KR20040007748A - 스프레드 스펙트럼 통신 시스템에서의 포워드 전력 제어결정 - Google Patents

스프레드 스펙트럼 통신 시스템에서의 포워드 전력 제어결정 Download PDF

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Abstract

전력 제어가 수신된 신호 변동을 완화하는 스프레드 스펙트럼 통신 시스템을 개시한다. 수신된 데이터가 에러에 대해 체킹되는 포워드 전력 제어에 대한 구현이 기술된다. 에러가 검출되는 곳에서 전력 제어 비트 및 트래픽 비트의 에너지 레벨이 결정된다. 전력 제어 비트의 에너지 레벨은 제1의 사전설정된 임계값에 비교되며, 여기에서 전력 제어 비트의 에너지 레벨이 제1의 사전설정된 임계값 보다 작다면, 포워드 전력의 증가가 요구된다. 다른 방법으로, 트래픽 비트의 에너지 레벨이 제2의 사전설정된 임계값에 비교되며, 여기에서 트래픽 비트의 에너지 레벨이 제2의 사전설정된 임계값 보다 작다면, 포워드 전력의 감소가 요구된다. 그렇지 않다면, 증가가 요구된다.

Description

스프레드 스펙트럼 통신 시스템에서의 포워드 전력 제어 결정{Forward power control determination in spread spectrum communications system}
스프레드 스펙트럼 통신 시스템에서 기지국에 의해 전송된 각 데이터 신호에 이용되는 상대적 전력은 각 원격 유닛에 의해 전송된 정보에 응답한 제어를 필요로 한다. 그러한 제어를 제공하기 위한 주된 이유는, 임의의 위치에 있어서 포워드 채널 링크가 지나치게 피해를 받게 될 수도 있다는 사실을 수용한 것이다. 피해를 받고 있는 원격 유닛으로 전송되는 전력이 증가되지 않는 한, 신호 품질은 수용될 수 없게 될 것이다. 따라서, 출력 전력은, 기지국에서 수신된 신호 세기가 충분하도록 보장하고 간섭 가능성을 최소화하면서 양호한 품질의 오디오를 유지하도록 제어되어야만 한다.
부가하여, CDMA 및 새로운 CDMA2000 광대역 채널은 모든 셀에서 재사용되므로, 동일 셀에서의 다른 사용자들에 의해 야기되는 자기-간섭과 다른 셀들에서의사용자들에 의해 야기된 상호-간섭이 시스템 용량의 제한 인자로 나타나게 된다. 더욱이, 인접하는 기지국들로부터 인입하는 간섭은 활성 기지국으로부터 인입하는 간섭에 대한 경우와 같이 활성 기지국으로부터의 신호에서 사라지지 않을 수도 있다. 페이딩 및 다른 채널의 손상으로 인하여, 모든 사용자에 대한 신호 대 잡음비(SNR)가 평균적으로, "수용가능한" 채널 수행을 지원하는데 필요한 최대 지점에 있게 될 때, 최대 용량이 달성된다. 이러한 상황에서의 원격 유닛은 적합한 수행을 달성하기 위하여 활성 기지국으로부터 추가의 신호 전력을 요구할 수도 있다.
원격 유닛들의 전송 에너지를 제거하는 전력 제어 방법들을 이용하기 위한 통신 시스템이 공지되어 있다. 스프레드 스펙트럼 시스템에서의 전력 제어는 두 가지의 주요 기능들을 만족시킨다. 첫 번째로, 스프레드 스펙트럼 시스템에서의 각 원격 유닛의 신호가 대체로 동일 주파수로 전송되기 때문에, 수신된 신호와 관련되는 대부분의 노이즈(즉, 노이즈 전력 스펙트럼 밀도에 대한 정보 비트당 신호 에너지의 비로서 규정된, 노이즈 밀도에 대한 비트 에너지에 반비례)는 다른 원격 유닛의 전송에 귀속될 수 있다. 노이즈의 진폭은 다른 원격 유닛의 전송들 각각의 수신된 신호 전력에 직접 관련한다. 따라서, 원격 유닛은 낮은 전력 레벨로 송신하는 것일 바람직하다. 두 번째로, 그 전송들이 거의 동일한 전력 레벨로 기지국에 의해 수신되는 방식으로 모든 원격 유닛들의 전력을 동적으로 조절하는 것이 바람직하다.
이동국 송신기의 동적 전력 제어는 다음의 두 성분들을 포함한다: 이동국에의한 전송 전력의 개방 루프 추정 및 기지국에 의한 상기한 추정에 있어서 에러의 폐쇄 루프 정정. 폐쇄 루프 동작은 공지되어 있는 것이므로, 본 명세서에서는 설명되지 않는다. 개방 루프 전력 제어에 있어서, 각각의 이동국은 지정된 CDMA 주파수 채널상의 전체 수신된 전력을 추정한다. 이러한 측정과 기지국에 의해 공급된 정정에 기초하여, 이동국의 전송된 전력은 추정된 경로 손실을 매칭시키도록 조절되어 기지국에 사전설정된 레벨로 도달된다.
CDMA2000 기지국들은, 일정한 이동국 전력이 기지국에 수신되는 것을 보장하기 위한 노력으로 포워드 기본 채널(F-FCH) 및 포워드 전용 제어 채널(F-DCCH)상의 전력 제어 비트를 펑처링한다. 이들 전력 제어 비트에서의 신호 대 잡음비의 추정은, 기지국 송신 레벨이 타깃 Eb/No 와 일치하는지를 결정하기 위해 이동국에 의해 이용될 수 있다. F-FCH는 트래픽 데이터의 연속 스트림만을 송신할 수 있지만, F-DCCH 트래픽 데이터의 전송은 기지국에 의한 통지 없이 프레임 단위로 불연속되거나 재개될 수 있다. 연속적인 F-FCH 채널을 통한 전력 제어는 공지된 것이므로 본 명세서에서는 설명되지 않는다. 하지만, F-DCCH 상의 불연속 전송을 통한 전력 제어는 이동국이 적절한 신호 전력을 추정하는데 대해 매우 어렵게 한다.
