误的CRC校验。

3.如权利要求1所述的方法，其中所述判定步骤包括判定功率控制比特和通信比特的信噪比。

4.如权利要求1所述的方法，其中所述输入步骤包括从前向专用控制信道输入数据，所述接收机是具有通信和导频路径的RAKE接收机。

5.如权利要求4所述的方法，其中所述输入步骤包括具有非连续通信传输的F-DCCH。

6.如权利要求4所述的方法，其中所述判定步骤包括判定在所有锁定的接收机耙指和功率控制组上的所述功率控制比特的信噪比Es_pcb/Ns，减去功率控制比特的每符号的噪声功率的期望比值的归一化校验，所述归一化校验是通过除以输入数据的导频信道的每符号的噪声功率而得到的。

7.如权利要求4所述的方法，其中所述判定步骤包括判定在所有锁定的接收机耙指和功率控制组上的所述通信比特的信噪比Es_traf/Ns，减去功率控制比特的每符号的噪声功率的期望比值的归一化校验，所述归一化校验是通过除以输入数据的导频信道的每符号的噪声功率而得到的。

8.如权利要求4所述的方法，其中所述判定步骤包括，分别从取自通信路径的非旋转功率控制比特和通信比特中得到所述功率控制和通信比特能量，所述功率控制和通信比特都除以从接收机的导频路径中得到的噪声功率密度的估计值，从而为所述功率控制和所述通信比特提供每噪声功率密度的比特能量。

9.如权利要求8所述的方法，其中所述判定步骤包括根据通信沃尔什长度对所述噪声功率密度进行缩放。

10.如权利要求1所述的方法，其中所述第二比较步骤包括阀值比较

$\left|\right|\underset{i=1}{\overset{\mathrm{Npath}}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left(\frac{\underset{\mathrm{pcg}=1}{\overset{N_{\mathrm{pcg}}}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{Es}}_{\mathrm{traf},i}}{\underset{\mathrm{pcg}=1}{\overset{N_{\mathrm{pcg}}}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{Ns}}_i}\right)\left|\right|(\mathrm{Npath}-1)E\left[\frac{{\mathrm{Ns}}_{\mathrm{pcb}}}{\mathrm{Ns}}\right]<\mathrm{Thr}\_2$

其中N_pcg是每帧的功率组数，N_path是多路径的数目，Ns_i是用于与锁定的耙指对应的每支路的噪声符号功率采样值，E[Ns_pcb/Ns]是在PCB比特中每符号的噪声功率Ns_pcb相对于从导频信道中估计出的每符号的噪声功率Ns的比值的期望值。

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