JP2001313588A - 受信信号電力および受信干渉電力を測定する電力測定装置 - Google Patents
受信信号電力および受信干渉電力を測定する電力測定装置Info
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【課題】 ＣＤＭＡ通信において、受信信号電力および
雑音干渉電力を求める電力測定装置を提供する。 【解決手段】 受信信号は、ベースバンド信号に変換さ
れ、Ａ／Ｄ変換器３９によってデジタル信号に変換さ
れ、乗算器４２で逆拡散される。逆拡散された信号は、
積分器４４で各シンボル信号毎に積分を行ない、さらに
所定数のシンボル数の平均ベクトルを平均ベクトル演算
４５で求める。この平均ベクトルを二乗平均することに
より信号電力が求まり、さらに平均ベクトルの分散を求
めることにより雑音電力が得られる。また、Ａ／Ｄ変換
器３９の出力から、全電力が算出される。信号電力，雑
音電力，および全電力は、アンテナ受信電力値との比較
のために、ローパス・フィルタ５２−５４によって時定
数を合わせる。アンテナ受信電力値に、信号電力と全電
力の比を乗じることにより、アンテナ端における信号電
力が求められる。
雑音干渉電力を求める電力測定装置を提供する。 【解決手段】 受信信号は、ベースバンド信号に変換さ
れ、Ａ／Ｄ変換器３９によってデジタル信号に変換さ
れ、乗算器４２で逆拡散される。逆拡散された信号は、
積分器４４で各シンボル信号毎に積分を行ない、さらに
所定数のシンボル数の平均ベクトルを平均ベクトル演算
４５で求める。この平均ベクトルを二乗平均することに
より信号電力が求まり、さらに平均ベクトルの分散を求
めることにより雑音電力が得られる。また、Ａ／Ｄ変換
器３９の出力から、全電力が算出される。信号電力，雑
音電力，および全電力は、アンテナ受信電力値との比較
のために、ローパス・フィルタ５２−５４によって時定
数を合わせる。アンテナ受信電力値に、信号電力と全電
力の比を乗じることにより、アンテナ端における信号電
力が求められる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本願発明は、符号分割多元接
続（ＣＤＭＡ）通信装置に関し、さらに詳しくは受信電
力中の信号電力および雑音干渉電力を求める電力測定装
置に関する。
続（ＣＤＭＡ）通信装置に関し、さらに詳しくは受信電
力中の信号電力および雑音干渉電力を求める電力測定装
置に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年ＣＤＭＡ通信を利用するデジタル無
線電話システムが急速に普及している。ＣＤＭＡ通信で
は、信号送信時に特定の拡散符号と呼ばれる擬似乱数
列、例えばＰＮ符号を用いて、送信信号を１シンボル毎
に乗算（拡散）し、受信時に送信時の拡散符号と同じ符
号を用いて元の信号に変換する逆拡散処理を行う。送受
信時にこのような変換処理を施すことにより、同一の符
号で拡散／逆拡散を行う送受信間のみで通信が成立す
る。送信時に拡散処理を行うため、例えば、１シンボル
を１２８チップ（ビット）で拡散すると、通信帯域幅は
極めて広くなるが、拡散および逆拡散符号の一致した基
地局と移動局のみに通信回線が設定されるので、その通
信帯域に収容できる回線数は飛躍的に増大する。
線電話システムが急速に普及している。ＣＤＭＡ通信で
は、信号送信時に特定の拡散符号と呼ばれる擬似乱数
列、例えばＰＮ符号を用いて、送信信号を１シンボル毎
に乗算（拡散）し、受信時に送信時の拡散符号と同じ符
号を用いて元の信号に変換する逆拡散処理を行う。送受
信時にこのような変換処理を施すことにより、同一の符
号で拡散／逆拡散を行う送受信間のみで通信が成立す
る。送信時に拡散処理を行うため、例えば、１シンボル
を１２８チップ（ビット）で拡散すると、通信帯域幅は
極めて広くなるが、拡散および逆拡散符号の一致した基
地局と移動局のみに通信回線が設定されるので、その通
信帯域に収容できる回線数は飛躍的に増大する。
【０００３】ＣＤＭＡ通信方式では、同一搬送波上に多
数の回線が設定され、各回線は上述した拡散符号の相違
のみで識別される。しかしながら、同一セル内では同じ
搬送周波数が使用されるので、拡散符号が異なっていて
も回線同士では相互干渉として影響を及ぼす。各移動局
からの送信電力が同一であるとすると、基地局近傍にお
いて、基地局に近い移動局からの送信電波の強度は遠く
にある移動局のそれと比べると強い。この結果、基地局
から遠い移動局は基地局から近い移動局の送信電波によ
り干渉を受け正常に信号を受信することが困難になる。
そこで、一般に移動局は、基地局との距離が近くなるに
従い送信電力の強度を弱める制御を行う。
数の回線が設定され、各回線は上述した拡散符号の相違
のみで識別される。しかしながら、同一セル内では同じ
搬送周波数が使用されるので、拡散符号が異なっていて
も回線同士では相互干渉として影響を及ぼす。各移動局
からの送信電力が同一であるとすると、基地局近傍にお
いて、基地局に近い移動局からの送信電波の強度は遠く
にある移動局のそれと比べると強い。この結果、基地局
から遠い移動局は基地局から近い移動局の送信電波によ
り干渉を受け正常に信号を受信することが困難になる。
そこで、一般に移動局は、基地局との距離が近くなるに
従い送信電力の強度を弱める制御を行う。
【０００４】図１は、上述した送信電力を制御する従来
技術の一例を示す移動機１０の概略ブロック図である。
基地局と移動局との間の通信チャネルにはパイロット・
チャネル、シンク・シャネル、トラフィック・チャネル