따라서, F-DCCH를 사용하여 전력 제어에 대한 신뢰 가능한 구현이 요구된다. 특히, F-DCCH 상의 불연속 전송 기간 동안 포워드 전력 제어의 더욱 신뢰 가능한 구현을 제공하는 것일 바람직하다. 또한, 상기한 개선이 응용-특정 집적 회로(ASIC)에서와 같은 간단한 하드웨어 수행으로 제공될 수 있다면 바람직할 것이다.
본 발명은 일반적으로 무선 통신에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 코드 분할 다중 액세스(CDMA) 무선 통신 시스템에서의 전력 제어에 관한 것이다.
도1은 본 발명에 따른 포워드 전력을 구현하는 흐름도를 도시한 도면.
도2는 본 발명에 따른 핑거에 대한 RAKE 수신기 구현을 도시한 도면.
도3은 본 발명에 따른 가변 프레임 레이트의 핑거에 대한 Eb 추정을 도시한 도면.
도4는 본 발명에 따른 고정 프레임 레이트의 핑거에 대한 Eb 추정을 도시한 도면.
도5는 본 발명에 따라 1-탭 고역 통과 필터를 사용하는 노이즈 전력 추정에 대한 고정 포인트 구현을 도시한 도면.
도6은 종래 기술의 포워드 전력 제어 방법과 본 발명간의 성능 비교를 도시하는 그래프.
본 발명은 불연속 트래픽 전송 동안 신호가 CDMA2000 F-DCCH상에 존재하는지를 검출하고, F-DCCH상의 불연속 트래픽 전송 동안 전체 트래픽 및 전력 제어 비트 SNR을 결정하는 유용하고 실제적인 방법을 식별한다. F-DCCH상의 불연속 트래픽 전송의 동작 동안 포워드 전력 제어의 구현은 신호들이 존재할 때 정확하게 검출될 확률을 증가시킴으로써 개선된다. 이러한 방식은 RAKE 결합기에 앞서 비순환 심볼들을 사용하여 연속하는 전력 제어 그룹들을 통해 각 핑거상에 수신된 전력을 누적함으로써 트래픽 및 전력 제어 비트 양쪽 모두의 SNR을 계산한다. 이러한 것은 간단한 ASIC 하드웨어 구현으로 달성된다.
특히, F-DCCH 트래픽 채널의 RAKE 핑거에 대한 SNR은 다음을 사용하여 내부 루프 회로에서 얻어진다: Espcb(전력 제어 비트에 대한 심볼당 에너지) 결정을 위한 전력 제어 비트(PCB)의 비순환 전력 제어 심볼들, Estraf(트래픽 비트에 대한 심볼당 에너지) 결정을 위한 비순한 포워드 트래픽 심볼들, 및 노이즈 전력 결정을 위한 RAKE 핑거당 사전설정된 칩 수. 바람직하게는 64개의 칩이 노이즈 전력 결정에 이용된다. 노이즈 전력은, RAKE 핑거당 기대 노이즈 심볼 전력 Ns를 계산하기에 앞서 트래픽 월시 렝스에 따라 스케일된다. 부가하여, 본 발명은 주어진 F-DCCH 프레임이 트래픽 데이터를 포함하는지를 확인하는데 효과적이다.
CDMA2000 F-DCCH(포워드 전용 제어 채널)은 기지국(BS)으로부터의 일시적 중단 또는 불연속 트래픽을 지원하며, 여기에서 트래픽은 종래 기술에서 공지된 바와같이 레이어 3 이 BS에서 이동국으로 통과하는 메시지를 보내지 않고서 지속되거나 정지될 수 있다. 이동국이 수신된 신호 레벨로부터 임의의 주어진 프레임에서 F-DCCH상에 트래픽 데이터(또는, 신호 전력)가 존재하는지의 여부를 결정하는 것은 중요한 것이 된다. 상기한 본 발명은 트래픽이 F-DCCH상으로 전송되는 때의 경우와 트래픽이 전송되지 않는 때의 경우를 효과적으로 식별한다. 그러한 상황하에서, 이동국은 BS로부터 F-DCCH상으로 전력 제어 정보의 수신을 지속한다, 즉, 트래픽 데이터가 없는 경우라도 PCB는 여전히 트래픽 채널상으로 전송된다. F-DCCH 전력 제어 비트(PCB's)는 이동국에 의해 정확히 해석되도록 충분한 에너지를 가져야한다. F-DCCH 트래픽이 존재하지 않는 경우, 이동국은 PCB 비트의 에너지 레벨의 결정을 지속해야만하며, 이러한 레벨이 불충분할 때 BS에게 전력 증가를 요청해야한다. 결과적으로, 트래픽 전송이 BS에 의해 재개될 때, MS에서 수신된 전력 레벨은 적절한 레벨에 있게 된다. 특히, 이동국은 새로운 정보 비트 품질(QIB) 비트를 50Hz의 레이트로 BS로 다시 전송한다. 더더욱, 동일한 QIB 비트가 리버스 파일럿 채널(R-PiCH)의 전력 제어 서브-채널상의 각 프레임 동안 모든 전력 제어 그룹(PCG's)에 대해 800Hz의 레이트로 전송되지만, 단지 50Hz의 레이트로 갱신된다.
도1은 F-DCCH상의 불연속 전송 동안 R-PiCH의 전력 제어 서브-채널상으로 1 또는 0의 QIB 전송을 결정하는 흐름도를 도시한다. 1의 QIB 비트는, F-DCCH 프레임 에러가 발생되었거나 또는 F-DCCH 트래픽 신호가 현재의 프레임에서 검출되지 않았다면 PCB 비트에 전력이 불충분하다는 것을 BS에 알려준다. 따라서, 이동국(MS)은 1의 QIB 비트를 전송함으로써 그 전력 레벨을 증가시킬 것을 BS에 요청한다. 0의 QIB 비트는 정확하게 디코딩된 F-DCCH 프레임을 나타내거나 F-DCCH 트래픽이 검출되지 않았음을 나타내며, PCB 비트의 전력이 충분하다는 것을 나타낸다.
