KR100280027B1 - 수신 장치 - Google Patents

수신 장치 Download PDF

Info

Publication number
KR100280027B1
KR100280027B1 KR1019980041658A KR19980041658A KR100280027B1 KR 100280027 B1 KR100280027 B1 KR 100280027B1 KR 1019980041658 A KR1019980041658 A KR 1019980041658A KR 19980041658 A KR19980041658 A KR 19980041658A KR 100280027 B1 KR100280027 B1 KR 100280027B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
frequency
reference signal
received signal
moving speed
station apparatus
Prior art date
Application number
KR1019980041658A
Other languages
English (en)
Other versions
KR19990036856A (ko
Inventor
마사히로 모리야
Original Assignee
모리시타 요이찌
마쯔시다덴기산교 가부시키가이샤
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 모리시타 요이찌, 마쯔시다덴기산교 가부시키가이샤 filed Critical 모리시타 요이찌
Publication of KR19990036856A publication Critical patent/KR19990036856A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100280027B1 publication Critical patent/KR100280027B1/ko

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/01—Reducing phase shift
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7097—Interference-related aspects
    • H04B1/711—Interference-related aspects the interference being multi-path interference
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/709—Correlator structure
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/24—Radio transmission systems, i.e. using radiation field for communication between two or more posts
    • H04B7/26—Radio transmission systems, i.e. using radiation field for communication between two or more posts at least one of which is mobile
    • H04B7/2612—Arrangements for wireless medium access control, e.g. by allocating physical layer transmission capacity
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
    • Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
    • Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
  • Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)

Abstract

본 발명은 레벨 교차 회수 계산부(115)에 의해서, 수신 신호가 평균 수신 신호 레벨을 교차하는 회수를 계수하여 페이딩(fading)에 의한 도플러 주파수를 구하여, 기준 신호 상관부(306)에서 얻어진 수신 신호와 기준 신호의 상관 데이터를 적분하는 기준 신호 상관 적분부(311)의 동작을, 기준 신호 상관 적분 제어부(116)가 도플러 주파수에 따라 허가 및 금지의 제어를 실행한다.

