JP3983735B2 - スペクトラム拡散通信システムにおける出力電力制御判定 - Google Patents

Description

本発明は概して無線通信に関する。特に、本発明は符号分割多重アクセス方式（ＣＤＭＡ）無線通信システムにおける電力制御に関する。

スペクトラム拡散通信システムにおける基地局が送信する各データ信号に使用される相対電力は、各遠隔装置が送信する情報に応答して制御する必要がある。そのような制御を行なう主な理由は、或る場所では転送チャネルリンクが著しく損なわれるからである。不利な状況下の遠隔装置に送信される電力が増大しなければ、信号品質は許容できないものとなる。このように、出力電力を制御して基地局で受信する信号強度が十分となることを保証し、かつ、干渉の可能性を最小限に抑えつつ、良好な品質の音声を維持する必要がある。

また、ＣＤＭＡ及び新規のＣＤＭＡ２０００高帯域チャネルは全てのセルで再利用されるので、同じ呼の他のユーザが引き起こす自己干渉及び他のセルのユーザが引き起こす干渉がシステム容量に対する制約要素となる。また、隣の基地局からの干渉は動作中の基地局からの干渉の場合のように、動作中の基地局からの信号では弱まらない。フェージング及び他チャネルの機能障害により最大容量が決まるが、この最大容量は全てのユーザの信号対ノイズ比（ＳＮＲ）が平均すると、「許容できる」チャネル性能を維持するのに必要な最小ポイントにあるときに生じる。これらの状況下の遠隔装置は、十分な性能を達成するために動作中の基地局からの信号電力をさらに必要とする。

通信システムは、遠隔装置の送信エネルギーを制御する電力制御法を用いることが知られている。スペクトラム拡散システムにおける電力制御は２つの主要な機能を提供する。まず、スペクトラム拡散システムにおける各遠隔装置信号は通常、同じ周波数で送信されるので、受信信号に関連するノイズの主要部分（すなわち、情報ビット当たり信号エネルギーのノイズ電力スペクトル密度に対する比として定義されるノイズ密度当たりビットエネルギーＥｂ／Ｎｏに逆比例する）は他の遠隔装置からの送信に起因する。ノイズ強度は他の遠隔装置からの送信の各々からの受信信号電力に直接関係する。このように、低電力レベルでの送信は遠隔装置に有利である。次に、基地局がほぼ同じ電力レベルで送信を受信できるように全ての遠隔装置の電力を動的に調整することが望ましい。

移動局の送信機の動的電力制御には２つの要素が含まれる。すなわち、移動局が行なう送信電力の開ループ推定と、基地局が行なうこの推定におけるエラーの閉ループ補正である。閉ループ操作は公知であるのでここでは議論しない。開ループ電力制御においては、各移動局は指定されたＣＤＭＡ周波数チャネルの合計受信電力を推定する。この測定及び基地局から供給される補正に基づいて、移動局が送信する電力を調整して推定パスロスに一致させ、基地局に所定のレベルで到達させる。

ＣＤＭＡ２０００基地局は、基地局で一定のモバイル電力を確実に受信できるようにする試みにおいて、転送基本チャネル（Ｆ−ＦＣＨ）及び転送専用制御チャネル（Ｆ−ＤＣＣＨ）の電力制御ビットをパンクチャリングする。移動体通信端末はこれらの電力制御ビットの信号対ノイズ比の推定値を使用して、基地局送信レベルが目標のＥｂ／Ｎｏと一致するかどうかを判定することができる。Ｆ−ＦＣＨはトラフィックデータの連続ストリームのみを送信することができるが、Ｆ−ＤＣＣＨトラフィックデータの送信は、基地局か
らの通知無しでフレーム毎に中断させたり、或いは、再開させたりすることができる。連続Ｆ−ＦＣＨチャネルを通しての電力制御は公知であるのでここで議論する必要は無い。しかしながら、Ｆ−ＤＣＣＨでの不連続送信を通して電力制御すると、移動局が適切な信号電力を推定することが一層困難となる。

必要なのは、Ｆ−ＤＣＣＨを使用する信頼度の高い電力制御である。特に、Ｆ−ＤＣＣＨでの不連続送信期間中に、より信頼度の高い転送電力制御性能が実現すれば大きな利点が生じる。また、上述の改良が、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）におけるような簡単なハードウェアにおいて実現すれば大きな利点が生じる。

本発明は、信号が不連続トラフィック送信中にＣＤＭＡ２０００ Ｆ−ＤＣＣＨチャネルに在るかを検出し、かつＦ−ＤＣＣＨでの不連続トラフィック送信中に合計トラフィック及び電力制御ビットＳＮＲを判定する有用で実用的な方法を明らかにする。Ｆ−ＤＣＣＨでの不連続トラフィック送信動作中の転送電力制御性能は、信号が存在する場合に正しく検出される確率を高めることにより改良される。この手法を用いると、レイク合成器の手前において非回転シンボルを使用して、各フィンガでの受信電力を連続する電力制御群全てに亘って累算することにより、トラフィック及び電力制御ビットの双方のＳＮＲを算出することができる。これは簡単なＡＳＩＣハードウェアで実現することができる。