본 발명은 다음과 같이 전송될 QIB 비트를 결정함으로써 스프레드 스펙트럼 통신 시스템들의 포워드 전력 제어를 위한 방법(100)을 제공한다. 제1 단계(101)는 수신기로부터 데이터를 입력한다. 특히, 데이터는 RAKE 수신기로부터의 일시적 중단 또는 불연속 F-DCCH 데이터가 되며, 전력 제어 비트가 각 프레임으로 전송됨에 따라 한번에 한 프레임이 입력된다. 더욱이, 데이터는 또한 PCB's 를 포함하는 트래픽 데이터의 비순환 심볼들이 된다. 다음의 단계(103)는 어떤 데이터가 에러 상태에 있는지를 결정하는 에러 체크를 제공한다. 특히, 프레임 에러가 있는지를 결정하도록 사이클릭 리던던시 코드(CRC) 체크가 데이터의 각 프레임에서 행해진다. 에러가 없는 것으로 밝혀지면, BS로부터의 현재의 포워드 전력은 충분하며, 감소될 수도 있다(104). 하지만, 본 발명은 현재의 F-DCCH 프레임이 CRC 에러를 갖는 경우와 관련한다. 다음의 단계(101)는 F-DCCH PCB 비트 및 트래픽 비트의 에너지 레벨을 결정한다. 특히, 심볼 에너지가 PCB's 및 트래픽 데이터에 대해 결정된다. 단음 단계(105)(도1의 단계 1)는 전력 제어 비트의 에너지 레벨을 제1의 임계값에 비교하는 단계를 포함한다. 전력 제어 비트의 에너지 레벨이 제1의 임계값 보다 작다면, 다음의 후속 단계(106)는 포워드 전력의 증가가 필요하다는 것을 나타내며, 그 동일 내용을 BS에 요청하고, 입력 단계(102)로 돌아간다. 하지만, PCB 비트의 에너지 레벨이 제1의 임계값 보다 크거나 같다면, 처리는 단계(107)(도1의 단계 2)에서 지속되어 트래픽이 BS로부터의 현재 데이터 프레임에서 전송되고 있는지를 결정한다. 이러한 단계(107)는 상기 결정 단계(101)로부터의 트래픽 비트의 에너지 레벨을 제2의 사전설정된 임계값에 비교하는 단계를 포함하며, 여기에서, 상기 트래픽 비트의 에너지 레벨이 제2의 사전설정된 임계값 보다 작다면 다음의 후속 단계(108)는 포워드 전력의 감소가 필요하다는 것을 나타내고 그 동일 내용을BS에 요청할 것이다. 그렇지 않다면, 다음 단계(109)는 포워드 전력의 증가가 필요하다는 것을 나타내고 그 동일 내용을 BS에 요청할 것이다. 특히, 제2의 사전설정된 임계값에 대해 테스트된 바에 따라 트래픽 에너지가 충분하다는 것으로 검출된다면, F-DCCH 트래픽 프레임이 전송되었다는 것을 결정하도록 현재의 프레임은 에러 상태가 되며, BS에 전력 증가를 요청하도록 QIB 비트가 1로 설정된다. 제2의 사전설정된 임계값에 대해 테스트된 바에 따라 트래픽 에너지가 불충분하다는 것으로 검출되면, 현재 프레임에서 전송되고 있는 트래픽 데이터가 검출되지 않는다는 것을 나타내며, 이때 BS는 충분한 전력으로 전송하고 있고, QIB 비트가 0으로 전송되어 전력을 낮추도록 BS에 요청한다. 마지막 단계는 데이터의 모든 후속하는 프레임들에 대한 처리를 반복하도록 첫 번째 단계(102)로 복귀한다.
본 발명의 새로운 특징은 트래픽 에너지 및 적절한 제2의 임계값을 결정하는데 있다. 이러한 것은 이하에 설명될 바와 같이, 트래픽 대 PCB 기대 심볼 에너지 비 Estraf/Espcb를 이용하는 단계 2에서 종래 기술과 차별된다. 대조적으로, F-DCCH 채널의 모든 다중 경로를 통해 최대로 결합된 트래픽 신호 대 노이즈 비 Estraf/Ns는 본 발명의 QIB 결정에서의 제2의 임계값에서 이용된다. PCB's의 신호 대 잡음비 Estraf/Ns는 또한 본 발명을 유익하게 하는데 이용된다. 노이즈 전력 밀도 Ns는 RAKE 수신기의 파일럿 경로로부터 얻어진다. 특히, 트래픽 및 전력 제어 비트의 신호 대 잡음비는, 전력 제어 비트의 심볼당 노이즈 전력을 입력 데이터의 파일럿 채널의 심볼당 노이즈 전력으로 분할한 기대비의 정규화 정정(normalizationcorrection)을 감한(minus) 프레임의 전력 제어 그룹들 및 모든 고정된 수신기 핑거들을 통해 결정된다. PCB's 및 파일럿 채널 모두에 대한 심볼당 노이즈 전력은 시뮬레이션으로 가우시안 랜덤 변수가 되는 것으로 가정된다. 예컨대, 기대값(모든 샘플의 평균화에 의해 얻어진 값)은 원하는 비를 결정하도록 10,000 프레임에 대한 시뮬레이션을 수행함으로써 수치적으로 근접된다.
CDMA2000 이동국에 있어서 내부 루프 포워드 전력 제어에 대한 전체 Es/Ns의 계산은 본 발명에서 최소의 하드웨어로 달성된다. 실제로, 전체 Es/Ns 결정은 비순환 트래픽 심볼들, 즉, RAKE 결합기이전의 파일럿 가중전의 트래픽 심볼들을 활용하며, 여기에서 모든 다중 경로들로부터의 시간 정렬되고 파일럿 가중된 트래픽 심볼들이 함께 가산된다. 결과적으로, 약 15K 게이트에서 약 7K 게이트로 50퍼센트 하드웨어 감소가 있게 된다. 여기에서, 포워드 트래픽 채널의 RAKE 핑거에 대한 Eb/Ns 결정은, 가변 레이트 프레임들의 경우에는 Es 결정에 대한 비순환 PCB 심볼들, 고정된 레이트 프레임들의 경우에는 Es 결정에 대한 비순환 포워드 트래픽 심볼들, 및 노이즈 전력 결정에 대한 RAKE 핑거당 사전설정된 칩 수를 통해 집적된 파일럿 심볼들을 이용하여 행해진다. 바람직하게는, 64개의 칩이 노이즈 전력 결정에 이용된다. 부가하여, 노이즈 전력 밀도는 Es/Ns를 계산하기 전에 트래픽 월시 렝스에 따라 스케일된다.
