TW578396B - Forward power control determination in spread spectrum communications systems - Google Patents

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Abdulkadir Dinc
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Description

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補充 92/ΪΠ2 A7 年月曰 ___________B7 五、發明説明（1 ) ' ^-- 發明範圍 本發明-般係關於無線通信。本發明尤其是關於一分碼 多向近接（CDMA)之無線通信系統。 發明背景 、由展頻通信系統内基地台所發送之每—資科信號所使用 足相對功率需要控制為回應由每一遙控器所發送之資訊。 提供此種控制之主要原因係配合一項事實··在確定之位置 内順向頻道鏈會非常不利。除非增加被發送至有缺點遙控 器之功率，否則信號品質變成無法接受。因之，必須控制 輸出功率以保證在基地台接收足夠信號強度並維持良好品 質音響同時減少干擾電位至最低。 另外，因為在每一單元内可重新使用一 cdma與新 CDMA2000寬波帶頻道，由相同單元之其他使用者所發生 之自動干擾與由其他單元内使用者所發生之干擾即表示對 4系統谷量之一項限制因數。而且，來自鄰近基地台之干 擾並未隨自主動基地台之信號衰弱如同來自主動基地台干 擾足情況一樣。由於信號衰弱及其他頻道損失，當每一用 戶< #號對雜音比（SNR)係平均在支援，，可接受，，頻道性能 所需I取低點時即可達成最大容量。按此等情況之遙控器 會需要自主動基地台之額外信號功率以達成足夠之性能。 已知通信系統乃使用可控制遙控器之傳輸能量之功率控 制方法。展頻系統之功率控制可提供兩項主動功能。第 一 ’因為展頻系統内每一遙控器之信號典型上係按相同頻 率發U故將大多數雜音（意即，與每雜音密度之位元能
578396 五、發明説明（2 量成反比二Eb/No，界定為每資訊一位元之信號能量對雜 :功率頻喑後、度足比）歸因於其他遙控器之傳輸。雜音之 量值係直接與每一其他遙控器傳輸之接收信號功率有關。 因此對遙控器在低功率強度處發送係屬有利。第二，希 望按此一方式即用大約相同功率強度由基地台接收傳輸動 力上來碉整所有遙控器之功率。 機動台之發射機動力功率控制包括兩個要素：由機動台 發射f率之斷開環路估計，與由基地台按此估計之誤差之 閉口 ％路改正。已知閉合環路操作且此處不予討論。按斷 開％路之功率控制，每一機動台可估計對指定頻率 頻道<總接收功率。根據此項測量及由基地台所供給之改 正H周整機動台之發射功率a E配估計之路徑損失， 以達到基地台在預定準位。 CDMA2000基地台可擊穿順向基本頻道（f_fch)和順向專 屬控制頻這（F-DCCH)上之功率控制位元設法以確保在基地 口上可接收丨互走機動功率。由機動台可使用按此等功率控 制位7L <信號對雜音比之估計以決定是否基地台發射強度 可配合標定之Eb/No。F-FCH只能發射一連續通信資料流， 但是由基地台沒有通知能在訊框向訊框基礎上間斷或恢復 F-DCCH通仏資料之傳輸。已知經由連續F-FCH頻道之功率 控制，此處不需討論。然而，經由F-DCCH上間斷傳輸之 功率控制使其對機動台更難以估計適當之信號功率。 所需要者是使用F_DCCH供功率控制之一項可靠實行 法特別疋’在對F-DCCH間斷傳輸時間内提供順向功率 -5- 本紙張尺度適财S @家標準(CNS)_ A4規格( X撕公著） 五、發明説明（3 ) 為可靠性能乃屬有利。若在-簡單硬體實施内諸 =在-貫用特定積體電路（ASIC)内能提供上述改進亦屬有 附圖簡述 圖1按照本發明說明實行順向功率之流程圖； 圖2按照本發明說^RAK_收機每指形實行法； 圖3按照本發明說明對可變訊框率每指形之^估計； 圖4按照本發明說明對固定訊框率每指形之以估叶. 二=照本發明說明使用1-中心抽頭高通滤波器對雜音 功率估計之固定點實行；及 二係一圖解圖顯示在一先前技藝順向功率控制 發明間 < 性能比較。 較佳實例詳述 ^發明可揭示是否一信號在間斷通清傳輸期間係出現在 ==〇〇 F-DCCH頻道上，且可確認—有用而實用方式 ^疋在F-DCCH上間斷通信傳輸期間之總通信及功率控 即可ΓΓΓ藉增加當出現時可正確地發現信號之可能性 艮在F-DCCH上間斷通信傳輸操作期間之順向 = 合器之前使用非旋轉符號 : 功率控制組藉累積每_指形上所接收之功率此方
十异通信和功率控制位元兩者之SNR。按一簡單ASIC 硬體實行即可完成此事。 杈㈤早ASIC 之使用〜(功率控制位元之每符號能量)決定 力率控制位元（PCB)之非旋轉功率控制符號，^f(通信 本紙張尺度適Wag準(⑽）A4規格(2ι〇) 297公釐) 578396 A7 B7 五、發明説明（4