Description

수신 장치
본 발명은 전력 절약화를 도모하는 수신 장치에 관한 것으로, 특히 전송 정보에 확산 코드를 서로 곱셈하여 송신하고, 수신측에서 동일한 확산 코드를 수신 신호에 곱셈함으로써 원래의 전송 정보를 출력하는 부호 분할 다원 접속 방식을 이용한 수신 장치에 관한 것이다.
부호 분할 다원 접속 방식(CDMA(Code Division Multiple Access)방식)은 미국 퀄컴(Qualcomm)사가 휴대 전화를 대상으로 IS95로서 미국에서 표준화된 것을 비롯하여, 장래의 공중 육상 이동 전화 시스템에 있어서의 유력한 액세스 방식으로서 연구 개발, 실용화 개발이 활발하게 실행되고 있다.
또한, CDMA 방식은 잡음에 강한 전송 방식으로, 복수의 직교한(상관이 낮은) 확산 코드를 사용함으로써, 동일 대역에서의 전송이 가능해지기 때문에, 한 개의 코드를 사용하여 전송하는 경우보다도, 코드수 배(倍)의 데이터 전송 속도를 얻을 수 있도록 되어 있다.
도 1에 종래의 CDMA 방식을 이용한 이동 무선 단말 장치(이하, 이동기라고 함)의 블럭도를 도시하고, 그것에 대해 설명한다. 단, 도 1은 CDMA 방식을 이용한 이동 무선 시스템에 있어서의 IS95 방식 이동기의 개략적인 구성예이다.
이동기의 안테나(301)에서 수신된 신호(수신 신호)는 주파수 변환부(302)에 입력된다. 주파수 변환부(302)는 수신 신호를 주파수 신시사이저부(synthesizer section)(304)로부터 출력되는 주파수(정현파)와 혼합함으로써, 무선 주파수 대역으로부터 중간 주파수 대역으로 주파수 변환한다. 이 주파수 변환된 수신 신호는 직교 복조부(303)로 출력된다.
또한, 도시하지 않은 기지국이 송신하는 신호, 또는 전송로에서 페이딩에 의한 영향이 없고, 다중 경로 지연파가 없을 때의 수신 신호는 기준 신호를 PNi(t), PNq(t), 기준 신호의 진폭을 Wp(t), 기지국 캐리어 주파수를 ωc, 정보 심볼을 D(t), 간단하게 표현하기 위해 채널 구별용 부호를 1 채널 사용하고, 그것을 Wd(t)로 했을 때에, 이하의 수학식 (1)과 같이 기술할 수 있다.
직교 복조부(303)는 수신 신호에 각각의 주파수 신시사이저부(304)로부터 출력되는 cos(ωct+φ), sin(ωct+φ)의 신호를 곱셈하여, 저역 통과 필터링 처리를 실행하고, 이하에 수학식 (2) 및 수학식 (3)에 나타내는 바와 같은 I 채널 베이스밴드 신호 I(t) 및 Q 채널 베이스밴드 신호 Q(t)를 생성한다. 단, φ는 기지국에 대한 이동기의 캐리어 주파수의 위상차를 나타낸다.
직교 복조부(303)에서 생성된 아날로그의 I 채널 베이스밴드 신호 I(t)는 A/D(Analog/Digital) 변환부(305a)에서 디지탈 신호로 변환되고, 또한 아날로그의 Q 채널 베이스밴드 신호 Q(t)는 A/D 변환부(305b)에서 디지탈 신호로 변환되며, 양 디지탈 신호는 기준 신호 상관부(306), 주파수 오차 검출부(313), 수신 AGC 제어부(314)로 출력된다.
주파수 오차 검출부(313)는 디지탈의 각 베이스밴드 신호 I(t), Q(t)로부터, 기지국과 이동기의 캐리어 주파수의 위상차 φ를 검출하고, 그 위상차 φ를 취소하는 제어값을 이용하여 주파수 신시사이저부(304)의 주파수를 소정값으로 조정한다.
수신 AGC(Automatic Gain Control) 제어부(314)는 디지탈의 각 베이스밴드 신호 I(t), Q(t)를 시간 평균하여 수신 신호 레벨을 계산하고, 이것을 일정하게 유지하는 제어값을 이용하여 주파수 변환부(302)의 수신 이득을 제어한다. 이에 의해 주파수 변환부(302)의 입력 레벨이 변동하더라도 출력 레벨이 일정하게 되어, 상기 수신 신호 레벨이 일정하게 유지된다.
기준 신호 상관부(306)는 수신 신호와 기준 신호의 상관을 취하는 것이다. 여기서, 상관을 취한다고 하는 것은 송신 신호에 기준 신호를 곱셈하는 것을 의미한다. 또한, 상관을 취하는 이유는 기지국으로부터 송신된 송신 데이터에 기준 신호가 곱셈되어 송출되기 때문에, 기준 신호를 다시 곱셈함으로써 기준 신호를 제거하기 위함이다.
또한, 상기한 서로 곱셈한다고 하는 것은, 직교 복조부(303)내에 도시된 EXOR 회로(배타적 논리합 회로)(303a, 303b)에서 수신 신호와 cos(ωct+φ), sin(ωct+φ)의 신호의 배타적 논리합을 취하든가, 혹은 데이터「1」,「0」을 「+1」,「-1」로 변환하여 가산을 실행하는 것을 의미한다. 이것은 이후의 설명에 있어서도 마찬가지이다.
또한, 기준 신호를 서로 곱셈하여 상관을 취함으로써, 수신 신호에 포함되는 기준 신호의 타이밍을 검출할 수 있고, 타이밍을 검출함으로써 이동기는 기지국과 신호의 동기를 취하는 것이 가능해진다.