等の様々なチャネルが用意され、これらのチャネルを介
して両局間における制御信号、音声信号などの信号が伝
送される。移動局の電力制御のために、基地局は基地局
の送信電力の強度を移動局に送信し、移動局は受信した
信号強度を観測し、送信電力と受信電力との差から送信
信号が回線上でどの程度減衰したかを求める。一般に、
送信信号の減衰は基地局と移動局との距離に比例してい
ると推定され、その減衰の程度を求めることにより、移
動局の送信信号の強度を制御することが可能となる。換
言すれば、移動局は、受信端における受信信号の電力を
測定することにより基地局と移動局との距離を推定す
る。その推定された距離に基づき、移動局の送信電力を
決定する。本明細書では、基地局から送られる上記パイ
ロット・チャネルが同じシンボル符号を繰り返し送信し
ているので、パイロット・チャネル上のシンボル符号の
電力を測定する。
技術の一例を示す移動機１０の概略ブロック図である。
基地局と移動局との間の通信チャネルにはパイロット・
チャネル、シンク・シャネル、トラフィック・チャネル
等の様々なチャネルが用意され、これらのチャネルを介
して両局間における制御信号、音声信号などの信号が伝
送される。移動局の電力制御のために、基地局は基地局
の送信電力の強度を移動局に送信し、移動局は受信した
信号強度を観測し、送信電力と受信電力との差から送信
信号が回線上でどの程度減衰したかを求める。一般に、
送信信号の減衰は基地局と移動局との距離に比例してい
ると推定され、その減衰の程度を求めることにより、移
動局の送信信号の強度を制御することが可能となる。換
言すれば、移動局は、受信端における受信信号の電力を
測定することにより基地局と移動局との距離を推定す
る。その推定された距離に基づき、移動局の送信電力を
決定する。本明細書では、基地局から送られる上記パイ
ロット・チャネルが同じシンボル符号を繰り返し送信し
ているので、パイロット・チャネル上のシンボル符号の
電力を測定する。
【０００５】図１は従来の信号電力の測定装置１０を示
す。基地局から伝送された送信信号は、アンテナ１１を
介して受信回路１２に送られる。受信回路１２は、周波
数変換を行った後にベースバンドの受信信号を抽出し、
自動利得制御回路１３へ送る。自動利得制御回路１３
は、受信信号の強度を一定に保つため、回路１３の入力
信号の包絡線を抽出し、その包絡線の変化に応じて回路
１３の利得を制御する。即ち、回路１３の出力信号１４
は、Ａ／Ｄ変換器１５に与えられるとともに、検波回路
１６に与えられ、そこで出力信号１４の包絡線を検出す
る。検波回路１６の出力１７は、ループ利得を与える増
幅回路１８に送られるとともに、出力１７をデジタルに
変換するＡ／Ｄ変換器１９に入力される。後述するよう
に、出力１７は、現在受信しているチャネルの全受信電
力Ｐ１に相当する。増幅回路１８に与えられた出力１７
は、増幅された後、制御信号として自動利得制御回路１
３の利得を与える。
す。基地局から伝送された送信信号は、アンテナ１１を
介して受信回路１２に送られる。受信回路１２は、周波
数変換を行った後にベースバンドの受信信号を抽出し、
自動利得制御回路１３へ送る。自動利得制御回路１３
は、受信信号の強度を一定に保つため、回路１３の入力
信号の包絡線を抽出し、その包絡線の変化に応じて回路
１３の利得を制御する。即ち、回路１３の出力信号１４
は、Ａ／Ｄ変換器１５に与えられるとともに、検波回路
１６に与えられ、そこで出力信号１４の包絡線を検出す
る。検波回路１６の出力１７は、ループ利得を与える増
幅回路１８に送られるとともに、出力１７をデジタルに
変換するＡ／Ｄ変換器１９に入力される。後述するよう
に、出力１７は、現在受信しているチャネルの全受信電
力Ｐ１に相当する。増幅回路１８に与えられた出力１７
は、増幅された後、制御信号として自動利得制御回路１
３の利得を与える。
【０００６】Ａ／Ｄ変換器１５は、出力信号１４をデジ
タルに変換し、その信号列は基地局における拡散処理後
の信号列に対応する。そこでその信号列は乗算回路２０
において基地局で用いられたのと同じ符号列である逆拡
散符号２１と乗算することにより、逆拡散処理が行われ
る。乗算回路２０の出力は、復調回路２２において、各
シンボル毎に積分され、基地局から送信された信号Ｐ0
が再現される。
タルに変換し、その信号列は基地局における拡散処理後
の信号列に対応する。そこでその信号列は乗算回路２０
において基地局で用いられたのと同じ符号列である逆拡
散符号２１と乗算することにより、逆拡散処理が行われ
る。乗算回路２０の出力は、復調回路２２において、各
シンボル毎に積分され、基地局から送信された信号Ｐ0
が再現される。
【０００７】次に、受信信号の電力とその信号に含まれ
る雑音について検討する。図２は、受信回路１２からの
出力信号に含まれる信号電力Ｓｃ、雑音電力Ｎｃおよび
干渉電力Ｉｃの構成をそれぞれ表わす。受信回路１２か
らの出力信号は、逆拡散処理前であるので、送信局での
拡散処理におけるチップ・レートに相当する帯域幅ｆｃ
を有している。信号電力Ｓｃは所望の信号が有する電力
であり、雑音電力Ｎｃは雑音電力で受信回路１２におい
て発生した雑音が支配的である。また、干渉電力Ｉｃ
は、ＣＤＭＡ通信特有の雑音で、異なる拡散符号によっ
て生成された送信信号によって引き起こされる雑音であ
る。これら信号電力Ｓｃ、雑音電力Ｎｃおよび干渉電力
Ｉｃからなる入力信号を逆拡散符号で逆拡散および積分
処理した後の各電力の配分は、図３に示すとおりとな
る。つまり、帯域幅はシンボル・レートに相当する幅ｆ
ｓに狭まり、信号電力Ｓｓ、雑音電力Ｎｓおよび干渉電