位兀足每付號能里）決足 < 非旋轉順向通信符號，及透過 雜音功率決定之每RAKE指形切片預定數量所整合之導引 符唬，即可在一内部迴路電路内獲得f_dcch通信頻道之 每RAKE指形的SNR。較佳情況，對雜音功率決定可使用 6 4個切片。在計算預期雜音符號功率，N s，每rake指形 以前，根據通信Walsh長度即可按比例調整雜音功率。此 外，對是否一已知F-DCCH訊框包含通信資料本發明係有 效。 一 CDMA2〇00 F-DCCH(順向專屬控制頻道）可支援自基 地台（BS)之斷續式間斷通信，其中沒有自bs至機動台通過 之訊層3机息發送可繼續或停止通信，如技藝所熟知。由 接收信號強度以決定是否在任何已知訊框内F — DCCH上有 通信資料（或信號功率）此對機動台是變成重要。在當通信 係在F-DCCH上被發送時之情況與當沒有通信係被發送時 之情況兩者間本發明可有效區別。按此種情況，機動台可 繼續接收來自在F-DCCH上之功率控制資料，（亦即，即使 沒有通信資料PCB’s仍然是在通信頻道上發送）。F-DCCH 功率控制位元（PCB4)必須有足夠能量以正確由機動台予以 解讀。缺少F-DCCH通信，機動台必須繼續決定PCB位元之 能量強度並當此一強度是不足時必須自B S要求更多功 率。因此，當由B S恢復通信傳輸時在M S處之接收功率強 度係在一適當強度處。尤其是，機動台發送新資訊位元品 質（QIB)回至在50 Hz速率之BS。更尤其是，在800 Hz速率 處反向導引頻道（R-PiCH)之功率控制次頻道上在每一訊框 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210 X 297公釐) 578396 92. 12. 1 正 A7 年月曰 —_____^___補无 五、發明説明（5 ) 期間對所有功率組（PCG，s)發送相同QIB位元，但僅在一 5〇 Hz速率予以更新之。 圖1顯示一泥程圖以決定在F-DCCH上之斷續傳輸期間是 否在R-PiCH功率控制次頻道上發送1或〇之QIB。qib 1位 元可通知BS :不是F-DCCH訊框誤差曾經發生過，若在現 行Λ框内未發現f-DccH通信信號，就是在pCB位元内確有 不足夠功率。機動台（MS)可要求Bs藉發送QIB 1位元因而 增加其功率強度。QIB 〇位元可指示出一正確解碼之F_ DCCH訊框或者指示過去未發現F-DCCH通信且在pCB位元 内確有足夠功率。 本發明藉決定發送何種QIB位元即可提供在展頻通訊系 統内之順向功率控制之一種方法1〇〇，如下所述。第一步 驟101係自一接收機輸入資料。特別是，此資料係來自 rake接收機之斷續式間斷F-DCCH資料，且係一次輸入一 個訊框，如在每一訊框内發送功率控制位元。尤其是，此 資料亦包含PCB，S之通信資料之非旋轉符號。下一步驟1〇3 包括提供一誤差檢查以決定何項資料係有誤差。尤其是， 在每一資料訊框上完成一循環冗餘代碼（CRC)以決定是否 有一訊框誤差。若未發現誤差然後來自B s之現行順向功 率係足夠且可予以減少1〇4。然而，本發明係關於該等實 例，其中現行F-DCCH訊框具有一 CRC誤差。下一步驟1〇1 係決定F-DCCH PCB位元與通信位元之能量強度。尤其 是，對PCB，s及通信資料可決定符號能量。下一步驟ι〇5 (圖1<步驟1 )包括針對第一預定低限比較功率控制位元之
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修正 補充 :ι強度。若功率控制位元之能量強度是少於第一預定低 “，下一隨後步驟106會指示需要增加順向功率，自3§要 ^目同功率，且回復至輸人步驟1G2。然而，若pcB位元之 旎量強度係大於或等於第一低限，然後程序可持續步驟 1 07(圖1内之步驟2 )以決定是否通信係按自B s來之現行資 料訊框予以發送。此步驟1〇7包括針對第二預定低限，自 決疋步驟101，比較通信位元之能量強度，其中若通信位 元之能量強度係少於第二預定低限，則下一隨後步驟108 會指示需要減少順向功率並自B s要求相同功率。否則， 下一步驟109即指π需要增加順向功率且自B s要求相同功 率。最重要者，若發現足夠通信能量，如按照第二預定低 限所測試者，以確定過去曾發送_f-dcch通信訊框，然 後現行訊框係有誤差，且設定QIB位元至1以自BS要求更 多功率。若發現不夠通信能量，如按第二低限所測試者， 指示未發現通信資料如在現行訊框内被發送，然後B s係 用足夠功率發送，且發送QIB位元至〇以要求b S逐漸減少 功率。取後步驟係回復至第一步驟1 〇2以重複所有隨後有 關資料訊框之步驟。 本發明之新穎觀點係在決定通信能量與適當第二低限。 此與步驟2之先前技藝不同，步驟2使用通信對PCB預期符 號比’ Estraf/Espcb ’如以下所說明。在對照上，按本發明 之QIB決定在第二低限内透過F-DCCH頻道之所有多路徑之 最大組合，可使用通信信號對雜音比，Estraf/Ns。按本發 明之優點亦可使用PCB’s之信號對雜音比，Espcb/Ns。由 — -9 _ 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210 X 297公釐)