즉, 기준 신호 상관부(306)에 있어서는, 수신 신호와 기준 신호 생성부(307)에서 생성된 기준 신호 PNi(t), PNq(t)를 곱셈하여, 이하의 수학식 (4)에 나타내는 상관을 취한다.
이 상관 처리에 의해서, 각 디지탈의 베이스밴드 신호 I(t), Q(t)와 기준 신호 PNi(t), PNq(t)의 상관을 나타내는 신호(상관 신호) Ipn(t), Qpn(t)가 채널 구별용 부호 상관부(308) 및 기준 신호 상관 적분부(311)로 출력된다. 상관 신호 Ipn(t), Qpn(t)는 이하의 수학식 (5) 및 수학식 (6)과 같이 나타낸다.
채널 구별용 부호 상관부(308)는 채널 구별용 부호 생성부(309)에서 생성된 채널 구별용 부호 Wd(t)와, 상관 신호 Ipn(t), Qpn(t)를 곱셈함(여기서는 EXOR 회로(308a, 308b)에서 배타적 논리합을 취함)으로써, 채널 구별용 부호 Wd(t)와 수신 신호의 상관을 취하여, 이 상관 신호 Iw(t), Qw(t)를 채널 구별용 부호 상관 적분부(310)로 출력한다. 상관 신호 Iw(t), Qw(t)는 이하의 수학식 (7) 및 수학식 (8)과 같이 나타낸다.
채널 구별용 부호 상관 적분부(310)는 상관 신호 Iw(t), Qw(t)를 정보 심볼 구간에서 채널 구별용 부호 Wd(t), 기준 신호의 진폭 Wp(t)의 1주기 M에 동등한 구간의 적분을 취하여, 이 적분 결과를 나타내는 적분 신호 I∑w(t), Q∑w(t)를 승산값 가산부(312)로 출력한다.
여기서, 적분을 취하는 이유를 설명한다.
상관 후의 출력은 정보 데이터의 n배의 고속으로 변화하기 때문에, 정보 데이터 속도로 낮추어야 하고, 이것을 적분을 취함으로써 실행한다. 구체적으로는, 예를 들면 송신 데이터를「1, 0」으로 하고, 채널 구별용 부호를「01010101…」로 송신 데이터의 4배 고속으로 변화하는 신호로 한다. 이 경우, 전송 순서마다의 데이터 변화는 하기와 같이 된다.
송신 신호 10100101…
채널 구별용 부호 01010101…
상관후 출력(상관 신호) 11110000…
정보 데이터(수신 데이터) 1 0…
즉, 상관 후 출력은 상기한 바와 같이 11110000…으로 되지만, 그것은 정보 데이터의 4배 고속으로 변화하기 때문에, 정보 데이터 속도로 낮출 필요가 있다. 이 방법에서, 예를 들면 1/4로 추출한다고 하는 방법과, 평균(적분)을 취한다고 하는 방법이 있다. 그러나, 추출하는 것은 양호한 데이터를 무시해 버릴 가능성이 있기 때문에 수신 성능이 열화될 우려가 있다. 그래서, 적분을 취하여, 정보 데이터 속도로 낮춘다고 하는 방법을 일반적으로 사용하고 있다.
채널 구별용 부호 상관 적분부(310)로부터 출력되는 적분 신호 I∑w(t), Q∑w(t)는 이하의 수학식 (9) 및 수학식 (10)과 같이 나타낸다.
I∑w(t)=MD(T)⋅(cosφ-sinφ)
Q∑w(t)=MD(T)⋅(cosφ+sinφ)
단, T는 심볼 시간을 나타낸다.
기준 신호 상관 적분부(311)는 상관 신호 Ipn(t), Qpn(t)를 M만큼 적분하여, 이 적분 결과를 나타내는 적분 신호 I∑pn(t), Q∑pn(t)를 승산값 가산부(312)로 출력한다. 여기서, 적분을 취하는 것은 정보 속도로 낮추기 위해서이다. 이것은 최종적으로 정보 데이터를 복원하는 것이 데이터 복호 기능의 목적이기 때문에, 기준 신호 상관 적분부(311)의 출력 신호도, 채널 구별용 부호 상관 적분부(310)의 출력 신호 속도와 동일한 속도로 하지 않으면 안되기 때문이다.
기준 신호 상관 적분부(311)로부터 출력되는 적분 신호 I∑pn(t), Q∑pn(t)는 이하의 수학식 (11) 및 수학식 (12)와 같이 나타낸다.
I∑pn(t)=M⋅Wpn(t)⋅(cosφ-sinφ)
Q∑pn(t)=M⋅Wpn(t)⋅(cosφ+sinφ)
마지막으로, 승산값 가산부(312)는 각 적분 신호 I∑w(t), Q∑w(t), I∑pn(t), Q∑pn(t)의 승산값 가산을 취하여, 이하의 수학식 (13)에 나타내는 복조 데이터(정보 데이타)를 생성한다.
복조 데이타=2M2Wpn(t)D(t)
이상 설명한 바와 같이, 종래의 이동기에서는 기지국으로부터 송출되는 송신 데이터에 기준 신호가 곱셈되어 송출되기 때문에, 기준 신호를 다시 곱셈한 후, 1 정보 데이터 시간분 적분하고, 또한 채널 구별용 부호를 곱셈한 후, l 정보 데이터 시간분 적분하여, 그들의 합을 취함으로써, 부호를 제거하여 정보 데이터만을 복원한다.