力Ｉｓからなる。干渉を別途キャンセルしなかぎり逆拡
散符号との相関関係によって発生した干渉電力Ｉｓと雑
音電力Ｎｓを識別することができないので、干渉電力Ｉ
ｓと雑音電力ＮｓはまとめてＮＩｓとして識別される。
従って、逆拡散後の信号（Ｓｓ＋ＮＩｓ）から信号電力
（Ｓｓ）と雑音電力（ＮＩｓ）とを求め、その比をＡ／
Ｄ変換器１９の出力Ｐ１（アンテナ入力電力に相当す
る。）に乗じることにより、アンテナ１１に入力される
信号電力が求められる。
る雑音について検討する。図２は、受信回路１２からの
出力信号に含まれる信号電力Ｓｃ、雑音電力Ｎｃおよび
干渉電力Ｉｃの構成をそれぞれ表わす。受信回路１２か
らの出力信号は、逆拡散処理前であるので、送信局での
拡散処理におけるチップ・レートに相当する帯域幅ｆｃ
を有している。信号電力Ｓｃは所望の信号が有する電力
であり、雑音電力Ｎｃは雑音電力で受信回路１２におい
て発生した雑音が支配的である。また、干渉電力Ｉｃ
は、ＣＤＭＡ通信特有の雑音で、異なる拡散符号によっ
て生成された送信信号によって引き起こされる雑音であ
る。これら信号電力Ｓｃ、雑音電力Ｎｃおよび干渉電力
Ｉｃからなる入力信号を逆拡散符号で逆拡散および積分
処理した後の各電力の配分は、図３に示すとおりとな
る。つまり、帯域幅はシンボル・レートに相当する幅ｆ
ｓに狭まり、信号電力Ｓｓ、雑音電力Ｎｓおよび干渉電
力Ｉｓからなる。干渉を別途キャンセルしなかぎり逆拡
散符号との相関関係によって発生した干渉電力Ｉｓと雑
音電力Ｎｓを識別することができないので、干渉電力Ｉ
ｓと雑音電力ＮｓはまとめてＮＩｓとして識別される。
従って、逆拡散後の信号（Ｓｓ＋ＮＩｓ）から信号電力
（Ｓｓ）と雑音電力（ＮＩｓ）とを求め、その比をＡ／
Ｄ変換器１９の出力Ｐ１（アンテナ入力電力に相当す
る。）に乗じることにより、アンテナ１１に入力される
信号電力が求められる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】図４は、アンテナ入力
（dBm）と測定アンテナ入力電力との関係を示すグラフ
である。アンテナ１１に入力される信号電力が増大する
につれ、出力Ｐ１はその入力に比例して大きくなる。逆
に、アンテナ１１への入力信号の電力を小さくすれば、
同様に出力Ｐ１も減少する。しかしながら、アンテナ入
力信号の電力がある値（例えば、‐110dBm：この数値は
受信機およびその周辺回路の設計によって異なる。）以
下になると、入力をいくら小さくしてもＡ／Ｄ変換器１
９の出力Ｐ１は小さくならず、ほぼ一定の値を与える。
アンテナ入力が‐100 dBmを下回ると減少の変化が少な
くなり、‐110 dBm以下ではほぼ一定となる。これは、
受信回路１２で発生する内部熱雑音が常時出力され、検
波回路１６および増幅回路１８を介して自動利得制御回
路１３の利得を制御するからである。
（dBm）と測定アンテナ入力電力との関係を示すグラフ
である。アンテナ１１に入力される信号電力が増大する
につれ、出力Ｐ１はその入力に比例して大きくなる。逆
に、アンテナ１１への入力信号の電力を小さくすれば、
同様に出力Ｐ１も減少する。しかしながら、アンテナ入
力信号の電力がある値（例えば、‐110dBm：この数値は
受信機およびその周辺回路の設計によって異なる。）以
下になると、入力をいくら小さくしてもＡ／Ｄ変換器１
９の出力Ｐ１は小さくならず、ほぼ一定の値を与える。
アンテナ入力が‐100 dBmを下回ると減少の変化が少な
くなり、‐110 dBm以下ではほぼ一定となる。これは、
受信回路１２で発生する内部熱雑音が常時出力され、検
波回路１６および増幅回路１８を介して自動利得制御回
路１３の利得を制御するからである。
【０００９】他方、受信した信号電力について検討する
と、アンテナに入力された信号電力がある値（例えば‐
100 dBm）を越える場合、内部熱雑音電力より十分大き
いとみなせるので、逆拡散後の信号電力は一定の値を示
す。図５は、干渉電力がないとした場合におけるアンテ
ナ入力における信号電力（横軸）と、逆拡散後に得られ
る信号電力値（縦軸）との関係を示す。図から分かるよ
うに、‐100 dBmを越える領域では、信号電力が雑音電
力より大きく支配的であるので、自動利得制御回路１３
の働きにより、信号電力はほぼ一定になる。これに対
し、‐100 dBm以下では内部雑音電力と信号電力との相
対比に応じて変化するため直線的には減少しない。
と、アンテナに入力された信号電力がある値（例えば‐
100 dBm）を越える場合、内部熱雑音電力より十分大き
いとみなせるので、逆拡散後の信号電力は一定の値を示
す。図５は、干渉電力がないとした場合におけるアンテ
ナ入力における信号電力（横軸）と、逆拡散後に得られ
る信号電力値（縦軸）との関係を示す。図から分かるよ
うに、‐100 dBmを越える領域では、信号電力が雑音電
力より大きく支配的であるので、自動利得制御回路１３
の働きにより、信号電力はほぼ一定になる。これに対
し、‐100 dBm以下では内部雑音電力と信号電力との相
対比に応じて変化するため直線的には減少しない。
【００１０】以上のように、従来、受信信号電力を求め
るためには、受信電力がある閾値を境にして異なる求め
方をする必要があり、これは非常に煩雑であるととも
に、アンテナ入力電力が‐110 dBmないし‐100 dBmの範
囲である場合は、２つの求め方を組み合わせて算出する
必要があり、受信信号電力を求める処理は単純ではな
い。また、自動利得回路はアナログ回路であり、自動利
得回路の出力が一定（飽和）となるレベルが変動するお
