CN1247422A - 用于干扰消除器的传播路径估算方法和干扰消除装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及DS－CDMA使用的多级类型干扰消除器和干扰消除装置。不增加处理延迟,提高传播路径估算准确性。每级的干扰消除单元和最后级的接收器串联在一起。接收由扩展码调制的信号,采用并行导频信道系统估算传播路径特性。产生干扰复制并将其从接收信号减去。将每级的干扰消除器单元的传播路径估算值经信号线路提供给另一级的单元。每级的干扰消除器单元使用其本身的和从另一级通知的传播路径估算值计算传播路径估算值。

Description

用于干扰消除器的传播路径估算方法和干扰消除装置

本发明一般涉及用于DS-CDMA移动通信所采用的多级型干扰消除器的传播路径估算方法和干扰消除装置，特别是体涉及多级型干扰消除器的传播路径估算方法，该方法通过使用与数据信道不同的信道传输的导频符号估算传播路径特性并从接收信号减去复制的干扰来消除干扰，还涉及以这种方式消除干扰的干扰消除装置。

在DS-CDMA(直接序列码分多址)移动通信系统，由于移动站之间的异步引入的扩展码之间的互相关产生从其它移动站(其它用户信道)的多路径引起的干扰。这种干扰使得传输质量下降和移动通信系统的信道容量变小。由于这个原因，必须使用干扰消除器，干扰消除器能够以另人满意的准确性估算来自接收信号的干扰并提高信号功率与干扰功率比(SIR)。

图6示出一个常规的多级型干扰消除器。多级型干扰消除器的每级都包括干扰消除器单元(ICU)51和组合单元(∑)52。正如所看到的，连续地串行连接这些级。图6表示多级型干扰消除器包括第一级84，第二级86，到第m级88的情况。另外，在最后的第m级88包括数据符号接收器53。

并行设置最后级的干扰消除器单元51和接收器53以便与用户信道一致。干扰消除器单元51的标记ICU_1，1-ICU_1，K，ICU_2，1-ICU_2，k...的下标表示级号和对应于用户信道的用户号。类似地，接收器53的标记R_eC_m，1到R₃C_m，k的下标也表示级号和对应于用户信道的用户号。

在第一级84，接收信号R_o输入到对应于用户信道的每个干扰消除器单元ICU_1，1-ICU_1，k。干扰消除器单元ICU_1，1-ICU_1，k分别输出符号复制信号S_1，1-S_1，k和干扰复制信号d_1，1-d_1，k。组合单元52组合对应于用户信道的干扰复制信号d_1，1-d_1，k以得到一个组合信号，然后通过从接收信号R_o中减去第一级84的输出误差信号e₁。

在第二级86，来自第一级84的组合单元52的误差信号e₁和来自第一级84的干扰消除器单元ICU_1，1-ICU_1，k的符号复制信号S_1，1-S_1，k分别输入到干扰消除器单元ICU_2，1-ICU_2，k干扰消除器单元ICU_2，1-ICU_2，k分别输出符号复制信号S_2，1-S_21，k和干扰复制信号d_2，1-d_2，k。组合单元52组合对应于用户信道的干扰复制信号d_2，1-d_2，k以得到1个组合信号，然后通过从第一级84的误差信号e₁减去组合信号输出第二级86的误差信号e₂。

在最后的第m级88，将前面第(m-1)级的误差信号e_m-1和来自前面第(m-1)级的符号复制信号S_m-1，1-S_m-1，k分别输入接收器R_eC_m，1-R_eC_m，k。接着接收器R_eC_m，1-R_eC_m，k估算来自这些输入信号的干扰以便解码数据符号。通过连续在每一级重复干扰估算处理，误差信号逐渐变得较小。因此，可在用户之间或类似地方没有干扰的情况下获得符号复制信号。

图7示出一个常规的干扰消除器单元。干扰消除器单元(ICU)51包括解扩展处理器61，组合单元62，判定单元63，扩展处理器64，和组合单元65。每个解扩展处理器61都包括解扩展器61-1，加法器61-2，乘法器61-3和传播路径估算电路61-4。每个扩展处理器64都包括乘法器64-1，加法器64-2和再扩展器64-3。