그러나, 일반적으로 기지국과 이동기의 캐리어 주파수의 위상차 φ는 변화하며, 그 제 1 요인은 온도 변화에 의해서 주파수 신시사이저부(304)의 주파수가 편차를 갖는 것에 있고, 제 2 요인은 페이딩에 의해서, 도 4에 도시하는 바와 같이 수신 신호의 전력 스펙트럼이 도플러 주파수 fD의 범위내에서 확대되는 것에 있는 것으로 사려된다.
단, 전력 스펙트럼의 확대폭은 2fD=2v/λ로서, 이동기의 주행 속도 v 및 송신파의 파장 λ에 의존하고 있으며, 주행 속도 v가 빨라지던지, 파장 λ가 짧아짐(도플러 주파수 fD가 높아짐)에 따라서 커진다.
제 1 요인은 온도에 의한 영향이므로 단시간으로 보면 위상 변화로의 영향은 거의 없지만, 제 2 요인은 도플러 주파수 fD이므로, 도플러 주파수 fD가 높으면 위상 변화에 영향을 미치고, 낮으면 거의 영향을 미치지 않는다.
이점으로부터, 제 1 및 제 2 요인에 의한 위상 변화량이 작고, 기준 신호 상관 적분부(311)로부터 출력되는 적분 신호 I∑pn(t), Q∑pn(t)가 거의 변화하지 않는 경우, 바꿔말하면, 기준 신호 상관 적분 출력이 거의 변화하지 않는 경우에는, 기준 신호 상관 적분부(311)에 있어서의 적분 처리는 실행하지 않아도 무방하다.
그러나, 도 1에 도시된 종래의 구성에서는, 기준 신호 상관 적분 출력이 거의 변화하지 않는 경우에도, 기준 신호 상관 적분 처리를 실행하기 때문에, 그 만큼 소비 전력이 증가하였다.
본 발명의 목적은 소비 전력을 저감할 수 있는 부호 분할 다원 접속 방식을 이용한 이동 무선 단말 장치를 제공하는 데 있다.
본 발명은 수신 신호와 기준 신호의 상관을 구하여 상관 데이터를 얻는 기준 신호 상관 수단과, 상기 상관 데이터를 적분하는 기준 신호 상관 적분 수단과, 상기 수신 신호가 평균 수신 신호 레벨을 교차하는 회수를 계수하여 페이딩에 의한 도플러 주파수를 구하는 레벨 교차 회수 계산 수단과, 상기 도플러 주파수에 따라 상기 기준 신호 상관 적분 수단의 동작을 제어하는 기준 신호 상관 적분 제어 수단을 구비하는 구성을 취한다.
이 구성 및 방법에 의해, 기준 신호 상관 적분 제어 수단이 도플러 주파수에 따라서는 기준 신호 상관 적분 수단의 동작을 금지하기 때문에, 기준 신호 상관 적분 수단의 소비 전력을 종래에 항상 동작하고 있었을 때보다도 저감시킬 수 있다.
또한, 본 발명의 목적은 내부 클럭의 동기화를 신속히 실행할 수 있고, 또한 간단한 회로 구성에 의해 실현되는 내부 클럭 동기화 회로를 얻는 데 있다.
도 1은 종래의 부호 분할 다원 접속 방식을 이용한 이동 무선 단말 장치의 블럭도,
도 2는 본 발명의 실시예 1에 관한 부호 분할 다원 접속 방식을 이용한 이동 무선 단말 장치의 전체 구성을 나타내는 블럭도,
도 3은 본 발명의 실시예 2에 관한 부호 분할 다원 접속 방식을 이용한 이동 무선 단말 장치의 전체 구성을 나타내는 블럭도,
도 4는 페이딩에 의한 전력 스펙트럼 분포도.
도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명
115 : 레벨 교차 회수 계산부 116 : 기준 신호 상관 적분 제어부
215 : 주파수 확대폭 측정부 301 : 안테나
302 : 주파수 변환부 303 : 직교 복조부
303a, 303b : EXOR 회로 304 : 주파수 신시사이저부
305a, 305b : A/D 변환부 306 : 기준 신호 상관부
307 : 기준 신호 생성부 308 : 채널 구별용 부호 상관부
308a, 308b : EXOR 회로 309 : 채널 구별용 부호 생성부
310 : 채널 구별용 부호 상관 적분부
311 : 기준 신호 상관 적분부 312 : 승산값 가산부
313 : 주파수 오차 검출부 314 : 수신 AGC 제어부
이하, 본 발명의 실시예에 관한 부호 분할 다원 접속 방식을 이용한 이동 무선 단말 장치에 대하여, 도면을 참조하여 설명한다.
(실시예 l)
도 2는 본 발명의 실시예 1에 관한 부호 분할 다원 접속 방식을 이용한 이동 무선 단말 장치의 블럭도이다. 단, 도 2에 있어서, 도 1에 있어서의 종래의 이동기에 대응하는 부분에는 동일 부호를 부여하고, 그 설명을 간략화한다.
본 실시예 1의 특징은 종래 구성에 부가하여, 레벨 교차 회수 계산부(115) 및 기준 신호 상관 적분 제어부(116)를 마련한 점에 있다.
우선, 안테나(301)에서의 수신 신호가 주파수 변환부(302)에 입력된다. 주파수 변환부(302)는 수신 신호와 주파수 신시사이저부(304)의 출력 주파수(정현파)를 혼합시킴으로써, 무선 주파수 대역으로부터 중간 주파수 대역으로 주파수 변환하여, 이것을 직교 복조부(303)로 출력한다.