R繼接收機之導引路徑即可獲得雜音功率密度，Ns。特 別疋，透過所有鎖定接收機指形以及訊框之功率控制組減 去功率控制位元每符號雜音功率預期比之正常化改正，除 以知入;貝料導引頻道每符號雜音功率，即可決定通信與功 率控制位兀之信號對雜音比。假定pCB，S與導引頻道兩者 <每符號雜音功率係模擬之高斯隨機變數。例如，藉移動 一模擬數為1〇,〇〇〇訊框以決定所需比值在數字上即近似預 期值（藉平均所有樣品所得之值）。 用最低硬體按本發明内即可達成在CDMA2000機動台内 内迴路順向控制之總Es/Ns計算。實用上，總Es/Ns決定值 可利用非旋轉通信符號，亦即在RAKE聯合器以前於導引 加數之前之通信符號，其中將校準之時間與自所有多路徑 之導引加權通信符號加在一起。因此，會由約丨5K閘波至 7 Κ閘波有50%硬體減少。此處，倘若可變速率訊框使用 E s決定之非旋轉PCB符號，倘若固定速率訊框使用ε s決定 之非旋轉順向通信符號，以及使用雜音功率決定每RAKE 指形預定切片數上導引符號之積分，即可完成順向通信頻 道之每RAKE指形Eb/Ns決定值。較佳地，使用64切片決定 雜音功率。此外，根據在計算Es/Ns前之通信Walsh長度可 按比例調整雜音功率密度。 由電信工業協會（TIA)和電子工業協會（EIA)曾發展現行 CDMA暫行標準（IS-95及以下等等）。按IS-95，當使用係少 於全速率之傳輸速率時，可發送一間斷（脈衝型）信號。此 信號被分成長度係20 ms(毫秒）之邏輯訊框。將訊框被分 _____-10- 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210 X 297公爱) 578396 年"Si
^係指為功率控制組之16較小部分（或時槽）。機動台解調 器可決定由基地台所接收之每-功率控制組之能量。 按CDMA2000，機動台需要順向鏈通信頻道功率控制之 =外兩功率控制迴路。機動台（MS)之外功率控制迴路可決 疋為達成在每一指定順向通信頻道上之目標訊框誤差率 (FER)所需之目標定點值。然而，按本發明，内功 率控制_迴路可與低限比較接收之順向通信頻道之Es/Ns， 、下詳此可夬足功率控制位元之值或在反向功率控 制次頻道上被發送至基地台之品質指示器位元(qib)。 倘右可變資料速率，可使用被擊穿功率控制位元（在順 向鏈上所發射者)以決定E s。倘若為固定資料速率，在該 功率組以内之所有通信位元上可執行通信以決定。由共用 T引頻道可計算雜音（Ns)。按本發明，在每一個別rake 指形上可完成Es及Ns決定。聯合此等決定以獲得總以及 N s 〇 效圖2、,◊、示單扣形之典型犛耙式接收機設計。按多指形 :耙式汉彳’可提供複式結構。例如，用三個或多個多路 仁L唬，可棱供有二個複式結構之三指形犛耙式設計，其 中所有三個指形在一共同點予以總計，如此此三個指形才 形成一三多路徑聯合器。 0對圖2之單—指形10，—類比對數位轉換器（ADC) 12可 棱供轉換一輸入信號由通訊裝置之部份(圖上未示)成 為數位資料’如工藝上所熟知。每一犛乾式指形輸入係被 顯不至一數位混合器14供有複因數之複製，以使通信及導
578396 p· 12·12 修正 ____ BY j…….補充 五、發明説明（9 ) 引信號分開成通信路徑（向上）與導引路徑（向下）。一 Walsh功能可操作於在混合器1 6上之通信信號，而一總計 18可整合輸入信號之n切片。同樣，導引路徑透過切片之 預定（例如，64)數可提供一總計2 〇。如以下進一步討 論’在通信路徑内一量化器2 2可輸出通信資料符號（qT) 26為量化之通信資料，且在可輸出導引符號（qP) 28之量化 器2 4處產生導引信號。頻道估計器3 〇可操作於導引符號 2 8上後跟一複共軛功能3 2供經由在先於量化器38之36處 被倍增之延遲3 4來混合導引及通信路徑。q τ係在為符號 能量計算所擷取非旋轉通信或PCB位元之該點，同時雜音 估計可利用在該點Q P所擴取之量化導引符號。輸出C 40 可提供被稱之為指形—i (例如，圖—1 )之一信號。圖2之複 製設計係提供指形—2等等。由犛把式接收機1 〇之每一指 形可分接通信資料，QT (26)，俾供功率控制位元和通信位 元之E s能量計算。如有關圖1所討論，將資料之總符號能 量比較第一及第二預定低限，如以下詳述。 擎把式接收機’所以如此命名因其可自諸指形”聚集’’所 有多路徑促成在一起’可使用差異之形式以收集自不同接 收信號路徑來之信號能量，亦即，不同信號射線。此差異 可提供冗餘通信頻道如此當有些頻道衰弱時，透過非衰弱 頻道通信仍有可能。例如由於將其與餘弦及正弦波形混合 且濾掉RF接收機1内之信號即可解調一接收無線電信號， 產生I及Q樣品信號。一 CDMA犛耙式接收機由於使用一相 關法且將其接代數相加（用相同付號）而發現多路徑回波偉 -1 2 - 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210 X 297公釐) 五 、發明説明（1〇 讼 12. 年月曰 修正 補充 目即可對抗衰弱。而且，為免符號間交互干擾，在個別發 〈回波間可插入適當時間延遲如此使其再分成階段。 #機動口〈現仃貫施可使用一"指形鎖緊，，機構以排除自決 朿邏輯〈不可靠功率控制信號。在rake*接頭處之輸出 係與適當加權數合併。接收機藉放置具有適當加權與合併 〈有效能量的rake分接頭輸出，即可搜索最早之射線以 ，，收之信號對雜音與干擾比最大。