解扩展处理器61和扩展处理器64的数目分别对应于接收延迟波形的数目，即，多路复用的路径(传播路径)的数目。图7示出了并行设置的三个解扩展处理器61和三个扩展处理器64的情形。在图7，下标i(在该实例，i＝1到3)表示对应于不同路径的信号。对应于不同路径的信号常常被称为RAKE指针(finger)。

来自前面级(在第一级的情况下为接收信号R_o)的误差信号e_j-1和前面级(在第一级的情况下为零)的符号复制信号S_j1，1-S_j-1，k输入解扩展处理器61，这里j表示级号。解扩展器61-1使用扩展码完成与前面级(在第一级的情况下为接收信号R_o)的误差信号e_j-1相对应的解扩展和解调。

通过加法器61-2组合解扩展和解调信号，以及前面级(在第一级的情况下为零)的符号复制信号S_j-1，1-S_j-1，k以产生接收符号R_i。接着将接收符号R_i输入传播路径估算电路61-4。传播路径估算电路61-4使用图7所示的导频符号估算对应的传播路径的特性，然后输出每个路径的传播路径估算值ξi^。

在乘法器61-3将传播路径估算值ξi^的复共轭ξ_i^^*与信号R_i相乘，产生一个由传播路径作用引起的相位误差估算的接收符号。

每个路径的乘法器61-3的输出信号在组合单元(∑)62进行分集组合。在判定电路63将分集组合接收信号∑R_iξ_i^^*与一个阈值进行比较，在这里暂时判定数据符号。

所产生的信号和解扩展处理器61的输出被称为复制生成信号。在扩展处理器64将复制生成信号转换为符号复制信号和干扰复制信号，然后将其传输到下一级。

根据不同的路径分支从判定电路63输出的暂时判定数据符号Z_S ^{^}。另外，通过扩展处理器64的每个乘法器64-1将传播路径估算值ξi^相乘。因此，暂时判定数据符号Z_S ^{^}再次分解为对应于信道的信号，然后作为符号复制信号S_j，1-S_j，k传输到下一级。

另外，从乘法器64-1输出对应于每个路径的符号复制信号S_j，1-S_j，k并从前面级的符号复制信号S_j-1，1-S_j-1，k中的一个信号输入加法器64-2。加法器64-2输出该级的符号复制信号S_j，1-S_j，k之一与前面级的符号复制信号S_j-1，1-S_j-1，k之一之间的差值。利用扩展码由再扩展器64-3扩展加法器64-2的输出信号。再扩展器64-3的扩展输出信号与其它路径的再扩展器64-3的扩展输出信号在组合单元65组合。接着组合单元65的组合输出作为干扰复制信号d_j，1-d_2，k传输到如图6所示的诸如第二组合单元52之类的另一个组合单元。

在图8，示出了最后级的接收器单元53。接收器53包括解扩展处理器61，组合单元62和判定单元63。将来自前面级的干扰复制生成单元的符号复制信号S_m-1，1-S_m-1，k和误差信号em-1输入最后级的接收器53的解扩展处理器61。最后级的接收器53的解扩展处理器61完成与上述的干扰消除器单元的解扩展处理器类似的处理，并输出解调符号。

最后级的接收器53的组合单元62对解扩展处理器61输出的解调符号执行分集组合。另外，判定电路63对分集解调符号∑R_iξ_i^^*进行最终判定，并将其再现为信息数据。接着将该数据输出到解码器R_o，在这里进行诸如去交错和纠错之类的解码处理。

因此，接收信号在与每个用户信道对应的每级的干扰复制生成单元的最后级的接收器53的解扩展处理器61进行每个延迟波形(路径)的解扩展处理。另外，对应于每个路径的信号转换为1个符号速率。

传播路径估算电路61-4使用导频符号估算每个路径的特性(衰落复包络)。传播路径估算电路也将复共轭相乘以便通过产生估算传播路径作用中的数据符号来检测接收数据。

另外，使用导频符号将描述传播路径的估算。通常，在移动通信中，由于一个移动终端在产生多路径的环境中移动所带来的衰落传播路径特性变化。

在这样的环境接收和解调数据符号的情况下，一般采用的技术接收和解调与数据符号一起传输的导频符号。另外，该技术从导频符号估算传播路径特性(衰落复包络)并通过消除传播路径的影响相关地检测该数据符号。