직교 복조부(303)는 EXOR 회로(303a, 303b)에서, 주파수 변환된 수신 신호와, 주파수 신시사이저부(304)로부터 출력되는 cos(ωct+φ), sin(ωct+φ)의 신호와 곱셈하여 저역 통과 필터링 처리를 실행하고, 이에 의해 얻어진 아날로그의 I 채널 베이스밴드 신호 I(t) 및 Q 채널 베이스밴드 신호 Q(t)를, A/D 변환부(305a, 305b)로 출력한다.
A/D 변환부(305a, 305b)는 아날로그의 각 베이스밴드 신호 I(t), Q(t)를 디지탈 신호로 변환하여, 이것을 기준 신호 상관부(306), 주파수 오차 검출부(313) 및 수신 AGC 제어부(314)로 출력한다.
기준 신호 상관부(306)는 디지탈의 각 베이스밴드 신호 I(t), Q(t)와 상관 기준 신호 생성부(307)에서 생성된 기준 신호 PNi(t), PNq(t)의 상관을 취한다. 즉, 기준 신호 PNi(t), PNq(t)와 수신 신호의 상관을 취하고, 이 결과 얻어진 상관 신호 Ipn(t), Qpn(t)를, 채널 구별용 부호 상관부(308) 및 기준 신호 상관 적분부(311)로 출력한다.
채널 구별용 부호 상관부(308)는 EXOR 회로(308a, 308b)에서, 상관 신호 Ipn(t), Qpn(t)와 채널 구별용 부호 생성부(309)에서 생성된 채널 구별용 부호 Wd(t)를 곱셈함으로써 상관을 취한다. 즉, 채널 구별용 부호 Wd(t)와 수신 신호의 상관을 취하고, 이 결과 얻어진 상관 신호 Iw(t), Qw(t)를, 채널 구별용 부호 상관 적분부(310)로 출력한다.
채널 구별용 부호 상관 적분부(310)는 상관 신호 Iw(t), Qw(t)를 정보 심볼 구간에서, 채널 구별용 부호 Wd(t), 기준 신호의 진폭 Wp(t)의 1 주기 M과 동등한 구간에서 적분하고, 이 적분 결과를 나타내는 적분 신호 I∑w(t), Q∑w(t)를 승산값 가산부(312)로 출력한다.
또한, 기준 신호 상관 적분부(311)는 상관 신호 Ipn(t), Qpn(t)를 M만큼 적분하고, 이 적분 결과를 나타내는 적분 신호 I∑pn(t), Q∑pn(t)를 승산값 가산부(312)로 출력한다.
승산값 가산부(312)는 각 적분 신호 I∑w(t), Q∑w(t), I∑pn(t), Q∑pn(t)의 승산값 가산을 취함으로써 복조 데이터를 생성한다.
또한, 주파수 오차 검출부(313)는 디지탈의 각 베이스밴드 신호 I(t), Q(t)로부터, 기지국과 이동기의 캐리어 주파수의 위상차를 검출하여, 그 위상차를 없애는 제어값을 이용하여 주파수 신시사이저부(304)의 주파수를 소정값으로 조정한다.
수신 AGC 제어부(314)는 디지탈의 각 베이스밴드 신호 I(t), Q(t)를 시간 평균하여 수신 신호 레벨(평균 수신 신호 레벨)을 계산하고, 이것을 일정하게 유지하기 위한 수신 AGC 제어값을 주파수 변환부(302)로 출력함과 동시에, 평균 수신 신호 레벨을 레벨 교차 회수 계산부(115)로 출력한다.
레벨 교차 회수 계산부(115)는 평균 수신 신호 레벨을 더욱 장시간 평균하고, 단시간의 평균 수신 신호 레벨이 장시간의 평균 수신 신호 레벨을 상(上)방향으로 교차하는 회수(레벨 교차 회수)를 일정 시간 카운트한다. 이 카운트에 의해 도플러 주파수를 나타내는 카운트값이 얻어지고, 기준 신호 상관 적분 제어부(116)로 출력된다.
기준 신호 상관 적분 제어부(116)는 그 도플러 주파수를 나타내는 카운트값을 바탕으로, 기준 신호 상관 적분부(311)의 처리의 제어를 실행한다.
여기서, 종래예에서 설명한 바와 같이, 도플러 주파수가 낮으면, 캐리어 주파수의 위상차에 거의 영향을 미치지 않기 때문에, 기준 신호 상관 적분 출력이 거의 변화하지 않아, 기준 신호 상관 적분부(311)에 있어서의 적분 처리는 실행하지 않아도 무방한 것을 알 수 있다.
즉, 도플러 주파수를 나타내는 카운트값이, 기지국과 이동기의 캐리어 주파수의 위상차의 변화에 영향을 미치지 않는 값이면, 기준 신호 상관 적분 제어부(116)는 기준 신호 상관 적분부(311)의 처리를 금지하는 제어를 실행한다.
금지 제어가 행하여진 경우, 기준 신호 상관 적분부(311)는 승산값 가산부(312)로 이전의 기준 신호 상관 적분값(적분 신호) I∑pn(t), Q∑pn(t)를 출력하고, 승산값 가산부(312)는 그 값을 이용하여 복조 데이터를 생성한다.
예를 들면, 레벨 교차 회수 계산부(115)가 도플러 주파수를 4Hz라고 판정하고(캐리어 주파수가 900MHz이면 약 5㎞/h에 상당), 정보 심볼 속도를 19.2Kbps로 하면, 기지국 캐리어에 대한 이동기 캐리어의 위상은 0.0013rad 변동한다.