それがある。さらに、図４に示されるように、内部雑音
電力が支配的な領域（‐100 dBm以下の領域）で、干渉
電力が存在すると受信電力を正しく計算できないという
問題がある。
るためには、受信電力がある閾値を境にして異なる求め
方をする必要があり、これは非常に煩雑であるととも
に、アンテナ入力電力が‐110 dBmないし‐100 dBmの範
囲である場合は、２つの求め方を組み合わせて算出する
必要があり、受信信号電力を求める処理は単純ではな
い。また、自動利得回路はアナログ回路であり、自動利
得回路の出力が一定（飽和）となるレベルが変動するお
それがある。さらに、図４に示されるように、内部雑音
電力が支配的な領域（‐100 dBm以下の領域）で、干渉
電力が存在すると受信電力を正しく計算できないという
問題がある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記課題を解
決するために成されたもので、アンテナ入力電力の大き
さに影響されることなく、場合分けをすることなく受信
信号電力および受信干渉電力を求めることのできる電力
測定装置を提供する。
決するために成されたもので、アンテナ入力電力の大き
さに影響されることなく、場合分けをすることなく受信
信号電力および受信干渉電力を求めることのできる電力
測定装置を提供する。
【００１２】本発明は、スペクトラム拡散された信号を
受信し、所望の受信信号の受信信号電力を測定する電力
測定装置において、スペクトラム拡散された信号を受信
し、受信信号を抽出する受信手段と、受信信号の包絡線
レベルに応じた制御信号に基づいて、受信信号の強度を
一定に維持する利得制御手段と、利得制御手段の出力信
号に基づいて、全受信電力値（PR）を算出する第１演算
手段と、利得制御手段の出力信号に対し逆拡散処理を行
う逆拡散処理手段と、逆拡散処理手段の出力信号に基づ
いて、受信信号の信号電力値（Ps）を算出する第２演算
手段と、制御信号に基づいて受信手段の入力における全
電力値（Rr）を算出する受信電力演算手段と、第１演算
手段の出力である全受信電力値（PR）、第２演算手段の
出力である信号電力値（Ps）および受信電力演算手段の
出力である全電力値（Rr）に基づいて受信信号の受信信
号電力値（Sr）を算出する信号電力演算手段と、から構
成される電力測定装置である。さらに、本発明におい
て、受信信号の受信電力（Sr）は、式Rr・（PS／PR）を
演算することにより求められる。
受信し、所望の受信信号の受信信号電力を測定する電力
測定装置において、スペクトラム拡散された信号を受信
し、受信信号を抽出する受信手段と、受信信号の包絡線
レベルに応じた制御信号に基づいて、受信信号の強度を
一定に維持する利得制御手段と、利得制御手段の出力信
号に基づいて、全受信電力値（PR）を算出する第１演算
手段と、利得制御手段の出力信号に対し逆拡散処理を行
う逆拡散処理手段と、逆拡散処理手段の出力信号に基づ
いて、受信信号の信号電力値（Ps）を算出する第２演算
手段と、制御信号に基づいて受信手段の入力における全
電力値（Rr）を算出する受信電力演算手段と、第１演算
手段の出力である全受信電力値（PR）、第２演算手段の
出力である信号電力値（Ps）および受信電力演算手段の
出力である全電力値（Rr）に基づいて受信信号の受信信
号電力値（Sr）を算出する信号電力演算手段と、から構
成される電力測定装置である。さらに、本発明におい
て、受信信号の受信電力（Sr）は、式Rr・（PS／PR）を
演算することにより求められる。
【００１３】
【実施例】図６は、本発明を一実施例である符号分割多
元接続（ＣＤＭＡ）通信方式の受信機における電力測定
装置３０の概略ブロック図である。ＣＤＭＡ通信方式の
受信機は、前述したように基地局との間で送信電力を制
御する必要がある。本発明は、ＣＤＭＡ通信方式の受信
機に適用でき、Ｗ−ＣＤＭＡにも応用が可能である。
元接続（ＣＤＭＡ）通信方式の受信機における電力測定
装置３０の概略ブロック図である。ＣＤＭＡ通信方式の
受信機は、前述したように基地局との間で送信電力を制
御する必要がある。本発明は、ＣＤＭＡ通信方式の受信
機に適用でき、Ｗ−ＣＤＭＡにも応用が可能である。
【００１４】基地局から所定の拡散符号で拡散された信
号が送信されるとする。移動局において、送信信号の電
力の減衰を検出するためには、基地局からの送信信号パ
ターンが移動局側で判明していることが望ましい。そこ
で、ここでは基地局から既知の同じ信号パターンが繰り
返し送られるＮ個のパイロット・シンボル（Ｐ1，Ｐ2，
・・・ＰN）の受信電力を求め、その受信電力に基づき
移動局からの送信電力を制御する。
号が送信されるとする。移動局において、送信信号の電
力の減衰を検出するためには、基地局からの送信信号パ
ターンが移動局側で判明していることが望ましい。そこ
で、ここでは基地局から既知の同じ信号パターンが繰り
返し送られるＮ個のパイロット・シンボル（Ｐ1，Ｐ2，
・・・ＰN）の受信電力を求め、その受信電力に基づき
移動局からの送信電力を制御する。
【００１５】次に、図６に示された電力測定装置３０の
動作を説明する。基地局から送られた送信信号は、アン
テナ３１によって受信され、高周波増幅回路３２で増幅
される。増幅された高周波増幅回路３２の出力信号は、
ミキサ３３でローカル周波数信号と混合されて中間周波
（ＩＦ）信号に変換される。このＩＦ信号は、自動利得
制御回路３４に入力され、利得制御信号３５に応答して
利得制御が行われ、ミキサ３６に与えられる。利得制御
されたＩＦ信号はミキサ３６で再びローカル周波数信号