导频符号是具有预定幅值和相位的已知符号。导频符号或者插在要传输的两个数据符号之间或者在与数据符号信道不同的信道传输。

在导频符号插在两个数据符号之间的情况下，将该导频符号插在数据帧的预定位置，然后发送。在接收单元，使用前置码或加在数据帧的前面的类似码执行同步，以便识别导频符号位置。解调该位置的符号，并从该解调导频符号的幅值和相位值估算传播路径特性。

另一方面，在导频符号在与数据符号信道不同的信道传输的情况下，多路复用导频符号和数据符号，然后在相互正交的信道发送。因为导频符号与数据符号并行传输，该方法也称为并行导频信道系统。由于并行导频信道系统包括使用正交码多路复用和解多路复用，为将其应用到使用DS-CDMA的移动通信而进行了研究。

为方便起见，作为导频符号发送的符号表示为Z。在该情况下，如果由ξ表示传播路径特性，则接收符号成为Zξ。已知导频符号Z的预定幅值和相位。因此，当已知导频符号Z的复共轭Z^*与经传播路径接收的接收符号Zξ相乘时，乘积为值ξ|Z|²。

由于已知导频符号向量的数值(可以将|Z|假定为1)，通过计算可以估算传播路径特性ξ。传播路径估算电路61-4完成该计算并输出传播路径估算值ξ^。由下面的公式(1)描述传播路径估算值ξ^。

ξ^＝Zξ·Z^*＝ξ·|Z|²----(1)

由于接收符号实际受噪声和干扰影响，不容易准确估算传播路径特性。因此，平均从多个导频符号得到的传播路径特性以便提高估算的准确性。通常，为跟随由衰落造成的传播路径随时间的变化，在移动期间从多个导频符号得到移动平均。

从第n个导频符号之前和之后的多个导频符号的平均估算的传播路径特性将被表示为ξ_n^。如果第n个传输数据符号由Z_n表示以及实际传播路径由ξ_n表示，接收数据符号就成为Z_n·ξ_n。这样，通过将接收数据符号Z_n·ξ_n的传播路径估算值的复共轭ξ_n^^*相乘并将乘积除以传播路径估算值ξ_n^的绝对值向量的平方，有可能从接收的数据符号Z_n·ξ_n解调其中消除传播路径影响的传输数据符号Z_n。下面的公式(2)描述以上述方式得到的解调数据符号Z_n。 $Z_n^{^}=Z_n\·{\mathrm{\ξ}}_n\·{\mathrm{\ξ}}_n^{^*}/|{\mathrm{\ξ}}_n^{^}{|}^2-----\left(2\right)$

上述的相关检测得到的数据符号在组合单元62进行分集组合，然后判定单元63判定其相位。另外，在多电平QAM或类似情况下，判定单元63也判定其幅值。

在扩展处理器64，将上述的传播路径估算值ξ^与在判定单元63判定的符号相乘。在再次执行扩展之前将符号分路到对应的路径。因此，产生要发送到下一级的符号复制信号和干扰复制信号。在下一级，完成与上述类似的过程，在后面级重复进行，由此逐渐消除干扰。

尽管图7仅示出一个信号线，实际使用总线结构。换言之，多路复用数据符号和导频符号并发送。

图9示出使用导频符号的传播路径估算和解调数据符号的定时关系。如图9所示，在相互独立的导频信道71和数据信道72分别传输导频符号和数据符号。

在这种情况下，使用独立代码扩频和多路复用数据符号和导频符号，并由相同的载波调制。由于这个原因，在经过相同传播路径作用之后接收两个信道。在接收端，使用相应代码完成解扩展，以便分离数据符号和导频符号。

为降低干扰和噪声的影响，如图9所示，通过使用预定持续时间73内的导频符号平均传播路径估算值得到用于解调处理的传播路径估算值。另外，在保持预定持续时间73的状态下得到移动平均，以便跟随由于衰落而造成的传播路径中的变化。

预定持续时间73确定在一范围内，使得传播路径特性变化不大。如图9所示，为避免处理延迟，在解调数据符号之前从导频符号的移动平均进行传播路径估算，并且使用传播路径估算值对解调数据符号74进行相干检测。

图10表示多级类型干扰消除器的每一级中的传播路径估算和解调数据符号的定时关系。在图10，示出帧头符号81，用于估算传播路径的移动平均持续时间82，和解调数据符号84的定时关系，其中(A)是关于第一级，(B)是关于第二级，(C)是关于第三级。