이것은, 상기한 적분 신호 I∑w(t), Q∑w(t), I∑pn(t), Q∑pn(t)에 포함되는 위상차량 (cosφ-sinφ)가 0.01dB 변동하는 것에 대응한다. 기준 신호 상관 적분 제어부(116)가 위상차량 (cosφ-sinφ)를 0.5dB까지 억제하여, 기준 신호 상관 적분부(311)의 처리의 제어를 실행한다고 하면, 도플러 주파수 4Hz에서는 40 심볼 정도로 기준 신호 상관 적분 처리를 한번 허가하면 된다.
이와 같이, 실시예 1에 의하면, 레벨 교차 회수 계산부(115)에서, 단시간의 평균 수신 신호 레벨이 장시간의 평균 수신 신호 레벨을 교차하는 회수를 계수하여, 바꿔말하면, 수신 신호가 평균 수신 신호 레벨을 교차하는 회수를 계수하여, 도플러 주파수를 구하고, 기준 신호 상관 적분 제어부(116)가 그 도플러 주파수를 바탕으로 기준 신호 상관 적분부(311)의 처리의 제어를 실행하도록 하였기 때문에, 기준 신호 상관 적분부(311)의 불필요한 처리 동작에 의한 소비 전력을 저감할 수 있다.
(실시예 2)
도 3은 본 발명의 실시예 2에 관한 부호 분할 다원 접속 방식을 이용한 이동 무선 단말 장치의 블럭도이다. 단, 도 3에 있어서, 도 2에 있어서의 실시예 1에 대응하는 부분에는 동일 부호를 부여하고, 그 설명을 생략한다. 또한, 도 3에 있어서 도 2에 도시한 신호의 부호는 생략한다.
본 실시예 2의 특징은, 실시예 1에서 설명한 기준 신호 상관 적분 제어부(116)와 주파수 오차 검출부(313) 사이에, 주파수 확대폭 측정부(215)를 접속한 점에 있다.
주파수 오차 검출부(313)는 기지국과 이동기의 캐리어 주파수의 위상차를 검출하지만, 그 캐리어 주파수의 위상차는 이동기가 정지하고 있는 상태에서는 순수하게 기지국과 이동기의 캐리어 주파수의 위상차를 나타낸다. 그러나, 이동기가 이동하고 있는 상태에서는 페이딩의 영향에 의해 도플러 주파수만큼 확대되어 분포하는 것이 알려져 있다.
주파수 확대폭 측정부(215)는 주파수 오차 검출부(313)에서 검출된 캐리어 주파수의 위상차의 절대값을 수 단계로 나누어 측정해, 캐리어 주파수의 확대폭을 구하고, 이 구해진 캐리어 주파수의 확대폭의 절대값을 도플러 주파수로서 기준 신호 상관 적분 제어부(116)로 출력한다. 또, 캐리어 주파수의 위상차를 검출하는 기능을 주파수 확대폭 측정부(215)에 마련하여도 무방하다.
여기서, 캐리어 주파수의 확대폭의 절대값이 도플러 주파수로 되는 이유를 설명한다. 도플러 주파수는 도플러 효과에 의해 야기되는 현상이다. 주지하는 바와 같이, 도플러 효과는 소리를 예로 들어 자주 설명되며, 이동하고 있는 물체로부터 소리를 내어, 멈추어 있는 사람이 이것을 들을 때, 이동하고 있는 물체가 근접하여 오는 경우에는 본래의 소리보다 고음으로 들리고, 멀어질 때에는 저음으로 들린다.
고음이라고 하는 것은 주파수가 높은 쪽에 편차가 생기고, 저음이라고 하는 것은 주파수가 낮은 쪽에 편차가 생기는 것이다. 도플러 주파수도, 이동기가 이동했을 때, 이동 속도/신호 파장으로부터 계산되는 주파수만큼, 전송 신호에 대하여 주파수 편차를 발생시킨다. 이 현상이 기지국으로부터 이동기에 도달하는 모든 신호(직접 도달하는 신호나 어느 물체에 반사하여 도달하는 신호)에 독립적으로 인가되므로, 수신 신호의 주파수는 최대 도플러 주파수까지 확대된 주파수 스펙트럼으로 되기 때문이다.
기준 신호 상관 적분 제어부(116)는 그 도플러 주파수를 나타내는 절대값을 바탕으로, 실시예 1에서 설명한 것과 마찬가지로 기준 신호 상관 적분부(311)의 처리의 제어를 실행한다.
이와 같이, 실시예 2에 의하면 주파수 확대폭 측정부(215)가 주파수 오차 검출부(313)에서 검출된 캐리어 주파수의 위상차로부터, 캐리어 주파수의 확대폭의 절대값을 측정함으로써 도플러 주파수를 구하고, 기준 신호 상관 적분 제어부(116)가 그 도플러 주파수를 바탕으로, 기준 신호 상관 적분부(311)의 처리의 제어를 실행하도록 하였기 때문에, 기준 신호 상관 적분부(311)의 불필요한 처리 동작에 의한 소비 전력을 저감할 수 있다.
이상의 설명으로부터 명백하듯이, 본 발명에 따르면 레벨 교차 회수 계산 수단에 의해 구해진 도플러 주파수에 따라, 기준 신호 상관 적분 제어 수단이 기준 신호 상관 적분 수단의 처리의 제어를 실행하기 때문에, 기준 신호 상관 적분 수단의 소비 전력을 종래에 항상 동작하였을 때보다도 저감시킬 수 있다. 따라서, 이동 무선 단말 장치의 소비 전력을 저감시킬 수 있다.
이상 본 발명자에 의해서 이루어진 발명을 상기 실시예에 따라 구체적으로 설명하였지만, 본 발명은 상기 실시예에 한정되는 것이 아니고, 그 요지를 이탈하지 않는 범위에서 여러 가지로 변경 가능한 것은 물론이다.