と混合され、ベース・バンド信号３７に変換される。な
お、ベース・バンド信号は、一般に、複素記号で表現さ
れるが、簡略化のため便宜上実数表現で記述する。ベー
ス・バンド信号３７は、当業者でよく知られたナイキス
ト・フィルタ３８で波形整形された後、Ａ／Ｄ変換器３
９でアナログ信号からデジタル信号に変換される。
動作を説明する。基地局から送られた送信信号は、アン
テナ３１によって受信され、高周波増幅回路３２で増幅
される。増幅された高周波増幅回路３２の出力信号は、
ミキサ３３でローカル周波数信号と混合されて中間周波
（ＩＦ）信号に変換される。このＩＦ信号は、自動利得
制御回路３４に入力され、利得制御信号３５に応答して
利得制御が行われ、ミキサ３６に与えられる。利得制御
されたＩＦ信号はミキサ３６で再びローカル周波数信号
と混合され、ベース・バンド信号３７に変換される。な
お、ベース・バンド信号は、一般に、複素記号で表現さ
れるが、簡略化のため便宜上実数表現で記述する。ベー
ス・バンド信号３７は、当業者でよく知られたナイキス
ト・フィルタ３８で波形整形された後、Ａ／Ｄ変換器３
９でアナログ信号からデジタル信号に変換される。
【００１６】ベース・バンド信号３７は、さらに検波回
路４０に与えられ、その包絡線を検出し出力する。検波
回路４０は、よく知られたダイオード検波回路を用いる
ことができる。検波回路４０からの出力は受信中のチャ
ネルの全電力に相当し、この全電力値は、後述するよう
に受信中の信号電力を算出する際に利用される。検波回
路４０の出力は、ローパス・フィルタ４１で高域信号を
濾波したの後、利得制御信号として自動利得制御回路３
４に与えられる。ローパス・フィルタ４１の時定数は、
例えば、100μSないし1ｍSの値が選ばれる。自動利得制
御回路３４は、利得制御信号３５に応じて、ＩＦ信号の
電力強度を一定に保持すべく制御する。
路４０に与えられ、その包絡線を検出し出力する。検波
回路４０は、よく知られたダイオード検波回路を用いる
ことができる。検波回路４０からの出力は受信中のチャ
ネルの全電力に相当し、この全電力値は、後述するよう
に受信中の信号電力を算出する際に利用される。検波回
路４０の出力は、ローパス・フィルタ４１で高域信号を
濾波したの後、利得制御信号として自動利得制御回路３
４に与えられる。ローパス・フィルタ４１の時定数は、
例えば、100μSないし1ｍSの値が選ばれる。自動利得制
御回路３４は、利得制御信号３５に応じて、ＩＦ信号の
電力強度を一定に保持すべく制御する。
【００１７】Ａ／Ｄ変換器３９から出力されるデジタル
信号は、乗算回路４２で逆拡散符号４３と掛け合わされ
逆拡散演算が実行される。基地局で拡散処理に使用され
た拡散符号と同一である逆拡散符号を有する移動局のみ
が正しく復調処理が行われることになる。Ａ／Ｄ変換器
３９からのデジタル信号のサンプル列をｘnとし、逆拡
散符号列をｃnとすると、逆拡散処理を行った乗算器４
２の出力信号列ｙnは式（１）で表わされる。
信号は、乗算回路４２で逆拡散符号４３と掛け合わされ
逆拡散演算が実行される。基地局で拡散処理に使用され
た拡散符号と同一である逆拡散符号を有する移動局のみ
が正しく復調処理が行われることになる。Ａ／Ｄ変換器
３９からのデジタル信号のサンプル列をｘnとし、逆拡
散符号列をｃnとすると、逆拡散処理を行った乗算器４
２の出力信号列ｙnは式（１）で表わされる。
【００１８】
【数１】ｙn=ｃn・ｘn 次に、出力信号列ｙnは、積分回路４４に与えられ、シ
ンボル毎に積算される。すなわち、ｉ番目のシンボル出
力Ｐiは、式（２）で表わされる。
ンボル毎に積算される。すなわち、ｉ番目のシンボル出
力Ｐiは、式（２）で表わされる。
【数２】 ここで、Ｎpはパイロット・シンボルの数、Ｎsはシンボ
ルあたりのチップ数を表わし、ｉはパイロット・シンボ
ルの番号（０≦ｉ≦Ｎp‐１）を示す。
ルあたりのチップ数を表わし、ｉはパイロット・シンボ
ルの番号（０≦ｉ≦Ｎp‐１）を示す。
【００１９】基地局から送信される各Ｐiの各位相角と
振幅は既知であるから、適当に回転およびスケーリング
を行うことによりすべての送信パイロット・ベクトルＰ
iは等価なベクトルと考えることができる。そこで、位
相角の影響を無視すると、全パイロット・シンボルの平
均ベクトルＰ（バー）は、式（３）となる。
振幅は既知であるから、適当に回転およびスケーリング
を行うことによりすべての送信パイロット・ベクトルＰ
iは等価なベクトルと考えることができる。そこで、位
相角の影響を無視すると、全パイロット・シンボルの平
均ベクトルＰ（バー）は、式（３）となる。
【数３】 雑音の性質により受信信号の平均ベクトルＰ（バー）に
含まれる雑音は１／Ｎpに減少する。従って、Ｎpを適当
な数（たとえば４ないし８）以上に設定すれば、平均ベ
クトルＰ（バー）は信号電力のみからなると考えられ
る。さらに、平均ベクトルＰ（バー）と各シンボル出力
Ｐiとの差分ベクトルは、雑音ベクトルと考えられる。
含まれる雑音は１／Ｎpに減少する。従って、Ｎpを適当
な数（たとえば４ないし８）以上に設定すれば、平均ベ
クトルＰ（バー）は信号電力のみからなると考えられ
る。さらに、平均ベクトルＰ（バー）と各シンボル出力
Ｐiとの差分ベクトルは、雑音ベクトルと考えられる。
【００２０】そこで、積分回路４４のシンボル出力Ｐi
を、平均ベクトル演算回路４５に送り、式（３）に従っ
て平均ベクトルＰ（バー）を算出する。この平均ベクト
ルＰ（バー）はさらに信号電力演算回路４６に与えら
れ、式（４）に示す平均ベクトルP（バー）の絶対値を
二乗することにより、信号電力ＰSが求められる。