実際、Ｆ−ＤＣＣＨトラフィックチャネルのレイクフィンガ（ＲＡＫＥ ｆｉｎｇｅｒ）当たりＳＮＲは、内部ループ回路において、Ｅｓ_ｐｃｂ（電力制御ビットのシンボル当たりエネルギー）判定用の電力制御ビット（ＰＣＢ）の非回転電力制御シンボル、Ｅｓ_ｔｒａｆ（トラフィックビットのシンボル当たりエネルギー）判定用の非回転転送トラフィックシンボル、及びノイズ電力判定用のレイクフィンガ当たり所定のチップ数に亘って累算されたパイロットシンボルである。好ましくは、ノイズ電力判定に６４チップが使用される。ノイズ電力は、レイクフィンガ当たり希望ノイズシンボル電力Ｎｓを算出する前にトラフィックウォルシュ長に従ってスケーリングされる。さらに、本発明は所定のＦ−ＤＣＣＨフレームがトラフィックデータを含むかどうかにかかわらず有効である。

ＣＤＭＡ２０００ Ｆ−ＤＣＣＨ（Ｆｏｒｗａｒｄ Ｄｅｄｉｃａｔｅｄ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）は、基地局（ＢＳ）からの間欠的な、または不連続のトラフィックをサポートし、前記トラフィックは、この技術分野において知られているように、ＢＳから移動体通信端末に向けてのレイヤ３メッセージングが行なわれることなく、継続されたり、または中断されることができる。移動体通信端末にとっては、受信信号レベルから、いずれかの所定フレームのＦ−ＤＣＣＨにトラフィックデータ（または信号電力）が在るかどうかを判定することが重要となる。本発明は、トラフィックがＦ−ＤＣＣＨで送信されている場合と、トラフィックが送信されていない場合とを効果的に区別する。このような環境下においては、移動体通信端末はＢＳからＦ−ＤＣＣＨで送信される電力制御情報を受信し続ける（すなわち、ＰＣＢは、トラフィックデータが無い場合でも依然としてトラフィックチャネルで送信される）。Ｆ−ＤＣＣＨ電力制御ビット（ＰＣＢ’ｓ）は移動体通信端末に正しく解釈されるように十分なエネルギーを有する必要がある。Ｆ−ＤＣＣＨトラフィックが無い場合、移動体通信端末はＰＣＢビットのエネルギーレベルを判定し続ける必要があり、そしてこのレベルが不十分な場合にはＢＳからもっと電力を供給するように要求する。その結果、トラフィック送信がＢＳにより再開されると、ＭＳで受信する電力レベルは適切なレベルになる。特に、移動体通信端末は新規品質の情報ビット（ＱＩＢ）をＢＳに５０ヘルツのレートで返信する。さらに詳細には、各フレーム期間中に全ての電力制御群（ＰＣＧ’ｓ）に対して、同じＱＩＢがリバースパイロットチャネル（Ｒ−ＰｉＣＨ）の電力制御サブチャネルにおいて８００メガヘルツのレートで送信されるが、５０ヘルツのレートでしか更新されない。

図１は、Ｆ−ＤＣＣＨで不連続送信を行なっている間に、１または０のＱＩＢをＲ−ＰｉＣＨの電力制御サブチャネルで送信すべきかどうかを決定するためのフローチャートを示している。１のＱＩＢビットはＢＳに、Ｆ−ＤＣＣＨフレームエラーが生じていること、或いは、Ｆ−ＤＣＣＨトラフィック信号が現在のフレーム中に検出されない場合には、ＰＣＢビットの電力が不十分であることのいずれかを通知する。移動局（ＭＳ）は、１のＱＩＢビットを送信することにより、それに相応してＢＳに対してその電力レベルを増大させるように要求する。０のＱＩＢビットは、Ｆ−ＤＣＣＨフレームが正しくデコードされていること、またはＦ−ＤＣＣＨトラフィックが検出されず、ＰＣＢビットに十分な電力が在ることのいずれかを示す。