在级之间，在大约几个符号上出现级间处理延迟时间τ。通过用于完成RAKE组合(分集组合)的延迟调整引入该级间处理延迟时间τ，当在级间传送数据，以及进行类似操作时输入/输出延迟。

传播路径的估算准确性大大影响导频相干检测的接收特性。特别是在多级类型干扰消除器的情况下，传播路径估算值不仅用于RAKE组合以进行暂时判定，而且用于产生干扰复制值。这样，传播路径估算值大大影响干扰消除特性。因此，在DS-CDMA移动通信，为提高接收特性和信元容量，重要的是提高传播路径的估算准确性。

作为提高传播路径的估算准确性的一种方法，可以想到在解调数据符号之后还使用导频符号。然而，该方法将增加每级的处理延迟。特别是在干扰消除器具有多个级的情况下，处理延迟是级数的倍数，由此会带来很大问题。另一方面，在DS-CDMA移动通信，如果进行传输功率控制，接收特性进一步恶化，这是因为处理延迟的增加造成传输功率控制的延迟。

因此，本发明的一个目的是在并行导频信道系统进行相干检测时不增加处理延迟的情况下，提高DS-CDMA移动通信中使用的多级类型干扰消除器中的传播路径的估算准确性。

这些和其他目的在涉及使用导频符号估算传播路径特性的传播路径估算方法的本发明被得以实现。在与接收由扩展码调制的信号的多级类型干扰消除器中的数据符号信道不同的一个信道发送导频符号。根据本发明的该方法包括将在干扰消除器的每级估算的传播路径估算值通知另一级。该方法还包括使用在每级估算的传播路径估算值和从另一级通知的传播路径估算值计算每级的传播路径估算值。

根据本发明的传播路径估算方法还包括将在后面级估算的传播路径估算值通知前面级，并使用在每级估算的传播路径估算值和从后面级通知的传播路径估算值计算前面级的传播路径估算值。

在多级类型干扰消除器中，提高后面级的传播路径估算准确性，这是因为在后面级进一步消除干扰。因此，通过在前面级使用后面级估算的传播路径估算值，有可能提高前面级的传播路径的估算准确性。

根据本发明的传播路径估算方法包括将在前面级在前估算的传播路径估算值通知后面级，并使用在每级估算的传播路径估算值和从前面级通知的传播路径估算值计算后面级的传播路径估算值。

由于级之间出现大约几个符号的处理延迟，后面级完成关于符号的解调处理，该符号是与目前输入到前面级的符号相比之前输入的几个符号。因此，在前面级已估算了在目前输入到后面级的符号之后的时间位置上的传播路径估算值。这样，通过使用已在前面级估算的传播路径估算值，有可能提高后面级的传播路径的估算准确性。

根据本发明的传播路径估算方法包括根据每级的可靠性，从每级估算的传播路径估算值的加权平均和从另一级通知的传播路径估算值计算传播路径估算值。

根据本发明的多级类型干扰消除装置消除扩展码调制的信号的干扰。该装置包括位于每级的干扰消除器单元和位于最后级的接收器，每级的干扰消除器单元和最后级的接收器串联在一起。在每级的干扰消除器单元和最后级的接收器都设置了传播路径估算电路。传播路径估算电路使用与数据符号信道不同的一个信道发送的导频符号估算传播路径特性。传播路径估算电路还将每级估算的传播路径估算值经一信号线通知另一级，并在每级使用在其本身级估算的传播路径估算值和从另一级提供的传播路径估算值计算传播路径估算值。根据本发明的干扰消除装置构成为使得传播路径估算电路能够将后面级估算的传播路径估算值通知前面级。另外，前面级的传播路径估算电路使用在其本身级估算的传播路径估算值和从后面级通知的传播路径估算值计算传播路径估算值。

根据本发明的干扰消除装置构成为使得传播路径估算电路能够将前面级在前估算的传播路径估算值提供给后面级。另外，后面级的传播路径估算电路使用在其本身级估算的传播路径估算值和来自前面级的传播路径估算值计算传播路径估算值。