を、平均ベクトル演算回路４５に送り、式（３）に従っ
て平均ベクトルＰ（バー）を算出する。この平均ベクト
ルＰ（バー）はさらに信号電力演算回路４６に与えら
れ、式（４）に示す平均ベクトルP（バー）の絶対値を
二乗することにより、信号電力ＰSが求められる。
【数４】 また、雑音・干渉電力ＰNIは、受信したパイロット・シ
ンボルＰiの分散と考えられるので、雑音電力演算回路
４７は、雑音・干渉電力ＰNIを式（５）に従って算出す
る。
ンボルＰiの分散と考えられるので、雑音電力演算回路
４７は、雑音・干渉電力ＰNIを式（５）に従って算出す
る。
【数５】 次に、Ａ／Ｄ変換器３９の出力信号列ｘnが電力演算器
４８に与えられ、この信号列から全電力ＰRが式（６）
により求められる。
４８に与えられ、この信号列から全電力ＰRが式（６）
により求められる。
【数６】 ここに、αはシンボルあたりのチップ数ＮSと逆拡散符
号列の絶対値|ｃn|によって決まる定数で、式（７）で
求められ、全電力ＰRを信号電力ＰSおよび雑音・干渉電
力ＰNIと直接比較するために、これらのスケーリングを
一致させるために使用される。
号列の絶対値|ｃn|によって決まる定数で、式（７）で
求められ、全電力ＰRを信号電力ＰSおよび雑音・干渉電
力ＰNIと直接比較するために、これらのスケーリングを
一致させるために使用される。
【数７】 信号電力ＰS、雑音・干渉電力ＰNI、および全電力Ｐ
Rは、図７に示すように、帯域ｆsでシンボル当たりに換
算した電力をそれぞれ与えるが、これらの間には式
（８）の関係がある。
Rは、図７に示すように、帯域ｆsでシンボル当たりに換
算した電力をそれぞれ与えるが、これらの間には式
（８）の関係がある。
【数８】 ここで、ＰIは干渉電力の中で拡散符号の直交性によっ
て、雑音・干渉電力ＰNIに寄与しない分を示し、逆拡散
処理を行うと無くなる。
て、雑音・干渉電力ＰNIに寄与しない分を示し、逆拡散
処理を行うと無くなる。
【００２１】次に、検波回路４０の出力信号をローパス
・フィルタ４９に与え、その出力をＡ／Ｄ変換器５０に
加える。ローパス・フィルタ４９の時定数は通常10ｍs
程度に選ばれ、その時定数程度の時間平均をとったから
アンテナ受信端における入力電力Ｒrを求めることがで
きる。この入力電力Ｒrは、信号/雑音電力演算回路５１
に送出され、以下述べるように、アンテナ入力端におけ
る信号、雑音電力がそれぞれ計算される。
・フィルタ４９に与え、その出力をＡ／Ｄ変換器５０に
加える。ローパス・フィルタ４９の時定数は通常10ｍs
程度に選ばれ、その時定数程度の時間平均をとったから
アンテナ受信端における入力電力Ｒrを求めることがで
きる。この入力電力Ｒrは、信号/雑音電力演算回路５１
に送出され、以下述べるように、アンテナ入力端におけ
る信号、雑音電力がそれぞれ計算される。
【００２２】信号電力ＰS、雑音電力ＰNI、全電力Ｐ
Rは、ローパス・フィルタ４９とほぼ同じ時定数を有す
るローパス・フィルタ５２，５３，５４にそれぞれ与え
られる。ローパス・フィルタ５２，５３，５４は、どの
ような構成であってもよいが、例えば、式（９）ないし
（１１）で示す計算式を実行する演算回路でもよい。
Rは、ローパス・フィルタ４９とほぼ同じ時定数を有す
るローパス・フィルタ５２，５３，５４にそれぞれ与え
られる。ローパス・フィルタ５２，５３，５４は、どの
ような構成であってもよいが、例えば、式（９）ないし
（１１）で示す計算式を実行する演算回路でもよい。
【数９】
【数１０】
【数１１】 ここで、Ｍは平均化するサンプル数（スロット数）で、
ローパス・フィルタ６１と同等の時定数となるように選
ばれる。また、ｍはサンプルの番号である。ローパス・
フィルタ５２，５３，５４の出力ＰSd，ＰNId，Ｐ
Rdは、それぞれ信号/雑音電力演算回路５１に送られ
る。
ローパス・フィルタ６１と同等の時定数となるように選
ばれる。また、ｍはサンプルの番号である。ローパス・
フィルタ５２，５３，５４の出力ＰSd，ＰNId，Ｐ
Rdは、それぞれ信号/雑音電力演算回路５１に送られ
る。
【００２３】信号/雑音電力演算回路５１は、入力電力
Ｒr、およびローパス・フィルタ５２，５３，５４の出
力である信号電力ＰSd、雑音電力ＰNId、全電力ＰRdか
らアンテナ端における信号電力Ｓrおよび雑音電力Ｎ
rが、式（１２）および式（１３）から求められる。
Ｒr、およびローパス・フィルタ５２，５３，５４の出
力である信号電力ＰSd、雑音電力ＰNId、全電力ＰRdか
らアンテナ端における信号電力Ｓrおよび雑音電力Ｎ
rが、式（１２）および式（１３）から求められる。
【数１２】
【数１３】 以上のように、本実施例に従えば、入力レベルに応じて
計算方法を切り換える必要がなく、また自動制御増幅回
路の動作状態に影響されずに入力信号電力を求めること
ができる。また、自動制御増幅回路あるいはＡ／Ｄ変換
器までの利得を予め求め記憶しておく必要がない。さら
に、干渉電力や雑音電力に対していかなる条件を設ける
必要がない。
計算方法を切り換える必要がなく、また自動制御増幅回
路の動作状態に影響されずに入力信号電力を求めること
ができる。また、自動制御増幅回路あるいはＡ／Ｄ変換
器までの利得を予め求め記憶しておく必要がない。さら
に、干渉電力や雑音電力に対していかなる条件を設ける
必要がない。
【図１】送信電力を制御する従来技術の一例を示す移動
機の概略ブロック図である。
機の概略ブロック図である。
【図２】受信回路からの出力信号に含まれる信号電力Ｓ
ｃ、雑音電力Ｎｃおよび干渉電力Ｉｃそれぞれの構成を
表わす
ｃ、雑音電力Ｎｃおよび干渉電力Ｉｃそれぞれの構成を