本発明はスペクトラム拡散通信システムにおける転送電力制御方法１００を提供するものであり、この方法によりどのＱＩＢビットを送信すべきかを次のように判定する。第１ステップ１０１では受信機からデータを入力する。特に、データは、レイク（ＲＡＫＥ）受信機からの間欠的、または不連続なＦ−ＤＣＣＨデータであり、電力制御ビットが各フレームで送信される際に、前記データは一度に１フレームに入力される。さらには、データはＰＣＢも含むトラフィックデータの非回転シンボルである。次のステップ１０３では、エラーチェックを行なってデータの内どれがエラーとなっているかを判定する。特に、各データフレームに対して巡回冗長コード（ＣＲＣ）チェックを行なって、フレームエラーが在るかどうかを判定する。エラーが無い場合、ＢＳからの現在の転送電力が十分であるので、ステップ１０４で電力を下げることができる。しかしながら、本発明は現在のＦ−ＤＣＣＨフレームがＣＲＣエラーを有する場合の例に注目している。次のステップ１０１では、Ｆ−ＤＣＣＨ ＰＣＢビット及びトラフィックビットのエネルギーレベルを判定する。特に、ＰＣＢ及びトラフィックデータのシンボルエネルギーを判定する。次のステップ１０５（図１のステップ１）では、電力制御ビットのエネルギーレベルを第１の所定しきい値と比較する。電力制御ビットのエネルギーレベルが第１の所定しきい値よりも低い場合、次に続くステップ１０６において、転送電力を増大させる必要があることを示し、ＢＳからの転送電力を増大させるように要求して、入力ステップ１０２に戻る。しかしながら、ＰＣＢビットのエネルギーレベルが第１のしきい値よりも高いか、または等しい場合、処理はステップ１０７（図１のステップ２によって継続し、ＢＳからの現データフレームでトラフィックが送信されているかを判定する。このステップ１０７では、判定ステップ１０１からのトラフィックビットのエネルギーレベルを第２の所定しきい値と比較し、トラフィックビットのエネルギーレベルが第２の所定しきい値よりも低いと、次に続くステップ１０８において、転送電力を下げる必要があることを示して、ＢＳからの転送電力を下げるように要求する。そうでない場合には、次のステップ１０９において、転送電力を増大させる必要があることを示して、ＢＳからの転送電力を増大させるように要求する。最も重要なことは、第２の所定しきい値と比較して十分なトラフィックエネルギーが検出されてＦ−ＤＣＣＨトラフィックフレームが送信されたと判定される場合には、現フレームにエラーが生じており、ＱＩＢビットを１に設定してＢＳからの電力を増大させるように要求することである。第２のしきい値と比較して不十分なトラフィックエネルギーが検出されて、現フレームで送信されているトラフィックデータが検出されないことを示す場合には、ＢＳは十分な電力で送信中であり、ＱＩＢビットを０に設定してＢＳに電力を下げるように要求する。最後のステップとして、第１ステップ１０２に戻って、全ての後続のデータフレームに対して前記処理を繰り返す。

本発明の新規な態様は、トラフィックエネルギー及び適切な第２のしきい値を求めることにある。これは、ステップ２において、以下に説明するように、トラフィック対ＰＣＢ予想シンボルエネルギー比Ｅｓ_ｔｒａｆ／Ｅｓ_ｐｃｂが使用される先行技術とは異なる。対照的に、本発明のＱＩＢ判定における第２のしきい値においては、Ｆ−ＤＣＣＨチャネ
ルの全てのマルチパスに亘って最大限に合成したトラフィック信号対ノイズ比Ｅｓ_ｔｒａｆ／Ｎｓが使用される。ＰＣＢの信号対ノイズ比Ｅｓ_ｐｃｂ／Ｎｓを使用することによっても本発明に利点がもたらされる。ノイズ電力密度Ｎｓはレイク受信機のパイロットパスから得られる。特に、トラフィックビット及び電力制御ビットの信号対ノイズ比は、フレームの全てのロック状態の受信機フィンガ及び電力制御グループに亘って求められ、電力制御ビットのシンボル当たりノイズ電力を入力データのパイロットチャネルのシンボル当たりノイズ電力で除した予想比の正規化補正を差し引かれる。ＰＣＢ及びパイロットチャネル双方のシンボル当たりノイズ電力は、シミュレーションではガウスランダム変数であると仮定している。例えば、期待値（全ての試料を平均して得られる値）は、１０，０００フレームに対してシミュレーションを行なって所望の比を求めることにより数値的に近似される。

ＣＤＭＡ２０００移動局の内部ループ転送電力制御に関する合計のＥｓ／Ｎｓの計算は、本発明においては最小限のハードウェアで行なうことができる。実際、合計のＥｓ／Ｎｓの算出においては、非回転トラフィックシンボル、すなわち、ＲＡＫＥ合成器の手前でパイロット重み付けを行なう前のトラフィックシンボルが用いられる。この場合、ＲＡＫＥ合成器においては、全てのマルチパスからの、時間を揃え、かつ、パイロット重み付けしたトラフィックシンボルが合計される。その結果、約１５Ｋゲートから７Ｋゲートへと５０％のハードウェアを削減することができる。ここでは、転送トラフィックチャネルのレイクフィンガ当たりＥｂ／Ｎｓ算出は、可変レートフレームの場合のＥｓ算出の非回転ＰＣＢシンボルと、固定レートフレームの場合のＥｓ算出の非回転転送トラフィックシンボルと、ノイズ電力算出用のレイクフィンガ当たり所定のチップ数に関して合計されるパイロットシンボルとを使用して行なわれる。好ましくは、６４チップをノイズ電力算出に使用する。さらに、ノイズ電力密度はＥｓ／Ｎｓを計算する前に、トラフィックウォルシュ長に従ってスケーリングされる。

現状のＣＤＭＡ暫定規格（Ｉｎｔｅｒｒｉｍ Ｓｔａｎｄａｒｄ）（ＩＳ−９５ ｅｔ
ｓｅｑ．）は米国電子通信工業会（ＴＩＡ）及び米国電子産業工業会（ＥＩＡ）により制定された。ＩＳ−９５においては、フルレートよりも低い送信レートを利用すると、不連続（バーストタイプ）信号が送信される。この信号は２０ｍｓ（ミリ秒）の長さのロジカルフレームに分割される。これらのフレームは１６の小部分（またはスロット）に分割されて、これらの部分は電力制御群と呼ばれる。移動局復調器は基地局から受信する各電力制御群のエネルギーを判定する。