기존의 CDMA 인터림 표준(IS-95 et seq.)은 전자통신 산업 협회(TIA) 및 전자 산업 협회(EIA)에 의해 개발되었다. IS-95에서, 풀 레이트 보다 작은 전송 레이트가 이용될 때, 불연속 (버스트형) 신호가 전송된다. 이러한 신호는 길이가20ms(밀리초)인 로직 프레임들로 분할된다. 상기 프레임들은 전력 제어 그룹들이라 칭하는 16개의 보다 작은 부분들(또는 슬롯)로 분할된다. 이동국 복조기는 기지국으로부터 수신된 각 전력 제어 그룹의 에너지를 결정한다.
CDMA2000에 있어서, 이동국은 포워드 링크 트래픽 채널 전력 제어를 위해 내부 및 외부 전력 제어 루프들 양쪽 모두를 지원할 필요가 있다. 이동국(MS)에서 외부 전력 제어 루프는 각각의 지정된 포워드 트래픽 채널상의 타깃 프레임 에러율(FER)을 달성하기 위해 요구되는 타깃 Es/Ns 셋포인트 값을 결정한다. 하지만, 본 발명에서, 내부 전력 제어 루프는 수신된 포워드 트래픽 채널의 Es/Ns를 이하에 기술될 바와 같은 임계값과 비교한다. 이러한 것은 리버스 전력 제어 서브채널상으로 기지국에 전송될 전력 제어 비트 또는 품질 표시 비트(QIB)의 값을 결정한다.
가변 데이타 레이트의 경우, Es를 결정하기 위해 (포워드 링크상에 전송된) 펑쳐링된 전력 제어 비트들이 사용된다. 고정된 데이타 레이트의 경우, 트래픽 Es 결정은 그 전력 그룹 내의 모든 트래픽 비트들상에서 수행된다. 노이즈(Ns)는 공통 파일럿 채널로부터 계산된다. 본 발명에서, Es 및 Ns 결정은 개개의 RAKE 핑거들 각각상에서 이루어진다. 이들은 결합되어 총 Es 및 Ns를 얻는다.
하나의 핑거에 대한 전형적인 RAKE 수신기 구조가 도 2에 도시되어 있다. 다중-핑거 레이크 수신기 구조에서, 이중 구조(duplicate structures)가 제공된다. 예를 들어, 3개 이상의 다중 경로 신호에서, 3중 구조를 갖는 3-핑거 레이크 수신기가 제공될 수 있다. 여기서 3개 모두의 핑거들은 3개의 다중경로 결합기를 형성하도록 공통점에서 합산될 수 있다.
도 2의 단일 핑거(10)에 대해, 아날로그-대-디지털 변환기(ADC, 12)는, 종래 기술에서와 같이, 통신 장치의 (도시되지 않은) RF 섹션으로부터의 입력 신호를 디지털 데이터로 변환한다. 각각의 레이크 핑거 입력은, 트래픽과 파일럿 신호를 트래픽 경로(상부)와 파일럿 경로(하부)로 분리하기 위해 디지털 믹서(14)에 제공되어 복소 인자(complex factor)와 곱해진다. 왈쉬 함수는 믹서(16)에서 트래픽 신호상에 작용하고, 합산(18)은 N개 칩의 입력 신호를 통합한다. 유사하게, 파일럿 경로는 사전설정된(예를 들어, 64개) 개수의 칩들에 걸쳐 합산(20)을 제공한다. 이하에서 논의되는 바와 같이, 트래픽 경로에서 양자화기는 양자화된 트래픽 데이타로서 트래픽 데이타 심볼(QT, 26)을 출력하고, 파일럿 신호는 파일럿 심볼(QP, 28)을 출력하는 양자화기(24)에서 발생된다. 채널 추정기(30)는 파일럿 심볼(28) 상에서 동작하고 후속해서 복소 공액 함수(32)가 뒤따른다. 트래픽 경로는 양자화기(38) 이전의 (36)에서 파일럿 신호와 혼합되기 이전에 지연(34)을 거친다. QT는 회전되지 않은 트래픽이나 PCB 비트들이 심볼 에너지 계산을 위해 추출되는 지점이다. 반면, 노이즈 추정은 위치(QP)에서 추출된 양자화된 파일럿 심볼들을 이용한다. 출력(C, 40)은 핑거_i(예를 들어, 핑거_1)이라 불릴 수 있는 신호를 제공한다. 도 2의 이중 구조는 핑거_2에 대해 제공된다. 나머지도 이런식으로 제공된다. 트래픽 데이타(QT, 26)는 전력 제어 비트들 및 트래픽 비트들의 Es 에너지 계산을 위해 RAKE 수신기(10)의 각각의 핑거로부터 탭된다(tapped). 도 1과 연계하여 논의되는 바와 같이, 데이타의 총 심볼 에너지는 이하에서 상세히 논의되는 바와 같이 제1 및 제2 사전설정된 임계치와 비교된다.