在RAKE接收機之每 、私形上，可將解碉信號能量與一低限比較，該低限代表 為可靠地使用自該指形之功率控制資料所需之最低能量。 一瓜。之，收機裝置可操作以檢測由在相應獨 t解調，内可予解調多路徑的信號假雜音（PN)代碼^相 位數量上各別相符於多路徑。隨在不同時間延遲外接收 信號之信號調序列之相關值係通過在預期時間延遲（叫處 所分接 < 延遲線，即在兩接收回波間之預期時間。在解調 後由接收機所獲得之結果係在合併器被耦合在一起，以擷 取所需定時資訊與解調資料。 對可變訊框率資料，僅使用在順向通信頻道上所擊穿之 功率控制位元即可獲得通信Es決定值。倘若為固定速率， 透過所有通信位元即可決定Es。僅使用在順向通信頻道上 所擊穿之功率控制位元即可獲得ESpcb。分別如圖3及圖4所 示，可實行可變及固定率訊框之以決定。圖3顯示可變率 訊框每指形通信頻道能量（Es)，其中： ^jQTrair^k) = ρΓΓ^χ〇Α/^ cbip=l -13- 本紙張尺度適财國國家標準(CNS) Μ規格_(21()χ297公爱） 578396 讼 12. 12 年 A7 B7 …… 月曰 修正補充 五、發明説明（11 ) 且PCBit係在一個功率控制組（PCG)内功率控制符號之數 量。Nchip和TRAF一NCHIP係在一個通信符號内兩者之切片 數量。在CDMA2000内此係可變的（32，64 , 128等）。
P C B ES TRAF-NCHIP係在一個功率控制組内透過所有PCB符號所 平均之符號能量。Estraf係透過所有通信符號決定之。圖4 顯不固足框母指形通彳㊁頻道能置（Es)。NUMPCGSYM係 在一個功率控制組内之符數。EsPCBTRAF_NCHIp係在一個功率 控制組内透過所有通信及PCB符號所平均之符號能量。可 使用寫在下方文字符號TRAF一NCHIP以註明此等符號具有 係TRAF一NCHIP切片長（係可變）之一持續時間。端視是每 一個切片係在查看專屬頻道’ F-DCCH，或基本通信頻 道’ F-FCH而定，以及端視無線電配置（rc)可決定是否一 個切片使用符號能量之可變或固定速率測量（圖4或圖5)而 定。視需要，兩電路能自通信或PCB符號能量減去瞬時雜 音功率。 為總Es/Ns所計算内迴路功率之順向功率控制實行，可 使用為導引符號之Es估計的非旋轉通信符號以估計雜音功 率密度，亦即，在定點QP處使用導引符號供雜音功率密 度估計，Ns使用在圖5固定點實行所示之丨_分接頭高通滤 波器7 0即可實行雜音功率估計。按此方法，由其本身在 7 2處減去延遲導引符號以計算每符號預期之雜音功率， 其中 ％ = £_)丨2} = 士 ？ KM2 fc=l n(k) = x(k) - x{k - delay) 14- 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210x 297公釐）
裝 訂
578396 92. 12. 12 年月曰 A7 B7 修正補充 五、發明説明（12 因delay=l導引符號持續時間與一個（1)符號複延遲區塊 74，與
Nchips ^pilot W + JQpilo, {k)- /{chip) + jQ(chip) chip=' 在
Ts^Nchip/1.2288Mhz 其中Ts係當Nchip(每符號切片數）除以每秒切片數（切片率） 時可計算之符號持續時間。因Nchip係對CDMA2000係可變 的，故符號時間亦係可變。 較佳地，透過導引之6 4切片即可計算N s同時透過一 Walsh長度（Nchip=8，16，32，64或128切片持續時間）可計 算Espeb及Estraf。在每一功率控制組（PCG)處用一整合/漏放 累積器7 6即可完成此計算。透過導引頻道對雜音計算即可 執行一按比例調整7 8如此才可計算正確Es/Ns以使雜音功 率對通信符號之持續時間正常化。按比例調整因數係 Nchip/64 〇
Estraf _ EsPCBtraf ^Nchip ]
Ns ~ Ns Nchip 64 實例 可鑑定五個測試情況為模擬性能比較。曾使用兩個 AWGN情況，一 i _路徑Rayieigh同30 km/hr都卜勒，一 2-路 徑 Rayleigh 同 8 km/hr 都卜勒，與一 3 -路徑 Rayleigh 同 100 km/hr都卜勒，如技藝所熟知。因使用在9600 bps資料率處 之無線電配置3 (RC3)，無偏差之1900 MHz載波頻率，每 符號64切片之Walsh長度，_7dB之導引Ec/Ior，20用戶， -15· 本紙張尺度適用中國國家榡準(CNS) A4規格(210X297公釐） 578396 A7 B7 五、發明説明（13 ) 及一有4位元有限精密之ADC，所模擬之F-DCCH通信即可 完成所有運作，亦如技藝所熟知。表1列舉此等模擬情況 供參考。 表1 執行之模擬測試