ＣＤＭＡ２０００においては、移動局は内部及び外部電力制御ループをサポートして転送リンクトラフィックチャネル電力制御を行なう必要がある。移動局（ＭＳ）の外部電力制御ループは、指定される転送トラフィックチャネルの各々の目標フレームエラーレート（ＦＥＲ）を達成するために必要な目標Ｅｓ／Ｎｓ設定ポイント値を決定する。しかしながら、本発明においては、内部電力制御ループは、以下に詳細に記述するように、受信転送トラフィックチャネルのＥｓ／Ｎｓをしきい値と比較する。これにより、逆電力制御サブチャネルで基地局に送信される電力制御ビットまたは品質表示ビット（ＱＩＢ）の値が決定される。

可変データレートの場合、パンクチャされた電力制御ビット（転送リンクで送信される）を使用してＥｓを決定する。固定データレートの場合、トラフィックＥｓの決定は該当する電力群内の全てのトラフィックビットに対して行なわれる。ノイズ（Ｎｓ）は共通パイロットチャネルから算出される。本発明においては、Ｅｓ及びＮｓの決定は個々のレイクフィンガの各々に対して行なわれる。これらを合計して合計Ｅｓ及びＮｓを得る。

一つのフィンガに対する通常のレイク受信機構造が図２に示される。マルチフィンガレ
イク構造においては、二重構造が設けられる。例えば、３つ以上のマルチパス信号により、３つの二重構造を備える３フィンガレイク構造が設けられ、このレイク構造においては、３つ全てのフィンガが共通ポイントで合計されてこれらの３フィンガが３マルチパス合成器を形成する。

図２の単一フィンガ１０においては、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）１２により、この技術分野では公知のように、通信装置のＲＦセクション（図示せず）からの入力信号をデジタルデータに変換することができる。複素数因子を乗算して、トラフィック及びパイロット信号をトラフィックパス（上側）及びパイロットパス（下側）に分離するために、各レイクフィンガ入力がデジタル混合器１４に与えられる。ウォルシュ関数によりトラフィック信号が混合器１６で操作され、加算１８によりＮ個のチップの入力信号が合計される。同様に、パイロットパスは所定のチップ数（例えば６４）に関する合計２０を提供することができる。さらに以下に議論するように、トラフィックパスにおいては、量子化器２２がデータシンボル（ＱＴ）２６を量子化トラフィックデータとして出力し、パイロット信号が量子化器２４で生成され、量子化器２４がパイロットシンボル（ＱＰ）２８を出力する。チャネル推定器３０はパイロットシンボル２８を操作し、続いて複素共役関数３２によりパイロットパスと遅延３４を経由したトラフィックパスとを混合して、量子化器３８の手前の符号３６において掛け合わせる。ＱＴは、非回転トラフィックまたはＰＣＢビットを抽出してシンボルエネルギーを算出するポイントであり、ノイズ推定ではポイントＱＰで抽出された量子化パイロットシンボルが利用される。出力Ｃ４０は、Ｆｉｎｇｅｒ＿ｉ（例えば、Ｆｉｎｇｅｒ＿１）と呼ばれる信号を供給する。図２の二重構造は、Ｆｉｎｇｅｒ＿２などに対しても設けられる。トラフィックデータＱＴ（２６）はレイク受信機１０の各フィンガから引き出されて電力制御ビット及びトラフィックビットのＥｓエネルギー計算が行なわれる。図１と関連する形で議論され、以下に詳細に記述されるように、データの合計シンボルエネルギーは第１及び第２の所定しきい値と比較される。

レイク受信機はフィンガからの全てのマルチパス効果を「かき集める」のでそのように命名されているが、この受信機はダイバシチ方式を使用して種々の受信信号パス、すなわち、種々の信号光からの信号エネルギーを回収する。ダイバシチにより、幾つかのチャネルが弱くなった場合に、弱まっていないチャネルで通信が依然として行なわれるように、冗長な通信チャネルが提供される。受信された無線信号は、例えばその無線信号を余弦及び正弦波形と混合し、その信号をＲＦ受信機１でフィルタリングして、Ｉ及びＱサンプルを生成することにより復調される。ＣＤＭＡ レイク受信機は、マルチパスエコー信号を個々に、相関法を使用して検出し、そしてこれらを代数学的に（同じ符号で）加算することによりフェージングに対処する。さらに、シンボル間の干渉を避けるために、適切な時間遅延をそれぞれの検出エコーの間に挿入して検出エコーが再び均一になるようにする。