RAKE 수신기는 핑거들로부터의 모든 다중경로 기여분들을 긁어 모으기(rake) 때문에 이렇게 명명되었으며, 다양한 수신된 신호 경로, 즉, 다양한 신호 레이(signal ray)들로부터의 신호 에너지를 집합하기 위해 소정 형태의 다이버시티(diversity)를 이용한다. 다이버시티는, 일부 채널들이 페이딩될 때 페이딩되지 않은 채널들을 통해 여전히 통신이 가능하도록, 잉여 통신 채널(redundant communication channel)들을 제공한다. 수신된 무선 신호는 예를 들어 코사인 및 사인 파형과 혼합되고 RF 수신기(1) 내에서 이 신호를 필터링하여, I 및 Q 샘플들을 출력함으로써 복조된다. CDMA RAKE 수신기는 상관 방법을 이용하여 다중경로 신호들을 개별적으로 검출하고 이들을 (동일한 부호로) 대수적으로 합산함으로써 페이딩에 대처하고 있다. 나아가, 심볼간 간섭을 피하기 위해, 각각의 검출된 에코들 사이에는 적절한 시간 지연이 삽입되어, 검출된 에코들이 다시 보조를 맞출수 있도록 한다.
현재 구현된 이동국들은 결정 로직으로부터의 신뢰성없는 전력 제어 신호들을 배제하기 위해 "핑거 고정" 메카니즘을 이용한다. RAKE 탭들에서의 출력들은 적절한 가중치와 더불어 결합된다. 수신기는, 수신된 신호-대-간섭비를 최대화하기 위해 적절하게 가중되고 결합된 의미있는 에너지를 갖는 RAKE 탭 출력을 배치함으로써, 가장 빠른 레이를 탐색한다. RAKE 수신기의 각 핑거 상에서, 복조된 신호 에너지는, 그 핑거로부터 전력 제어 데이타를 신뢰성있게 이용하는데 요구되는 최소 에너지를 나타내는 임계치와 비교된다.
일반적으로, RAKE 수신기 장치는, 각각 다중경로와 대응하는 숫자의 대응하는 독립된 복조기들 내에서 복조되는 다중경로들로부터 의사-잡음(PN) 코드들의 위상을 검출하도록 동작한다. 시그너쳐 시퀀스와 상이한 시간 지연들에서 수신된 신호들과의 코릴레이션 값은, 예상 시간 지연(dt)에서 탭되는 지연 라인을 통해 전달된다. 상기 각각의 예상 지연은 수신 에코들 사이에 있다. 복조후 수신기들로부터 얻어진 결과들은, 희망하는 타이밍 정보와 복조된 데이타를 추출하기 위해, 결합기에서 서로 결합된다.
가변 프레임 레이트 데이타에 대해, 트래픽 Es 결정은, 포워드 트래픽 채널상에서 펑쳐링되는 전력 제어 비트들만을 이용하여 얻어진다. 고정된 레이트의 경우, Es는 모든 트래픽 비트들에 대해 결정된다. Espcb는 포워드 트래픽 채널 상에서 펑쳐링되는 전력 제어 비트들만을 이용하여 얻어진다. 가변 및 고정 레이트 프레임들에 대한 Es 결정은 각각 도 3 및 도 4에 도시된 바와 같이 구현된다. 도 3은 가변 레이트 프레임들에 대한 핑거당 트래픽 채널 에너지(Es)를 도시한다. 여기서,
PCBit는 하나의 전력 제어 그룹(PCG) 내의 전력 제어 심볼들의 개수이다. Nchip 및 TRAF_NCHIP은 하나의 트래픽 심볼 내의 칩들의 개수이다. CDMA2000에서 이것은 가변적이다(32, 64, 128 등). EsPCB TRAF_NCHIP은 하나의 전력 제어 그룹내에의모든 PCB 심볼들에 걸쳐 평균화된 심볼 에너지이다. Estraf는 모든 트래픽 심볼들에 걸쳐 결정된다. 도 4는 고정된 프레임들에 대한 핑거당 트래픽 채널 에너지(Es)를 도시한다. NUMPCGSYM은 하나의 전력 제어 그룹내의 심볼들의 개수이다. EsPCB TRAF_NCHIP은 하나의 전력 제어 그룹 내의 모든 트래픽 및 PCB 심볼들에 걸쳐 평균화된 심볼 에너지이다. 첨자 TRAF_NCHIP은 심볼들이 TRAF_NCHIP 길이만큼의 지속기간을 가짐을 나타내는데 사용된다. 심볼 에너지의 가변 레이트 측정이나 고정 레이트 측정을 이용할는지의 여부는, Dedicated Channel, F-DCCH, 또는 Fundamental Traffic Channel, F-FCH에 주목하고 있는지에 따라, 그리고 무선 구성(RC)에 따라 결정된다. 선택적으로, 양자 모두의 회로는 트래픽 또는 PCB 심볼 에너지로부터 순시 노이즈 전력을 감산할 수 있다.
총 Es/Ns 에 대해 내부 루프 전력이 계산되는 포워드 전력 제어 구현은 노이즈 전력 밀도를 추정하기 위해 파일럿 심볼들에 대한 Es 추정에 대해 회전되지 않은 트래픽 심볼들을 사용한다. 즉, QP에서의 파일럿 심볼들은 노이즈 전력 밀도 추정 Ns에 대해 이용된다. 노이즈 전력 추정은 도 5의 고정-점 구현에 도시된 1-탭 고역통과 필터(70)을 이용하여 구현된다. 이 방법에서, 지연된 파일럿 심볼은, 심볼당 예상 노이즈 전력 밀도를 계산하기 위해, 72에서 그 자신으로부터 감산된다.
여기서, n(k) = x(k) - x(k-지연)이고,
지연 = 1 파일럿 심볼 지속기간이며 1 심볼 복소 지연 블럭(74)이며,
Ts = Nchip/1.2288MHz에서,
여기서, Ts는 Nchips(심볼당 칩개수)/초당 칩개수(칩 레이트)로 계산될 수 있는 심볼 지속기간(duration)이다. Nchips는 CDMA20000의 경우 가변적이므로, 심볼 주기도 역시 가변적이다.
양호하게는, Ns는 파일럿의 64개 칩들에 대해 계산되는 반면 Espcb와 Estraf는 왈쉬 길이(Nchip = 8, 16, 32, 64 또는 128 칩 지속기간)에 대해 계산된다. 이것은 매 전력 제어그룹(PCG)에서 적분/덤프 누산기(accumulator, 76)에 의해 달성된다. 노이즈 전력 대 트래픽 심볼들의 지속기간을 노멀라이즈하기 위해 올바른 Es/Ns가 계산되도록 파일럿 채널에 걸쳐 노이즈 전력 상에서 스케일링(78)이 수행된다. 스케일링 계수는 Nchip/64이다.