情況 測試型式 Ec/Ior Ior/Ioc FER 有關路徑增益 1 僅 AWGN -18.0dB -ldB 5.28% n/a 2 僅 AWGN -18.5dB -ldB 13.6% n/a 3 Rayleigh 1-路徑 都卜勒30km/hr -16.0dB +2dB 6.85% n/a 4 Rayleigh 2-路徑 都卜勒8 km/hr -17.0dB +2dB 12.2% (0,0)dB 5 Rayleigh 3-路徑 都卜勒100 km/hr -17.0dB +ldB 5.06% (0,0，-3)dB 其中AWGN係平均白色高斯雜音，E c係在基地台天線處每 切片能量，lor係在基地台天線處所測得之總信號功率頻譜 密度，Ioc係在機動台天線處所測得之總雜音功率頻譜密 度，及FER係目標訊框誤差率。對五測試情況中每情況曾 運作模擬，一次用已知信號Ec/Ior強度處被發送之F-DCCH 信號與一次用F-DCCH通信位元被失調。所有參數情況係 接近可接受之FER限制以便獲得對使用中算法性能限制之 一界限。 除通常之CDMA-2000以外模擬參數係圖1之步驟1及步 驟2所示之兩個F-DCCH低限。在確定性能以前首先必須決 -16- 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210 X 297公釐) .今is 修止 補充 A7 -------—— 一___B7 五、發明説明（Μ ) 疋所使用兩低限之值。藉執杆 、、 和執仃上述情況1-5之模擬代碼並 收集對統計分配結果即可弇成 成此決疋。首先，決定第一低 限（低限1 )之最適宜範圍。一曰鞞 一筏知此範圍，步驟1，由下 ^S4 ΤΓ' ·
N
Es Σ Σ pcb.i peg pcg^\\
Ns. - {Npath - \)e
Ns peb
Ns <T)\r 式中Npeg係每訊框功率組之數量（典型為…u多路 徑數量，NSi係相符於一鎖住指形每支路之雜音符號功率 樣品’亦即接收有適當功率之信號的一指形，e[]係pcB ，元=每符號雜音功率，NSpcb，對如由導引頻道Ns所估 计每付號雜音功率比之預期值。透過所有在每一訊框内之 f率控制組來計算PCB位元對雜音功率之平均最大聯合能 I比即能芫成此計算。另外，透過所有功率控制組此計算 可聯合每一各路徑之SNR比。使用此計算以與「低限」i 比較。為了此模擬，按步驟i將所有pcB位元之能量相加 在一起。例如在9600 bps處R〇3時即有每PcG(功率控制組） 4 P C B符號（或兩個I，Q符號）。 在模擬中如應用於圖5之導引頻道一樣使用一高通濾波 器曾計算雜音估計。上述第二項係一正常化改正因當總和 起過一個路徑時並包含減去在PCB位元内每符號雜音功率 對每符號估計導引頻道雜音功率比之預期值。NSpcb和 Nstraf(以下）分別係PCB及通信符號之雜音估計，當無信號 存在時自該等頻道獲得者。使用一個路徑AWgn情況1由 ______-17- 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210X 297公釐） 578396 92. 12. 12
發明説明（ 模擬平台憑實驗上曾獲得E(NSpeb/Ns)。 有關一個路徑情況曾經決定選擇1375-15 (138_176 dB) 為低限1之最理想ESpcb/Ns範圍。ESpeb/Ns低限= 1·375之選擇 會導致要求對情況1，2及3之時間更多基地台之功率9%， 14%，4.7%。為使兩個及三個路徑情況正常化，曾由可能 性分配值減去個別值i及2，乘以時間E[NSpcb/Ns]^9。注 意E[Nspcb/Ns]係由PCB位元除以由導引變數所估計雜音功 率所估計之預期雜音功率。當無資料信號存在時由 E[Espcb/Ns]即可獲得E[NSpeb/Ns]。對丨，2及3 _路徑態勢之 Espcb/Ns低限的最理想範圍然後保留在1 375_15如圖6内所 表π圖中顯不情況1 (曲線8 〇),情況2 (曲線8 2 )，情況 3 (曲線8 4 )及情況5 (曲線8 6 )之ESpcb/Ns累積可能性。 本發明之新觀點發生在第二步驟（由圖i之步驟2)，並中 可測試是否通信能量係在現行訊框期間之卜沉⑶頻道上 被發現。-先前技藝法由下式曾計算通信位元對㈣位元 之能量比 16 I UΣ Pcg=l
Npath Σ^η
Npath
Σ pcb J <Thr 2 且 式中總和係超過所有鎖定指形及每訊框i6功率控制组 除法各發生在每PCG終止處。 -種第二先前技藝方法由下方程式中曾修改此法以獲得 通信對雜音SNR除以PCB對雜音SNR之最大聯合比
Npath traf I oΣ Ns 16 λ Σ Es peg 1
Thr 本紙張尺紐财@ 0家標準(CNS) 18- 578396 A7 B7 92. 12, 12 年 S曰 五、發明説明（π / ,〇· -.Γ 修Ί補充 按此貫例’關於是否現行F_DCCH訊框具有在其上被發射 通仏 < 決策端視透過一訊框至所平均之通信符號内累積最 大聯合旎量對雜音比而定，以及視透過一訊框在所平均之 PCB位το内將此值除以累積最大聯合能量對雜音比而定。 可使用高達九個單獨之暫存器以累積在三個單獨指形中每 才曰形上對PCB功率，通信功率及雜音功率之每支路功率。 除法操作發生在訊框終止處。此需要額外硬體及複雜計 算。 裝 訂 對照上’本發明透過整個訊框可累積在通信符號内之最 大聯合能量對雜音比。此只包含上述方程式之第一商數致 使計算包含約一半複雜性。僅需六個暫存器以累積來自高 達三個通信及雜音路徑之功率。最多，三個除法發生在每 一訊框之終止處，因而可節省硬體及計算。對包括一個路 徑以上之情況可應用與（圖1之）步驟1所引述之相同正常化 改正，致產生以下方程式：