現在の移動局は、「フィンガロック」機構を使用して決定論理から信頼度の低い電力制御信号の排除を実施する。レイクタップでの出力は適切な重み付けで合成される。受信機は、大きなエネルギーを有するレイクタップ出力を適切に重み付けし、合成して受信信号対ノイズ及び干渉比を最大化させることにより、最も早いレイ（ｒａｙ）を探す。レイク受信機の各フィンガ上で、復調信号エネルギーがしきい値と比較される。このしきい値は、そのフィンガからの電力制御データを高い信頼度で使用するのに必要な最小エネルギーを表す。

一般的に、レイク受信装置は、マルチパスに数的にそれぞれ相応する、対応する別個の復調器で復調されるマルチパスからの信号の擬似ノイズ（ＰＮ）コードの位相を検出するように動作する。受信信号が異なる時間遅延で並んだ符号列の相関値は、受信するエコー間の予想時間遅延（ｄｔ）で使用される遅延ラインを通して送信される。復調後に受信機から得られる結果は合成器で合成されて、所望のタイミング情報及び復調データが抽出さ
れる。

可変のフレームレートデータの場合、トラフィックＥｓは転送トラフィックチャネルでパンクチャされる電力制御ビットのみを使用して算出される。固定レートの場合、Ｅｓは全てのトラフィックビットに亘って算出される。Ｅｓ_ｐｃｂは、転送トラフィックチャネルでパンクチャされる電力制御ビットのみを使用して得られる。可変及び固定レートフレームのＥｓは、それぞれ図３及び図４に示すようにして算出される。図３は、可変レートフレームのフィンガ当たりトラフィックチャネルエネルギー（Ｅｓ）を示している。この図３において、

であり、ＰＣＢｉｔは一つの電力制御群（ＰＣＧ）の電力制御シンボル数である。Ｎｃｈｉｐ及びＴＲＡＦ＿ＮＣＨＩＰは共に、一つのトラフィックシンボルのチップ数である。ＣＤＭＡ２０００においては、このチップ数は可変（３２，６４，１２８など）とすることができる。Ｅｓ^ＰＣＢ _{ＴＲＡＦ＿ＮＣＨＩＰ}は、一つの電力制御群の全てのＰＣＢシンボルに亘って平均したシンボルエネルギーである。Ｅｓ_ｔｒａｆは全てのトラフィックシンボルに亘って決定される。図４は、固定フレームのフィンガ当たりトラフィックチャネルエネルギー（Ｅｓ）を示している。ＮＵＭＰＣＧＳＹＭは一つの電力制御群のシンボル数である。Ｅｓ^ＰＣＢ _{ＴＲＡＦ＿ＮＣＨＩＰ}は、一つの電力制御群の全てのトラフィック及びＰＣＢシンボルに亘って平均したシンボルエネルギーである。下付き文字ＴＲＡＦ＿ＮＣＨＩＰは、これらのシンボルがＴＲＡＦ＿ＮＣＨＩＰチップ（これは可変である）の長さの期間を有することを示すために使用される。専用チャネル（Ｄｅｄｉｃａｔｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ）Ｆ−ＤＣＣＨが見られているか、または基本トラフィックチャネル（Ｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌ Ｔｒａｆｆｉｃ Ｃｈａｎｎｅｌ）Ｆ−ＦＣＨが見られているかにより、また無線設定（ＲＣ）により、シンボルエネルギーの可変レート測定または固定レート測定（図４または図５）が使用されるかが決定される。任意であるが、双方の回路共に、トラフィックまたはＰＣＢシンボルエネルギーから瞬時ノイズ電力を差し引くことができる。

転送電力制御においては内部ループ電力を算出して合計Ｅｓ／Ｎｓを求めるが、この転送電力制御では非回転トラフィックシンボルを使用してパイロットシンボルのＥｓを推定し、ノイズ電力密度を推定する、すなわち、ポイントＱＰのパイロットシンボルを使用してノイズ電力密度Ｎｓを推定する。このノイズ電力推定は、図５の固定ポイント実施例に示す１タップのハイパスフィルタ７０を使用して行なわれる。この方法においては、遅延パイロットシンボルが符号７２でそれ自体から差し引かれて、下記のシンボル当たり予想ノイズ電力が算出される。

上記式中、

であり、ｄｅｌａｙ＝１パイロットシンボル期間及び１シンボル複素数型遅延ブロック７４であり、

の条件で、

である。上記式中、Ｔｓは１秒当たりのチップ数（チップレート）で除したＮｃｈｉｐｓ（シンボル当たりのチップ数）として算出されるシンボル期間である。ＮｃｈｉｐｓはＣＤＭＡ２０００において可変であるので、シンボル周期も可変となる。

好ましくは、Ｎｓは６４チップのパイロットに亘って算出され、Ｅｓ_ｐｃｂ及びＥｓ_ｔｒａｆはウォルシュ長（Ｎｃｈｉｐ＝８，１６，６４または１２８チップ期間）に亘って算出される。この操作は、積分ダンプ累算器７６により全ての電力制御群（ＰＣＧ）で行われる。正しいＥｓ／Ｎｓが算出されて、ノイズ電力をトラフィックシンボル期間に対して正規化するように、スケーリング７８は、パイロットチャネルに亘るノイズ計算に対して行なわれる。スケーリング係数はＮｃｈｉｐ／６４である。