예
시뮬레이션 성능 비교의 일부로서 5개의 테스트 케이스가 제시된다. 종래 기술에서와 같이, 2개의 AWGN 케이스, 30km/hr Doppler의 1-경로 Rayleigh, 80km/hr Doppler의 2-경로 Rayleigh, 및 100 km/hr의 3-경로 Rayleigh가 이용되었다. 이들 모두, 종래 기술에서와 같이, 데이타 레이트 9600 bps, 무옵셋의 캐리어 주파수 1900 MHz, 심볼당 64개 칩의 월시 렝스, -70dB의 Pilot Ec/Ior, 20 유저, 및 4비트 유한 정확도를 갖는 ADC의 무선 구성 3(RC 3)을 이용하여 시뮬레이트된 F-DCCH 트래픽으로 수행되었다. 참조를 위해 이들 시뮬레이션 케이스들은 표 1d에 나열되어 있다.
표 1
수행된 시뮬레이션 테스트.
여기서, AWGN은 평균 화이트 가우시안 노이즈이고, Ec는 기지국 안테나에서의 칩당 에너지이며, Ior은 기지국 안테나에서 측정된 총 신호 전력 스펙트럼 밀도이고, Ioc는 이동국 안테나에서의 총 노이즈 전력 스펙트럼 밀도이고, FER은 타겟 프레임 에러 레이트이다. 5개의 테스트 케이스 각각에 대해 시뮬레이션들이 수행되었으며, 한번은 F-DCCH 트래픽이 주어진 신호 Ec/Ior 레벨에서 전송되도록 하여 수행되었고, 또 한번은 F-DCCH 트래픽 비트들이 모두 제로가 되도록 하여 수행되었다. 사용된 알고리즘의 성능 한계에 대한 경계점을 얻기 위해 모든 파라미터 케이스들은 허용가능한 FER의 한계치에 근접하게 설정되었다.
통상의 CDMA-2000 시뮬레이션 파라미터들에 추가하여, 2개의 F-DCCH 임계치가 도 1의 단계1 및 단계2에 도시되어 있다. 성능이 달성되기 이전에, 사용된 2개의 임계치에 대한 값들이 먼저 결정되어야 한다. 이것은 상기 케이스 1-5에 대해 시뮬레이션 코드를 수행하고 통계적 분포에 관한 결과들을 수집함으로써 달성된다. 우선, 제1 임계치(임계치1)에 대한 최적 범위가 결정된다. 일단 이것이 알려지고 나면, 단계1은 하기와 같이 표시된다.
여기서, Npcg는 프레임당 전력 그룹들의 개수(전형적으로 16)이고, Npath는 다중경로의 개수이고, Nsi는 록킹된 핑거(locked finger), 즉 충분한 전력으로 신호를 수신하는 핑거에 대응하는 각각의 브랜치에 대한 노이즈 심볼 전력 샘플들이며, E[]는, 파일럿 채널로부터 추정된 심볼당 노이즈 전력 Ns에 대한, PCB 비트들에서의 심볼당 노이즈 전력 Nspcb의 비율의 예상값이다. 각 프레임 내의 모든 전력 제어 그룹들에 걸쳐 노이즈 전력에 대한 PCB 비트들의 평균 최대 결합 에너지를 계산하도록 계산이 수행된다. 또한, 계산은 모든 전력 제어 그룹들에 걸쳐 각각의 다중경로에 대해 SNR비를 결합한다. 이것은 임계치1과의 비교시에 이용된다. 이 시뮬레이션을 위해, 모든 PCB 비트들의 에너지는 단계1에서 함께 더해진다. 예를 들어, 9600 bps에서의 RC=3에서 PCG(전력 제어 그룹)당 4개의 PCB 심볼(또는 2개의 I, Q 심볼)들이 있다.
이 시뮬레이션에서 노이즈 추정은 도 5의 파일럿 채널에 적용된 고역 통과필터 방법을 이용하여 계산되었다. 상기의 2번째 항은 하나 이상의 경로가 합산될 때에 대한 정규화 정정이며, 심볼당 추정된 파일럿 채널 노이즈 전력에 대한 PCB 비트들 내의 심볼당 노이즈 전력의 비에 대한 기대값의 감산을 포함한다. Nspcb 및 Nstraf는 어떠한 신호도 존재하지 않을 때 이들 채널들로부터 얻어진, 각각 PCB 및 트래픽 심볼들에 대한 노이즈 추정치이다. E(Nspcb/Ns)는 1-경로 AWGN Case I을 이용하여 시뮬레이션 플랫폼으로부터 실험적으로 얻어졌다.
1-경로 케이스에 대해, 임계치1에 대한 최적 Espcb/Ns로서 1.375-1.5(1.38-1.76 dB)을 선택하도록 결정되었다. Espcb/Ns 임계치 1.375의 선택결과, Cases 1, 2, 및 3에 대해 각각 9%, 14%, 4.7%의 더 많은 전력을 요구하게 되었다. 2 및 3-경로 케이스들을 노멀라이즈하기 위해, E[Nspcb/Ns] ≒ .9를 곱한 1 및 2가 확률 분포로부터 감산되었다. E[Nspcb/Ns]는 PCB 비트들로부터 추정된 예상 노이즈 전력을, 파일럿의 분산(variance)으로부터 추정된 노이즈 전력으로 나눈값임에 유의한다.
E[Nspcb/Ns] 는 어떤 데이터 신호도 존재하지 않을 때 E[Espcb/Ns] 에서 얻어진다. 1, 2 및 3-경로 시나리오들에서 Espcb/Ns 에 대한 최적의 범위들은 경우 1(곡선 80), 경우 2(곡선 82), 경우 3(곡선 84) 및 경우 5(곡선 86)에서 Espcb/Ns 의 누적 확률을 나타낸 도 6에서 증명되어 있는 바와 같이 1.375 내지 1.5이다.