Mpath pr宕 *1 Σ /«1 Σ^/ V PCS^ J - (Npath-\)E
Ns pcb
Ns <Thr 2 線 因此，使用1 -路徑情況之第二先前技藝方法，Thr_2之 最佳SNR值係在範圍.633至.667 (-2 dB至-1.76 dB)内。以 Thr一2設定至.667 dB—隨機訊框（CRC可能良好或不良）偵測 19- 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210X 297公爱） 578396
足可能性是大約96% , —假警報之可能性是約8·9%。另 外，多一路徑情況之按比例調整比單一路徑内所用者需要 一不同低限。對3 -路徑Rayleigh衰弱，Thr一2之最佳設定 係·800 (-0.97 dB)，因其中由於假警報為1〇1%偵測之可能 性是83.4%。 月匕 對照上，使用本發明之方法，對路徑及3 _路徑情況可 使用低限2之單一值。按所有情況，M5之最佳Thr 2由於 少於1%之假警報可能性可導致更佳98%之偵測可能性。對 Thr—2吕亦有自ι·〇5至1.20相對寬範圍數值其中發現之可能 性仍然在95%以上而假警報之可能性係少於5 %。針對由機 動台所使用算法之實施會遭遇之小量測量或數字上近似誤 差此可使本發明更穩健。 概^之’由表2及3所顯現之列表結果，可知使用通位竹 號對雜音功率之最大組合比，Estraf/Ns，係有高可靠度決 足是否一通信信號。在斷續發射期間係在於cDMa F_ DCCH頻道上之一有效方法。當與如先前技藝内所使用者 使用Estraf/Espcb相比較時即可提供優良結果。曾執行模擬 造型之諸情況係典型之順向功率控制需要起作用之高 環境。另外，按一簡單硬體實施可有效地提供所需之 算。 ^ 藉適當地選擇一正常化按比例調整之因數，與多路巧數 無關可使用相同Estraf/Ns低限。關於本發明堅強地執行之 低限亦有一廣範圍值。最後，根據Estraf/Ns比選擇Thr 2可 使由第一 Espcb/Ns低限之第二低限解耦。它係兩低限^ 一
襞
線 -20-
578396 92. 12. 12, A7 B7 年月曰 修止補充 五、發明説明（18 ) 優點係被此之間毫無關係，因此可讓較少低限被計算，低 限2之值並不需再予計算若低限1發現改變。 表2 第二先前技藝方法之性能概要 先前技藝方法 低限1 低限2 發現可能性 假警報可能性 (Thr 1) (Thr 2) 情況1 1.375-1.50 .633-.667 96.8% 9.1% 情況2 1.375-1.50 .633-.667 96.6% 14.8% 情況3 1.375-1.50 .633-.667 98.2% 4.7% 情況4 1.375-1.50 .700-.733 94.9% 15.4% 情況5 1.375-1.50 .766-.800 83.4% 18.5% 表3 本發明之性能概要 本發明 低限1 低限2 發現可能性 假警報之可能性 (Thr 1) (Thr 2) 情況1 1.375-1.50 1.10-1.15 99.9% 0.3% 情況2 1.375-1.50 1.10-1.15 99.9% 0.3% 情況3 1.375-1.50 1.10-1.15 98.3% 0.6% 情況4 1.375-1.50 1.10-1.15 96.7% 2.0% 情況5 1.375-1.50 1.10-1.15 99.1% 3.0% 由上表可見，本發明具有優點是對環境狀態靈敏較少且透 過第二低限（低限2 )之較大而恆定範圍較先前之技藝可提 供改良性能。 _-21- 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210X 297公釐）
雖上面已說明前述實例，對精於技藝人員至為了解所述 本發明具有應用超過所述實例。因之，其意指：應用所附 申請專利範圍來界定本發明之範疇包括所擬之此種替用， 修改，及變更。 10 圖式元件符號說明 單一指形 12 類比對數位轉換器 14, 16 數位混合器 18, 20 總計 22, 24，3 8 量化器 26 通信資料符號 2 8 導引符號 30 頻道估計器 32 複共軛功能 34 延遲 36 加乘 40 輸出C 70 1 -分接頭高通濾波器 72 相減 74 一個（1 )符號複延遲區塊 76 整合/漏放累積器 78 比例調整 80, 82， 84， 86 曲線 __-22- 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210X297公釐）

Claims (1)

  1. 578396