実施例
５つのテストケースをシミュレーションによる性能比較の一部として示す。この技術分野で公知のように、２つのＡＷＧＮケース、ドップラー速度３０ｋｍ／時の１パスレイリー（Ｒａｙｌｅｉｇｈ）、ドップラー速度８ｋｍ／時の２パスレイリー、ドップラー速度１００ｋｍ／時の３パスレイリーを利用した。全てのテストは、これもこの技術分野で公知のように、９６００ｂｐｓのデータレート、オフセット無しの１９００ＭＨｚの搬送周波数、シンボル当たり６４チップのウォルシュ長、−７ｄＢのパイロットＥｃ／Ｉｏｒ、２０人のユーザ、及び有限精度４ビットのＡＤＣという無線設定３（ＲＣ３）を使用してシミュレートされたＦ−ＤＣＣＨトラフィックに対して行なう。参考のために、これらのシミュレーションケースを表１に示す。

ここで、ＡＷＧＮは平均ホワイトガウスノイズであり、Ｅｃは基地局アンテナでのチップ当たりエネルギーであり、Ｉｏｒは基地局アンテナで測定される合計信号電力スペクトル密度であり、Ｉｏｃは移動局アンテナで測定される合計ノイズ電力スペクトル密度であり、ＦＥＲは目標フレームエラーレートである。シミュレーションは５つのテストケースの各々に対して行なわれたが、この場合、Ｆ−ＤＣＣＨトラフィックは所定の信号Ｅｃ／Ｉｏｒレベルで一度送信され、Ｆ−ＤＣＣＨトラフィックビットは一度ゼロでクリアされている。全てのパラメータケースを許容ＦＥＲの限界に近づけて、使用時のアルゴリズムの性能限度に対する限界を得る。

通常のＣＤＭＡ−２０００のシミュレーションパラメータに加えて、図１のステップ１及びステップ２に示す２つのＦ−ＤＣＣＨしきい値がある。性能を評価する前に、使用する２つのしきい値をまず求める必要がある。この演算は、上記のケース１〜５に対してシミュレーションコードを走らせ、そして統計分布についての結果を収集することにより行なわれる。まず、第１のしきい値（しきい値１（Ｔｒｅｓｈｏｌｄ １））の最適範囲を求める。これが分かると、ステップ１は下記式で示される。

ここで、Ｎ_ｐｃｇはフレーム当たり電力群数（通常１６）、Ｎ_ｐａｔｈはマルチパス数、Ｎｓ_ｉは、ロック状態のフィンガ、すなわち、十分な電力を有する信号を受信するフィンガに対応する各ブランチ用のノイズシンボル電力サンプル、Ｅ［］は、ＰＣＢビットのシンボル当たりノイズ電力Ｎｓ_ｐｃｂの、パイロットチャネルから推定されるシンボル当たりのノイズ電力Ｎｓに対する比の期待値である。この計算を実行して、各フレームの全ての電力制御群に亘ってＰＣＢビットのノイズ電力に対する平均最大合計エネルギー比を算出する。さらに、この計算により、全ての電力制御群に亘って各マルチパスのＳＮＲ比を合計することができる。これはしきい値１との比較に使用される。このシミュレーションの目的のために、全てのＰＣＢビットのエネルギーがステップ１で合算される。例えば、９６００ｂｐｓでＲＣ＝３の条件では、ＰＣＢ（電力制御群）当たり４つのＰＣＢシンボル（または２つのＩ，Ｑシンボル）が存在する。

シミュレーションにおいては、ノイズ推定値は、図５のパイロットチャネルに適用されるハイパスフィルタ法を使用して算出された。上記関係式の第２項は、一つよりも多くのパスが合計される場合の正規化補正であり、ＰＣＢビットのシンボル当たりノイズ電力のシンボル当たり推定パイロットチャネルノイズ電力に対する比の期待値を差し引く演算を含んでいる。Ｎｓ_ｐｃｂ及びＮｓ_ｔｒａｆ（以下に示す）はそれぞれ、信号が無い場合のこれらのチャネルから得られるＰＣＢ及びトラフィックシンボルのノイズ推定値である。Ｅ（Ｎｓ_ｐｃｂ／Ｎｓ）は、１パスＡＷＧＮケース１を使用するシミュレーションプラットホームから実験的に得られた。

１パスケースに対して、しきい値１の最適Ｅｓ_ｐｃｂ／Ｎｓ範囲として１．３７５〜１．５（１．３８〜１．７６ｄＢ）を選択するように決定された。Ｅｓ_ｐｃｂ／Ｎｓしきい値＝１．３７５を選択すると、ケース１，２及び３の場合の、それぞれ９％，１４％，４．７％多い基地局電力が必要となる。２及び３パスケースを正規化するために、Ｅ［Ｎｓ_ｐｃｂ／Ｎｓ］≒０．９をそれぞれ１倍及び２倍した値を確率分布から差し引いた。Ｅ［Ｎｓ_ｐｃｂ／Ｎｓ］は、パイロットの分散から推定されるノイズ電力で除したＰＣＢビットから推定される予想ノイズ電力であることに注目されたい。Ｅ［Ｎｓ_ｐｃｂ／Ｎｓ］は、データ信号が無いときのＥ［Ｅｓ_ｐｃｂ／Ｎｓ］から得られる。１，２及び３パスシナリオのＥｓ_ｐｃｂ／Ｎｓしきい値の最適範囲は、図６に示すように１．３７５〜１．５のままであり、図６には、ケース１（曲線８０）、ケース２（曲線８２）、ケース３（曲線８４）、及びケース５（曲線８６）に対するＥｓ_ｐｃｂ／Ｎｓの累積確率が示されている。