본 발명의 새로운 양상은 제 2 단계(도 1의 단계 2)에서 발생하며, 이 제 2단계에서는 트래픽 에너지가 현재 프레임 중 F-DCCH 채널에서 검출되는지 여부를 테스트한다. 종래 기술 방법은 하기의 수학식에서 트래픽 비트 대 PCB 비트의 에너지비를 계산하였고,
여기서, 총합은 모든 고정된 핑거(finger)들에서 매 프레임 마다 16개 전력 제어 그룹(power control group)까지 이고, 나눗셈은 각 PCG의 끝에서 각각 발생한다.
제 2 종래 기술 방법은 하기의 수학식에서 노이즈 SNR까지 PCB로 나눠진 최대 조합된 트래픽 대 노이즈 SNR 비를 얻도록 상기 종래 기술 방법을 수정하였다.
이 경우, 현재 F-DCCH 프레임 상에 트래픽이 전송되었는지의 여부에 관한 결정은 프레임에 대하여 평균화된 트래픽 심볼의 최대 조합된 에너지 대 노이즈비를 축적하고, 이것을 프레임에 대하여 평균화된 PCB 비트들의 축적된 최대 조합된 에너지 대 노이즈비로 나누는 것에 의존한다. 9개까지 분리된 레지스터들은 3개의 분리된 핑거들의 각각에서 PCB 전력, 트래픽 전력, 노이즈 전력에 대한 매 분기의 전력을 축적하기 위해 사용된다. 나눗셈 연산들은 프레임의 끝에서 발생한다. 이는 부가의 하드웨어 및 계산의 복잡성을 요구한다.
이와 대조적으로, 본 발명은 전체 프레임에 대한 트래픽 심볼의 최대 조합된 에너지 대 노이즈비를 축적한다. 본 발명은 약 절반의 계산의 복잡성을 갖도록 상기 수학식의 제 1 지수만을 포함한다. 최대 3개의 트래픽 및 노이즈 경로들에서 전력을 축적하기 위해서는 6개의 레지스터들만이 필요하다. 기껏해야, 3개의 나눗셈들이 각 프레임의 끝에 발생할 것이기 때문에, 하드웨어 및 계산 비용을 절약한다. (도 1의) 단계 1에 도입되어 있는 같은 동일 정규화 정정(same normalization correction)은 한 경로이상 포함하는 경우들에 적용되어, 결과적으로 하기의 수학식이 된다.
그 결과, 1-경로 경우들에 제 2 종래 기술 방법을 사용하면, Thr_2를 위한 최적의 SNR 값은 .633 내지 .667(-2 dB sow l-1.76dB) 범위내에 있다. Thr_2이 .667 dB로 설정되는 랜덤 프레임의 검출 확률(CRC는 우량하거나 불량할 수 있다)은 대략 96%이지만, 오경보(false alarm) 확률은 대략 8.9%이다. 또한, 다중-경로 경우들의 스케일링은 단일-경로 경우에서 사용된 임계값과는 다른 임계값을 요구한다. 3-경로 레일리 페이딩(Rayleigh fading)에서, Thr_2를 위한 최적의 설정은 .800(-0.97 dB)이며, 검출 확률은 83.4%이고, 오경보 확률은 10.1%이다.
이와 대조적으로, 본 발명의 발명을 사용하면, 1-경로 및 3-경로 경우들을 위해 단일 임계값 2가 사용될 수 있다. 모든 경우에서, 1.15의 최적의 Thr_2는 1%이하의 오경보 확률을 갖는 98% 이상의 검출 확률이 된다. 또한, Thr_2를 위해서는 1.05 내지 1.20의 비교적 넓은 범위의 값을 가지며, 검출 확률은 95% 이상이 되고 오경보 확률은 5% 이하이다. 이러한 확률은 본 발명이 이동국에서 사용되는 알고리즘의 구현이 초래할 수도 있는 작은 측정 또는 수의 근사 에러들에 대해 확고하게 한다.
요약하면, 표로 작성된 결과들을 나타내는 표 2 및 3에서, 트래픽 신호 대 노이즈 전력의 최대 조합비를 사용하여, Estraf/Ns는, 높은 신뢰성과 함께 트래픽 신호가 간헐적인 전송 동안 CDMA F-DCCH 채널상에 존재하는지 여부를 결정하는 효과적인 방법이 있음이 보여준다. 이 방법은 종래 기술에서 사용되는 Estraf/Nspcb의 사용과 비교해볼 때 뛰어난 결과를 제공한다. 시뮬레이션 모델링이 수행되는 경우들은 포워드 전력 제어가 함수를 필요로 할 수 있는 높은 FER 환경을 대표한다. 또한, 필요한 계산들은 단순 하드웨어 실행에 효과적으로 제공될 수 있다.
정규화 스케일링 팩터를 적절히 선택하여, 같은 Estraf/Ns 임계값이 다중 경로의 수와 관계없이 사용될 수 있다. 또한, 본 발명이 확고히 수행하는 임계값에 대한 광범위의 값들이 있다. 최종적으로, Estraf/Ns의 비율에 기초한 Thr_2의 선택은 제 1 Espcb/Ns 임계값에서 제 2 임계값을 분리한다. 임계값들은 더 작은 임계값들이 계산될 것을 고려하므로 서로 무관하다는 장점이 있고, 임계값 2의 값은 임계값 1이 변경되면 재계산될 필요가 없다.