Claims (10)

  1. 이동국 장치의 이동 속도를 검출하는 이동 속도 검출 수단과, 수신 신호와 기준 신호의 상관을 구하여 상관 데이터를 얻는 상관 수단과, 상기 상관 데이터를 적분하는 적분기와, 상기 이동 속도로부터 상기 적분 수단의 동작을 제어하는 적분 제어 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 이동 속도 검출 수단은, 페이딩에 의한 도플러 주파수를 산출하는 산출 수단과, 상기 도플러 주파수와 캐리어 주파수로부터 이동 속도를 검출하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 산출 수단은, 수신 신호의 신호값이 평균 수신 레벨과 교차하는 회수로부터 페이딩에 의한 도플러 주파수를 산출하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 이동 속도 검출 수단은, 기지국 장치가 사용하는 캐리어 주파수와 수신 신호로부터 얻은 이동국 장치의 캐리어 주파수의 차(差)로부터 주파수의 확대폭을 산출하는 수단과, 상기 주파수의 확대폭과 캐리어 주파수로부터 이동 속도를 검출하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 적분 제어 수단은, 이동 속도가 소정값보다도 낮은 경우에는, 상기 적분 수단의 동작을 정지시키는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 적분 수단은, 상기 적분 제어 수단으로부터 동작을 정지할 때에, 동작을 정지하기 직전에 얻어진 적분 데이터의 출력을 유지하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
  7. 기지국 장치와 확산 부호에 의해 스펙트럼 확산된 신호를 무선 통신하는 이동국 장치에 있어서, 수신 신호와 기준 신호의 상관 데이터를 적분하는 동작을 이동 속도 정보에 따라 제어하는 청구항 1에 기재된 수신 장치를 포함하는 것을 특징으로 하는 이동국 장치.
  8. 기지국 장치와 확산 부호에 의해 스펙트럼 확산된 신호를 무선 통신하는 이동국 장치에 있어서, 수신 신호와 기준 신호의 상관 데이터를 적분하는 동작을 이동 속도 정보에 따라 제어하는 청구항 l에 기재된 수신 장치를 포함하는 것을 특징으로 하는 정보 형태 단말 장치.
  9. 수신 신호가 평균 수신 레벨과 교차하는 회수로부터 페이딩에 의한 도플러 주파수를 산출해, 상기 도플러 주파수와 캐리어 주파수로부터 이동국 장치의 이동 속도를 측정하여, 측정한 이동 속도에 근거해서 수신 신호와 기준 신호의 상관 데이터를 적분하는 동작을 제어하는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  10. 기지국 장치가 사용하는 캐리어 주파수와 수신 신호로부터 얻은 이동국 장치의 캐리어 주파수의 차로부터 주파수의 확대폭을 산출해, 상기 주파수의 확대폭과 캐리어 주파수로부터 이동국 장치의 이동 속도를 측정하여, 측정한 이동 속도에 근거해서 수신 신호와 기준 신호의 상관 데이터를 적분하는 동작을 제어하는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
KR1019980041658A 1997-10-03 1998-10-02 수신 장치 KR100280027B1 (ko)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP97-287942 1997-10-03
JP28794297A JP3391675B2 (ja) 1997-10-03 1997-10-03 符号分割多元接続方式を用いた移動無線端末装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR19990036856A KR19990036856A (ko) 1999-05-25
KR100280027B1 true KR100280027B1 (ko) 2001-02-01