根据本发明的干扰消除装置构成为使得传播路径估算电路能够根据从每级的传播路径估算值的加权平均和来自另一级的传播路径估算值计算传播路径估算值。

图1示出根据本发明的多级类型干扰消除器；

图2示出根据本发明的干扰消除器单元；

图3示出根据本发明的接收器单元；

图4示出在本发明的第一实施例的每级的传播路径估算和解调数据符号的定时关系；

图5示出在本发明的第二实施例的每级的传播路径估算和解调数据符号的定时关系；

图6示出一个常规的多级类型干扰消除器；

图7示出一个常规的干扰消除器单元；

图8示出一个常规的接收器单元；

图9示出使用导频符号的传播路径估算和解调数据符号的定时关系；和

图10示出在多级类型干扰消除器的每级的传播路径估算和解调数据符号的定时关系；

图1示出根据本发明的多级类型干扰消除器。位于最后级的干扰消除器单元(ICU)51，组合单元(∑)52和接收器(ReC)53的基本结构和功能和图6所示的常规的多级类型干扰消除器的相应部分类似，由此略去对这些部件的相同结构和功能的描述。

在根据本发明的多级类型干扰消除器，就每个用户信道而言，每个级84，86的干扰消除器单元51和最后级88的接收器的传播路径估算电路经信号线路10连接在一起，因此在级84，86，88之间可以传送和交换传播路径估算信息。

图2示出根据本发明的干扰消除器单元51。干扰消除器单元(ICU)51包括解扩展处理器61，组合单元62，判定单元63，扩展处理器64，和组合单元65。解扩展处理器61包括解扩展器61-1，加法器61-2，乘法器61-3，和传播路径估算电路61-4。扩展处理器64包括乘法器64-1，加法器64-2和再扩展器64-3。图2所示部件的基本结构和功能和图7所示的常规干扰消除器的相应部分类似，由此略去对这些部件的相同结构和功能的描述。

在本发明的干扰消除器单元51，传播路径估算电路61-4经信号线路10连接到其他级的传播路径估算电路61-4。换言之，干扰消除器单元51构成为使得在级之间能够传送和交换传播路径估算信息。

在多级类型干扰消除器，提高了后面级的传播路径的估算准确性，这是因为进一步消除传送到后面级的干扰。因此，通过在前面级使用后面级估算的传播路径估算值，有可能提高前面级的传播路径的估算准确性。

根据本发明，最后级88包括与图8的常规接收器类似的接收器53。然而，从图3可以看出，本发明的接收器53的不同之处在于传播路径估算电路构成为包括与图2类似的信号线路。如图1所示，这使得能够在最后级88和前面级之间进行传播交换。

图4示出多级类型干扰消除器的第一实施例的每级的传播路径估算和解调数据符号的定时关系。在图4，对于第一级(A)示出帧头符号31，估算传播路径的移动平均持续时间32，和解调数据符号33的定时关系，对于第二级(B)示出帧头符号31，估算传播路径的移动平均持续时间32，和解调数据符号33的定时关系，以及对于第三级(C)示出帧头符号31，估算传播路径的移动平均持续时间32，和解调数据符号33的定时关系。

在级之间，在大约几个符号上出现级间处理延迟时间τ。如上所述，通过用于完成RAKE组合(分集组合)的延迟调整引入该级间处理延迟时间τ，由于在级间传送数据，以及进行类似操作时输入/输出延迟。用于估算传播路径的移动平均持续时间32在每一级相同，并具有与衰落周期一致的定时间隔T。另外，与级间处理延迟时间τ相比，移动平均持续时间足够长。

在第一级，第二级，和第三级中的每一级，使用导频符号估算传播路径，该导频符号由每级的传播路径估算电路64-1接收。在第一级，第二级，和第三级得到的传播路径估算值将分别表示为ξ₁，ξ₂，和ξ₃。

如上所述，提高了后面级的传播路径的估算准确性。这样，通过将后面级估算的传播路径估算值传送到前面级，有可能提高前面级的传播路径估算值的准确性。这通过在估算传播路径的移动平均持续时间32包括后面级的传播估算值，然后取移动平均实现。

在第一级，在级间处理延迟时间τ期间使用由其本身级的导频符号估算的传播路径估算值ξ₁。另外，在级间处理延迟时间τ期间，已在第二级得到的传播路径估算值ξ₂用作传播路径估算值ξ₁之前位置的传播路径估算值。进一步，在移动平均持续时间32的剩余持续时间使用已在第三级得到的传播路径估算值ξ₃并将其进行移动平均。这样，传播路径估算值ξ₃用作传播路径估算值ξ₂之前位置的传播路径估算值。因此，有可能根据高度准确的传播路径估算值完成解调数据符号33的相干检测。