표 2
제 2 종래 기술 방법에 대한 실행 개요
종래 기술 방법 임계값 1(Thr_1) 임계값 2(Thr_2) 검출 확률 오경보 확률
경우 1 1.375-1.50 .633-.677 96.8% 9.1%
경우 2 1.375-1.50 .633-.677 96.6% 14.8%
경우 3 1.375-1.50 .633-.677 98.2% 4.7%
경우 4 1.375-1.50 .633-.677 94.9% 15.4%
경우 5 1.375-1.50 .633-.677 83.4% 18.5%
표 3
본 발명에 대한 실행 개요
본 발명 임계값 1(Thr_1) 임계값 2(Thr_2) 검출 확률 오경보 확률
경우 1 1.375-1.50 1.10-1.15 99.9% 0.3%
경우 2 1.375-1.50 1.10-1.15 99.9% 0.3%
경우 3 1.375-1.50 1.10-1.15 98.3% 0.6%
경우 4 1.375-1.50 1.10-1.15 96.7% 2.0%
경우 5 1.375-1.50 1.10-1.15 99.1% 3.0%
보이는 바와 같이, 본 발명은 환경 조건들에 덜 민감하다는 장점이 있고, 종래 기술보다 더 크고 일정한 제 2 임계값(임계값 2)의 범위에 걸쳐 개선된 실행을 제공한다.
상기 기재된 실시예들이 위에 설명되어있지만, 본 발명이 상술된 실시예들 이상의 응용들을 갖는 것은 기술 분야의 숙련자에게 자명하다. 따라서, 그러한 대안들, 수정들 및 변화들을 포함하는 심사숙고한 발명의 범위가 첨부된 청구범위에 의해 규정되게 한다.

Claims (10)

  1. 스프레드 스펙트럼 통신 시스템에서의 포워드 전력 제어를 위한 방법에 있어서:
    수신기로부터 데이터를 입력하는 단계;
    어떤 데이터가 에러 상태에 있는지를 결정하기 위해 에러 검사를 제공하는 단계;
    상기 제공 단계로터의 데이터에서 전력 제어 비트들 및 트래픽 비트들의 에너지 레벨을 결정하는 단계;
    상기 전력 제어 비트들의 에너지 레벨을 제1의 사전설정된 임계값에 비교하는 단계로서, 상기 전력 제어 비트들의 에너지 레벨이 상기 제1의 사전설정된 임계값 보다 작다면 포워드 전력의 증가가 필요하다는 것을 나타내고 이어서 상기 입력 단계로 돌아가는, 상기 전력 제어 비트의 에너지 레벨 비교 단계;
    상기 트래픽 비트들의 에너지 레벨을 제2의 사전설정된 임계값에 비교하는 단계로서, 상기 트래픽 비트들의 에너지 레벨이 상기 제2의 사전설정된 임계값 보다 작다면 포워드 전력의 감소가 필요하다는 것을 나타내고, 작지 않다면 포워드 전력의 증가가 필요하다는 것을 나타내는, 상기 트래픽 비트들의 에너지 레벨 비교 단계를 포함하는, 포워드 전력 제어 방법.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 입력 단계는 데이터의 프레임 심볼인 데이터를 포함하며, 상기 제공 단계는 프레임 에러들을 결정하기 위한 CRC 체크인 에러 체크를 포함하는, 포워드 전력 제어 방법.
  3. 제 1 항에 있어서, 상기 결정 단계는 상기 전력 제어 비트들 및 트래픽 비트들의 신호 대 잡음비를 결정하는 단계를 포함하는, 포워드 전력 제어 방법.
  4. 제 1 항에 있어서, 상기 입력 단계는 포워드 전용 제어 채널로부터의 데이터를 입력하는 단계를 포함하며, 상기 수신기는 트래픽 경로 및 파일럿 경로를 갖는 RAKE 수신기인, 포워드 전력 제어 방법.
  5. 제 4 항에 있어서, 상기 입력 단계는 불연속 트래픽 전송들을 갖는 F-DCCH를 포함하는, 포워드 전력 제어 방법.
  6. 제 4 항에 있어서, 상기 결정 단계는, 전력 제어 비트들의 심볼당 노이즈 전력을 입력 데이터의 파일럿 채널의 심볼당 노이즈 전력으로 나눈 기대비의 정규화 정정(normalization correction)을 감한(minus) 전력 제어 그룹들 및 모든 고정된(locked) 수신기 핑거들에 걸친 Espcb/Ns 로서의 전력 제어 비트의 신호 대 잡음비를 결정하는 단계를 포함하는, 포워드 전력 제어 방법.
  7. 제 4 항에 있어서, 상기 결정 단계는, 전력 제어 비트들의 심볼당 노이즈 전력을 입력 데이터의 파일럿 채널의 심볼당 노이즈 전력으로 나눈 기대비의 정규화 정정을 감한 전력 제어 그룹들 및 모든 고정된 수신기 핑거들에 걸친 Estraf/Ns 로서의 트래픽 비트의 신호 대 잡음비를 결정하는 단계를 포함하는, 포워드 전력 제어 방법.
  8. 제 4 항에 있어서, 상기 결정 단계는 상기 트래픽 경로로부터 획득된 비순환(unrotated) 전력 제어 비트들 및 트래픽 비트들로부터 각각 얻어지는 전력 제어 및 트래픽 비트 에너지들을 포함하며, 전력 제어 및 트래픽 비트 에너지들 모두는 전력 제어 비트들 및 트래픽 비트들에 대해 노이즈 전력 밀도당 비트 에너지를 제공하도록 상기 수신기의 파일럿 경로로부터 얻어진 노이즈 전력 밀도에 대한 추정치에 의해 나누어지는, 포워드 전력 제어 방법.
  9. 제 8 항에 있어서, 상기 결정 단계는 트래픽 월시 렝스(traffic Walsh length)에 따라 스케일된 노이즈 전력 밀도를 포함하는, 포워드 전력 제어 방법.
  10. 제 1 항에 있어서, 상기 두번째 비교 단계는 다음의 임계값 비교를 포함하며,
    여기서, Npcg는 프레임당 전력 그룹들의 수이고, Npath는 다중 경로들의 수이고, Nsi는 고정된 핑거(locked finger)에 대응하는 각 브랜치에 대한 노이즈 심볼 전력 샘플들이며, E[Nspcb/Ns]는 파일럿 채널로부터 추정된 심볼당 노이즈 전력(Ns)에 대한 PCB 비트들에서의 심볼당 노이즈 전력(Nspcb)비의 기대값인, 포워드 전력 제어 방법.
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