    制之方法，該方法 包 種在展頻通仏系統内順向功中^ 括以下步驟： 輸入由接收機之資料； I疋供一误差檢查以決定何種資料是有誤差· 決定在來自提供步驟之資料内功率控制位元及通信位 元之能量準位； 針對第-預定低限比較功率控制位元之能量準位，並 中若功率控制位元之能量準位係、少於[預定低限隨後 指示需增加順向功率且回復至輸入步驟；及 針對第二預定低限比較通信位元之能量準位，其中若 通信位元之能量準位係少^二狀低限隨後指示需要 減少順向功率，否則即指示需要增加順向功率。 2·如申請專利範圍第Η之方法，其中輸入步驟包括之資 料係資料訊框内之符號且提供步驟包括之誤差檢查係 CRC檢查以決定訊框誤差。 3.如申請專利範圍第丨項之方法，其中決定步驟包括決定 功率控制位元與通信位元之信號對雜音比。 4·如申請專利範圍第丨項之方法，其中輸入步驟包括來自 順向專用控制頻道之輸入資料且接收機係有通信路徑及 導引路徑之RAKE接收機。 5·如申請專利範圍第4項之方法，其中輸入步驟包括具有 間斷通信傳輸之順向專屬控制頻道（F-DCCH)。 6.如申請專利範圍第4項之方法，其中決定步驟包括透過 所有鎖定接收機指形和功率控制組減去每功率控制位元 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(21〇χ297公釐〉 符號之雜音功π # 導引頻道符之正f化校正除以每輸人資科之 〜鳥之功率來決定功率控制位元之如 7·如申請專利範圍第4 、 所有鎖定接收機浐Μ 中決足步驟包括透過 符號之雜音功率^ 導引頻道符號之—雜音功率來決定通信位元^ £straf/Ns之仏號對雜音比。 & 第4項之方法，其中決定步驟包括係分 自非旋轉功率控制位元及通信位元所獲得之功率_ =信位元能量，取自通信路徑及功率控制與通信位元 月匕I兩者係除以得自接收機導引路徑之雜音功率密度之 一估計值以提供♦功率控制❽元及通信纟元之雜音功率 始、度的位元能量。 9.如申請專利範圍第8項之方法，其中決定步驟包括按照 通# Walsh長度而按比例調整之雜音功率密度。 10·如申請專利範圍第i項之方法，其中第二比較步驟包括 低限比較 Nparh rraf.i f^X Σ^· pf'g^ ) ~ {Npath -1)^ Ns pcbΈΓ < Thr 2 其中Npcg係每訊框功率組之數量，Npath係多路徑之數 量，Nsi係相應一鎖緊指形每一支路之雜音符號功率樣 578396 8 8 8 8 A B c D 2 Θ 1 12.月 年 9 修補j 申請專利範圍 品，E[Nspcb/Ns]係在PCB位元内每符號雜音功率Nspcb對 於如自導引頻道所估計之每符號雜音功率N s之比之預期 值0 -3- 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210 X 297公釐)
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Families Citing this family (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE19914742A1 (de) * 1999-03-31 2000-10-12 Siemens Ag Verfahren zum Übertragen von Daten
JP3389951B2 (ja) * 2000-02-07 2003-03-24 日本電気株式会社 Ｃｄｍａ移動通信システム及び該ｃｄｍａ移動通信システムにおける下り回線送信電力制御方法
US6622023B2 (en) * 2000-12-07 2003-09-16 Nortel Networks Limited Method and apparatus for improved fast forward power control in a CDMA network
US6976075B2 (en) * 2000-12-08 2005-12-13 Clarinet Systems, Inc. System uses communication interface for configuring a simplified single header packet received from a PDA into multiple headers packet before transmitting to destination device
JP4606668B2 (ja) * 2001-09-17 2011-01-05 Ｏｋｉセミコンダクタ株式会社 電力制御回路及び電力制御方法
US7142865B2 (en) * 2002-05-31 2006-11-28 Telefonaktie Bolaget Lm Ericsson (Publ) Transmit power control based on virtual decoding
US7075905B2 (en) * 2002-09-11 2006-07-11 Qualcomm Incorporated Quality indicator bit (QIB) generation in wireless communications systems
US7366137B2 (en) * 2003-05-31 2008-04-29 Qualcomm Incorporated Signal-to-noise estimation in wireless communication devices with receive diversity
JP2007532022A (ja) * 2003-07-11 2007-11-08 クゥアルコム・インコーポレイテッド 無線通信システムのための動的な共用順方向リンク・チャンネル