表わす
【図３】逆拡散後の信号電力Ｓｃ、雑音電力Ｎｃおよび
干渉電力Ｉｃからなる入力信号の各電力配分を示す
干渉電力Ｉｃからなる入力信号の各電力配分を示す
【図４】アンテナ入力（dBm）と測定アンテナ入力電力
との関係を示すグラフである。
との関係を示すグラフである。
【図５】干渉電力がないとした場合におけるアンテナ入
力における信号電力（横軸）と、逆拡散後に得られる信
号電力値（縦軸）との関係を示す。
力における信号電力（横軸）と、逆拡散後に得られる信
号電力値（縦軸）との関係を示す。
【図６】本発明を一実施例である符号分割多元接続（Ｃ
ＤＭＡ）通信方式の受信機における電力測定装置の概略
ブロック図である。
ＤＭＡ）通信方式の受信機における電力測定装置の概略
ブロック図である。
【図７】ベースバンド信号の電力配分を示す図である。
【符号の説明】 １０：測定装置 １１：アンテナ １２：受信回路 １３：自動利得制御回路 １４：出力信号 １５，１９：Ａ／Ｄ変換器 １６：検波回路 １７：出力 １８：増幅回路 ２０：乗算回路 ２１：逆拡散符号 ２２：復調回路 ３０：電力測定装置 ３１：アンテナ ３２：高周波増幅回路 ３３：ミキサ ３４：自動利得制御回路 ３５：利得制御信号 ３６：ミキサ ３７：ベース・バンド信号 ３８：ナイキスト・フィルタ ３９：Ａ／Ｄ変換器 ４０：検波回路 ４１：ローパス・フィルタ ４２：乗算回路 ４３：逆拡散符号 ４４：積分回路 ４５：平均ベクトル演算回路 ４６：信号電力演算回路 ４７：雑音電力演算回路 ４８：電力演算器 ４９：ローパス・フィルタ ５０：Ａ／Ｄ変換器 ５１：信号/雑音電力演算回路 ５２，５３，５４：ローパス・フィルタ
Claims (12)
- 【請求項１】 スペクトラム拡散された信号を受信し、
所望の受信信号の受信信号電力を測定する電力測定装置
において、 スペクトラム拡散された信号を受信し、前記受信信号を
抽出する受信手段と、 前記受信信号の包絡線レベルに応じた制御信号に基づい
て、前記受信信号の強度を一定に維持する利得制御手段
と、 前記利得制御手段の出力信号に基づいて、全受信電力値
（PR）を算出する第１演算手段と、 前記利得制御手段の出力信号に対し逆拡散処理を行う逆
拡散処理手段と、 前記逆拡散処理手段の出力信号に基づいて、前記受信信
号の信号電力値（Ps）を算出する第２演算手段と、 前記制御信号に基づいて前記受信手段の入力における全
電力値（Rr）を算出する受信電力演算手段と、 前記第１演算手段の出力である全受信電力値（PR）、前
記第２演算手段の出力である信号電力値（Ps）および前
記受信電力演算手段の出力である全電力値（Rr）に基づ
いて前記受信信号の受信信号電力値（Sr）を算出する信
号電力演算手段と、 から構成されることを特徴とする電力測定装置。 - 【請求項２】 前記受信信号の受信電力（Sr）は、式Rr
・（PS／PR）を演算することにより求められることを特
徴とする請求項１記載の受信信号電力測定装置。 - 【請求項３】 前記利得制御手段の出力信号をデジタル
に変換するＡ／Ｄ変換器をさらに含むことを特徴とする
請求項１記載の電力測定装置。 - 【請求項４】 前記制御信号は、ナイキスト・フィルタ
で信号波形が整形されてから前記逆拡散処理手段に加え
られることを特徴とする請求項１記載の電力測定装置。 - 【請求項５】 前記第２演算手段は、前記受信信号に含
まれるパイロット・シンボルを１シンボル毎に積分する
積分回路を含むことを特徴とする請求項１記載の電力測
定装置。 - 【請求項６】 前記第２演算手段は、前記積分回路から
出力される積分された全シンボルの平均を演算して、平
均ベクトルを算出する平均ベクトル演算手段を含むこと
を特徴とする請求項５記載の電力測定装置。 - 【請求項７】 前記第２演算手段は、前記平均ベクトル
の絶対値を二乗して前記信号電力値を算出する信号電力
演算回路を含むことを特徴とする請求項６記載の電力測
定装置。 - 【請求項８】 １シンボル毎に積分された前記パイロッ
ト・シンボルの分散を演算することにより雑音干渉電力
（PNI）を求める第３演算手段をさらに含むことを特徴
とする請求項６記載の電力測定装置。 - 【請求項９】 前記受信信号に含まれる雑音干渉電力
（NIr）は、式Rr・（PNI／PR）を演算することにより求
められることを特徴とする請求項８記載の受信信号電力
測定装置。 - 【請求項１０】 スペクトラム拡散された受信信号を受
信し、前受信信号中に含まれるパイロット・シンボルか
ら受信信号電力を測定する電力測定装置において、 前記受信信号を抽出する受信手段と、 前記受信信号を検波して前記受信信号の包絡線レベルに
応じた制御信号を検出し、前記受信信号の振幅を一定に
維持する利得制御手段と、 前記利得制御手段の出力信号をデジタルに変換してデジ
タル受信信号を出力するＡ／Ｄ変換器と、 前記デジタル受信信号に含まれる前記パイロット・シン
ボルから、全受信電力値（PR）を算出する第１演算手段
と、 前記デジタル受信信号に対し逆拡散処理を行う逆拡散処
理手段と、 前記逆拡散処理手段の出力信号にに含まれる前記パイロ
ット・シンボルを１シンボル毎に積分し、さらに積分さ
れた全ての前記シンボルを平均して求められた平均ベク
トルの絶対値を二乗し、前記受信信号の信号電力値
（Ps）を算出する第２演算手段と、 前記制御信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器を
含み、前記制御信号に基づいて前記受信手段の入力にお
ける全電力値（Rr）を算出する受信電力演算手段と、 前記第１演算手段の出力である全受信電力値（PR）、前