本発明の新規の態様は第２のステップ（図１のステップ２）で生じ、このステップでは、トラフィックエネルギーが現フレーム期間中にＦ−ＤＣＣＨチャネルで検出されるか否かがテストされる。先行技術による方法では、トラフィックビットのＰＣＢビットに対するエネルギー比を次の関係式から算出した。

上記式中、合計はフレーム当たり全てのロック状態のフィンガ及び１６個の電力制御群に対して行なわれ、除算は各ＰＣＧの端部でそれぞれ行なわれる。

第２の先行技術による方法では、これを変形してトラフィック対ノイズＳＮＲをＰＣＢ対ノイズＳＮＲで除した最大合成比を次の関係式から得ている。

この場合、現Ｆ−ＤＣＣＨフレームで送信されるトラフィックが在るかどうかについての
判定は、フレームに亘って平均されるトラフィックシンボルの最大合成エネルギー対ノイズ比を累計し、これを、フレームに亘って平均されるＰＣＢビットの累計最大合成エネルギー対ノイズ比で除することに依存する。９つまでの別個のレジスタを使用して、３つの別個の各フィンガのＰＣＢ電力、トラフィック電力及びノイズ電力のブランチ当たり電力を累計する。この除算演算はフレームの最後で行なわれる。この演算には付加的なハードウェアが必要であり、計算が複雑となる。

対照的に、本発明では全フレームに亘ってトラフィックシンボルの最大合成エネルギー対ノイズ比を累計する。これには上記等式の第１の商のみが含まれるので計算の複雑さが約半分になる。３つまでのトラフィック及びノイズパスからの電力を累計するには６つのレジスタが必要となるだけである。各フレームの終わりにせいぜい３回の除算しか行なわれないので、ハードウェア及び計算が少なくて済む。（図１の）ステップ１で行なわれる同じ正規化補正が１パスよりも多くのパスを含むケースに適用されて次の関係式が得られる。

この結果、１パスのケースに第２の先行技術による方法を使用すると、Ｔｈｒ＿２の最適ＳＮＲ値は０．６３３〜０．６６７（−２ｄＢ〜−１．７６ｄＢ）の範囲となる。Ｔｈｒ＿２が０．６６７ｄＢに設定されたランダムフレームを検出（ＣＲＣが良か不良か）できる確率は約９６％であり、誤りアラームの確率は約８．９％である。さらに、マルチパスケースのスケーリングには、単一パスケースに使用されるしきい値と異なるしきい値が必要となる。３パスレイリーフェージングの場合、Ｔｈｒ＿２の最適設定は０．８００（−０．９７ｄＢ）であり、この場合、検出確率は８３．４％であり、誤りアラーム確率は１０．１％である。

対照的に、本発明による方法を用いて、しきい値２の単一値を１パス及び３パスケースに使用することができる。全てのケースにおいて、１．１５の最適Ｔｈｒ＿２により９８％を超える検出確率を達成することができ、この場合、誤りアラーム確率は１％よりも低くなる。また、Ｔｈｒ＿２を１．０５〜１．２０の比較的広い範囲の値とすると、検出確率が９５％よりも高い値に維持され、誤りアラーム確率が５％よりも低くなる。これにより本発明は、移動局が使用するアルゴリズムを実行する場合に生じる小さな測定エラーまたは数値的近似エラーに対して強固となる。

要約すると、表２及び表３から集計した結果から、トラフィック信号対ノイズ電力の最大合成比Ｅｓ_ｔｒａｆ／Ｎｓの使用は、間欠的な送信の間、トラフィック信号がＣＤＭＡ
Ｆ−ＤＣＣＨチャネルに在るかどうかを高い信頼度で判定するための有効な方法となる。この方法は、先行技術において使用されるＥｓ_ｔｒａｆ／Ｅｓ_ｐｃｂを使用する場合に比べて有利な結果をもたらす。シミュレーションモデリングが行なわれたケースは代表的な高ＦＥＲ環境であり、転送電力制御はこの環境下で機能する必要がある。さらに、必要とされる計算は簡単なハードウェア環境で効率的に行なわれる。

正規化スケーリングけ係数を適切に選択することにより、同じＥｓ_ｔｒａｆ／Ｎｓしき
い値をマルチパスの数に関係なく使用することができる。また、本発明が強固な形で実行されるしきい値を広範囲のものとすることができる。最後に、Ｔｈｒ＿２をＥｓ_ｔｒａｆ／Ｎｓの比を基に選択することにより、第２のしきい値を第１のＥｓ_ｐｃｂ／Ｎｓしきい値から切り離すことができる。しきい値を互いに依存させないようにすると算出すべきしきい値の数を少なくすることができるので有利であり、しきい値１が不意に変わった場合でも、しきい値２の値を再計算する必要が無い。