Family

ID=17723740

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1019980041658A KR100280027B1 (ko) 1997-10-03 1998-10-02 수신 장치

Country Status (5)

Country Link
US (1) US6067049A (ko)
EP (1) EP0913953A3 (ko)
JP (1) JP3391675B2 (ko)
KR (1) KR100280027B1 (ko)
CA (1) CA2248516C (ko)

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001127692A (ja) * 1999-10-29 2001-05-11 Sony Corp 受信装置及び受信処理方法
US7069034B1 (en) * 2000-11-22 2006-06-27 Ericsson Inc. Systems and methods for reduced forward link power control delay
JP4820957B2 (ja) * 2000-12-04 2011-11-24 モトローラ モビリティ インコーポレイテッド 周波数誤差を補償する受信機および方法
JP4274173B2 (ja) * 2005-12-15 2009-06-03 セイコーエプソン株式会社 測位装置、測位方法及びプログラム
JP4892286B2 (ja) * 2006-06-29 2012-03-07 京セラ株式会社 移動体無線通信装置及び送信周波数制御方法
US10713642B2 (en) 2016-08-05 2020-07-14 Denso International America, Inc. System and method for selecting a parking space using a mobile device

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4114155A (en) * 1976-07-30 1978-09-12 Cincinnati Electronics Corporation Position determining apparatus and method
JPH0621903A (ja) * 1990-12-07 1994-01-28 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> フェージング周波数検出方法
US5222100A (en) * 1992-06-24 1993-06-22 Unisys Corporation Range based acquisition system
GB2277232B (en) * 1993-03-20 1997-06-11 Motorola Inc A communications system and a mobile radio
US5577025A (en) * 1995-06-30 1996-11-19 Qualcomm Incorporated Signal acquisition in a multi-user communication system using multiple walsh channels
JPH0998465A (ja) * 1995-09-29 1997-04-08 Nec Corp 携帯無線電話制御法及び携帯無線電話機
JP3681230B2 (ja) * 1996-07-30 2005-08-10 松下電器産業株式会社 スペクトル拡散通信装置

Also Published As

Publication number Publication date
US6067049A (en) 2000-05-23
KR19990036856A (ko) 1999-05-25
JP3391675B2 (ja) 2003-03-31
EP0913953A3 (en) 2001-01-31
CA2248516C (en) 2001-09-11
EP0913953A2 (en) 1999-05-06
JPH11112470A (ja) 1999-04-23
CA2248516A1 (en) 1999-04-03

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US5982763A (en) Reception timing detection circuit of CDMA receiver and detection method
JP2937994B1 (ja) セルラーシステムと移動携帯機、基地局装置、及び最適パス検出方法とその装置
EP1109313A2 (en) AFC apparatus and method used a in mobile communication system
US20030003914A1 (en) Apparatus and method for controlling communications based on moving speed
US7336751B2 (en) Power control circuit and radio transmission apparatus
GB2367211A (en) Slot timing acquisition and local oscillator frequency offset correction in a direct sequence spread spectrum receiver
US6553059B1 (en) Correlation value calculation for use in a mobile communication system
US8300721B2 (en) Pseudorandom noise code acquisition in direct sequence spread spectrum systems
KR20020089498A (ko) 확산 스펙트럼 신호 판별 방법, 수신기 디바이스 및송수신기
KR19990029944A (ko) 기지국 탐색 장치
JP3510589B2 (ja) セルサーチ方法およびセルサーチ装置
KR100280027B1 (ko) 수신 장치
Caffery et al. Effects of multiple-access interference on the noncoherent delay lock loop
US6785257B1 (en) Base station
JP3193613B2 (ja) 相関ピーク検出型周波数誤差検出回路
KR0162978B1 (ko) 코드 분할 다중 접속 시스템에서 수신 신호에 대한 신호 대 간섭비 측정 장치 및 그 방법
US20020176487A1 (en) Fading pitch measuring apparatus, fading pitch measuring method and portable information terminal using them
JP4165629B2 (ja) 受信信号電力および受信干渉電力を測定する電力測定装置
JP3369498B2 (ja) Ｃｄｍａ同期装置
CN100409596C (zh) 电子信号处理装置中调适阈值之方法及装置
KR100454933B1 (ko) 코드분할다중접속 시스템에서 신호대간섭비 측정장치 및 방법
JP2003084055A (ja) 送信源捕捉方法及び受信機
KR100318936B1 (ko) 부호분할 다중접속 방식의 이동통신 시스템에서 순방향전력제어장치 및 방법
JP3431489B2 (ja) 移動速度検出装置及び移動速度検出方法
US6980585B2 (en) Receiving unit, receiving method and semiconductor device

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20111019

Year of fee payment: 12

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20121019

Year of fee payment: 13

LAPS Lapse due to unpaid annual fee