記第２演算手段の出力である信号電力値（Ps）および前
記受信電力演算手段の出力である全電力値（Rr）に基づ
いて前記受信信号の受信信号電力値（Sr）を算出する信
号電力演算手段と、 から構成されることを特徴とする電力測定装置。 - 【請求項１１】 前記受信信号の受信電力（Sr）は、式
Rr・（PS／PR）を演算することにより求められることを
特徴とする請求項１０記載の電力測定装置。 - 【請求項１２】 前記全受信電力値（PR）は、前記デジ
タル受信信号に含まれる前記パイロット・シンボルのサ
ンプル列の二乗和をシンボル数で除することにより求め
られることを特徴とする請求項１０記載の電力測定装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000125312A JP4165629B2 (ja) | 2000-04-26 | 2000-04-26 | 受信信号電力および受信干渉電力を測定する電力測定装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000125312A JP4165629B2 (ja) | 2000-04-26 | 2000-04-26 | 受信信号電力および受信干渉電力を測定する電力測定装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001313588A true JP2001313588A (ja) | 2001-11-09 |
| JP4165629B2 JP4165629B2 (ja) | 2008-10-15 |
Family
ID=18635290
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000125312A Expired - Lifetime JP4165629B2 (ja) | 2000-04-26 | 2000-04-26 | 受信信号電力および受信干渉電力を測定する電力測定装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4165629B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005539412A (ja) * | 2002-04-10 | 2005-12-22 | ノキア コーポレイション | Ｃｄｍａ信号電力推定装置及び方法 |
| US7492750B2 (en) | 2001-09-18 | 2009-02-17 | Interdigital Technology Corporation | Method and apparatus employed in a user equipment for interference signal code power and noise variance estimation |
| US8189648B2 (en) | 2002-07-18 | 2012-05-29 | Interdigital Technology Corporation | Scaling using gain factors for use in data detection |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1006589B1 (en) | 1998-12-03 | 2012-04-11 | Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. | MOS thin film transistor and method of fabricating same |
-
2000
- 2000-04-26 JP JP2000125312A patent/JP4165629B2/ja not_active Expired - Lifetime
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7492750B2 (en) | 2001-09-18 | 2009-02-17 | Interdigital Technology Corporation | Method and apparatus employed in a user equipment for interference signal code power and noise variance estimation |
| US8300520B2 (en) | 2001-09-18 | 2012-10-30 | Interdigital Technology Corporation | Method and apparatus employed in a user equipment for interference signal code power and noise variance estimation |
| JP2005539412A (ja) * | 2002-04-10 | 2005-12-22 | ノキア コーポレイション | Ｃｄｍａ信号電力推定装置及び方法 |
| US8189648B2 (en) | 2002-07-18 | 2012-05-29 | Interdigital Technology Corporation | Scaling using gain factors for use in data detection |
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