明らかなように、本発明は環境条件に対する感度が低いという利点を有し、そして先行技術と比べると、広い一定範囲の第２のしきい値（しきい値２（Ｔｒｅｓｈｏｌｄ ２））に亘って改良された性能を提供することができる。

前述の実施形態をこれまでに示してきたが、この技術分野の当業者であれば、記述してきた本発明が記載の実施形態よりも広い応用例を有することが理解できるであろう。従って、このような予期される代替物、変形、及び変更を含む本発明の技術範囲は、添付の請求項により定義されるものとする。

本発明に従って転送電力を実現するフローチャート。 本発明に従って、フィンガ当たり一つのレイク受信機を実現する様子を示す図。 本発明に従った、可変フレームレートのフィンガについてのＥｂ推定の様子を示す図。 本発明に従った、固定フレームレートのフィンガについてのＥｂ推定の様子を示す図。 本発明に従った、１タップのハイパスフィルタを使用するノイズ電力推定に用いる固定ポイントを示す図。 先行技術による転送電力制御法と本発明の性能比較を示すグラフ。

Claims (10)

1. スペクトラム拡散通信システムにおける転送電力制御方法であって、
   受信機からのデータを入力する工程と、
   前記データのどの部分がエラーであるかを判定するために、エラーチェックを行なう工程と、
   前記エラーチェックを行なう工程から前記データの電力制御ビット及びトラフィックビットのエネルギーレベルを判定する工程と、
   前記電力制御ビットの前記エネルギーレベルを第１の所定しきい値と比較する工程であって、前記電力制御ビットの前記エネルギーレベルが前記第１の所定しきい値よりも低い場合には、続いて、転送電力を増大させる必要があることを示して、前記入力する工程に戻る工程と、
   前記トラフィックビットの前記エネルギーレベルを第２の所定しきい値と比較する工程であって、前記トラフィックビットの前記エネルギーレベルが前記第２の所定しきい値よりも低い場合には、続いて、転送電力を減少させる必要があることを示し、そうでない場合には、転送電力を増大させる必要があることを示す工程とを有する方法。
2. 前記入力する工程は、データフレーム内のデータを含み、前記エラーチェックを行なう工程において、前記エラーチェックはフレームエラーを判定するＣＲＣチェックである請求項１記載の方法。
3. 前記判定する工程は、前記電力制御ビット及びトラフィックビットの信号対ノイズ比を判定することを含む請求項１記載の方法。
4. 前記入力する工程は転送専用制御チャネルからのデータを入力する工程を含み、前記受信機はトラフィックパス及びパイロットパスを備えるレイク受信機である請求項１記載の方法。
5. 前記入力する工程では、Ｆ−ＤＣＣＨが不連続なトラフィック送信を有する請求項４記載の方法。
6. 前記判定する工程は、全てのロック状態の受信機フィンガ及び電力制御群に亘る電力制御ビットの信号対ノイズ比Ｅｓ_ｐｃｂ／Ｎｓから、電力制御ビットのシンボル当たりノイズ電力を入力データのパイロットチャネルのシンボル当たりノイズ電力で除した予想される比の正規化補正を差し引いたものを求める工程を含む請求項４記載の方法。
7. 前記判定する工程は、全てのロック状態の受信機フィンガ及び電力制御群に亘るトラフィックビットの信号対ノイズ比Ｅｓ_ｔｒａｆ／Ｎｓから、電力制御ビットのシンボル当たりノイズ電力を入力データのパイロットチャネルのシンボル当たりノイズ電力で除した予想される比の正規化補正を差し引いたものを求める工程を含む請求項４記載の方法。
8. 前記判定する工程は、電力制御ビットエネルギー及びトラフィックビットエネルギーを前記トラフィックパスからそれぞれ取り出される非回転電力制御ビット及びトラフィックビットから得て、前記電力制御ビットエネルギー及びトラフィックビットエネルギーの双方を前記受信機のパイロットパスから得られるノイズ電力密度の推定値によって除して、前記電力制御ビット及びトラフィックビットのノイズ電力密度当たりのビットエネルギーを提供する請求項４記載の方法。
9. 前記判定する工程は、前記ノイズ電力密度をトラフィックウォルシュ長に従ってスケーリングすることを含む請求項８記載の方法。
10. 前記第２の比較する工程は、下記式で表される、しきい値の比較を含み、
    

    

    上記式中、Ｎ_ｐｃｇはフレーム当たり電力群の数、Ｎ_ｐａｔｈはマルチパスの数、Ｎｓ_ｉは、ロック状態のフィンガに対応する各ブランチのノイズシンボル電力サンプル、Ｅ［Ｎｓ_ｐｃｂ／Ｎｓ］は、ＰＣＢビットのシンボル当たりノイズ電力Ｎｓ_ｐｃｂの、前記パイロットチャネルから推定されるシンボル当たりノイズ電力Ｎｓに対する比の期待値である請求項１記載の方法。

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