US7408980B2 (en) * 2004-04-02 2008-08-05 Texas Instruments Incorporated Semi-distributed power spectrum control for digital subscriber line communications
US7403557B2 (en) * 2004-07-27 2008-07-22 Nokia Corporation Apparatus and method for hybrid traffic and pilot signal quality determination of finger lock status of rake receiver correlators
US7532664B2 (en) * 2004-08-02 2009-05-12 Nokia Corporation Method and apparatus to estimate signal to interference plus noise ratio (SINR) in a multiple antenna receiver
FI20055009A0 (fi) * 2005-01-05 2005-01-05 Nokia Corp Datan lähettäminen matkaviestinjärjestelmässä
US7974193B2 (en) 2005-04-08 2011-07-05 Qualcomm Incorporated Methods and systems for resizing multimedia content based on quality and rate information
US8792555B2 (en) * 2006-01-31 2014-07-29 Qualcomm Incorporated Methods and systems for resizing multimedia content
US20070201388A1 (en) * 2006-01-31 2007-08-30 Qualcomm Incorporated Methods and systems for resizing multimedia content based on quality and rate information
KR101433834B1 (ko) * 2007-09-21 2014-08-29 삼성전자주식회사 이동통신 시스템에서 전송 시간 간격 재구성 장치 및 방법
JP2009237936A (ja) * 2008-03-27 2009-10-15 Toshiba Corp 情報収集装置、方法、及びプログラム
US8005114B2 (en) * 2008-09-08 2011-08-23 Wisconsin Alumni Research Foundation Method and apparatus to vary the transmission bit rate within individual wireless packets through multi-rate packetization
US8718585B2 (en) * 2008-11-14 2014-05-06 Intel Mobile Communications GmbH Method and device for radio communication
CN101494894B (zh) * 2008-12-31 2011-01-19 中兴通讯股份有限公司 反向功率控制方法及控制装置
CN111641572B (zh) * 2020-05-22 2023-04-14 Oppo广东移动通信有限公司 一种噪声功率评估方法及装置、存储介质

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5930288A (en) * 1996-05-06 1999-07-27 Motorola, Inc. Time-shared lock indicator circuit and method for power control and traffic channel decoding in a radio receiver
US6097972A (en) * 1997-08-29 2000-08-01 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for processing power control signals in CDMA mobile telephone system
US6233439B1 (en) * 1998-04-08 2001-05-15 Nortel Networks Limited Signal to noise estimation of forward link traffic channel for fast power control

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