在这种情况下，位于接近解调数据符号33的时间位置的传播路径估算值ξ_3-1用作传播路径估算值ξ₃，在第一级的移动平均持续时间32的剩余持续时间使用该传播路径估算值ξ₃。

在第二级，仅在级间处理延迟时间τ期间使用由其本身级的导频符号估算的传播路径估算值ξ₂。另外，在移动平均持续时间32的剩余持续时间使用已在第三级得到的传播路径估算值ξ₃并将其进行移动平均，以用作传播路径估算值ξ₂之前位置的传播路径估算值。因此，有可能根据高度准确的传播路径估算值完成解调数据符号33的相干检测。

在这种情况下，位于接近解调数据符号33的时间位置的传播路径估算值ξ_3-2用作传播路径估算值ξ₃，在第二级的移动平均持续时间32的剩余持续时间使用该传播路径估算值ξ₃。另外，在最后的第三级，根据传播路径估算值ξ₃得到移动平均，该传播路径估算值ξ₃在其本身级估算并具有最高的准确性。这样，有可能根据具有最高准确性的传播路径估算值完成解调数据符号33的相干检测。

在上述的第一实施例，后面级的传播路径估算值传送到前面级以提高解调数据符号和前面级的传播路径估算值的准确性。然而，也有可能将前面级的传播路径估算值传送到后面级，以便提高后面级的传播路径估算值的准确性。下面将描述采用这种结构的本发明的第二实施例。

由于级之间出现大约几个符号的处理延迟，后面级完成关于符号的解调处理，该符号是与目前输入到前面级的符号相比之前输入的几个符号。因此，可以认为在前面级已估算了在目前输入到后面级的符号之后的时间位置上的传播路径估算值。这样，通过使用已在前面级估算的传播路径估算值，有可能提高后面级的传播路径的估算准确性。

图5示出多级类型干扰消除器的第二实施例的每级的传播路径估算和解调数据符号的定时关系。在图5，对于第一级(A)示出帧头符号41，估算传播路径的移动平均持续时间42，和解调数据符号43的定时关系，对于第二级(B)示出帧头符号41，估算传播路径的移动平均持续时间42，和解调数据符号43的定时关系，以及对于第三级(C)示出帧头符号41，估算传播路径的移动平均持续时间42，和解调数据符号43的定时关系。

与第一实施例类似，图5示出后面级的传播路径估算值传送到前面级的情况，另外，前面级的传播路径估算值传送到后面级。

在第二级，当执行与数据符号相对应的解调处理时，传播路径估算值ξ₁处于对应于级间处理延迟时间τ的多个符号之前并已由第一级的传播路径估算电路进行估算。

因此，第二级的传播路径估算电路从第一级的传播路径估算电路经信号线接收传播路径估算值ξ₁，并使用第一级的传播路径估算值ξ₁，第二级的传播路径估算值ξ₂，以及第三级的传播路径估算值ξ₃得到移动平均。根据从移动平均得到的传播路径估算值完成解调数据符号43的相关检测。

如上所述，前面级的传播路径估算值通常具有比后面级的传播路径估算值低的准确性。然而，通过使用在要进行解调处理的数据符号之前和之后的时间位置上的传播路径估算值的移动平均，有可能提高位于数据符号解调时刻的传播路径估算值的准确性。

换言之，通常，在多数情况下移动平均持续时间的平均值为接近移动平均持续时间的中间位置的传播路径估算值。由于这个原因，通过使用解调数据符号之前和之后的时间位置上的传播路径估算值得到平均值，在大约移动平均持续时间的中心位置进行平均，该位置是数据符号解调时刻。因此，特别当衰落变化较大时能提高传播路径估算值的准确性。

类似地，在第三级，第二级估算的传播路径估算值ξ₂和第一级估算的传播路径估算值ξ₁用作传播路径估算值。这样，通过得到这些传播路径估算值和第三级的传播路径估算值ξ₃的平均值提高传播路径估算值的准确性。在第三级，解调符号43位于接近移动平均持续时间42中心的位置，移动平均持续时间42由传播路径估算值ξ₁，ξ₂和ξ₃组成。因此，进一步提高传播路径估算值的准确性。

通过将前面级的传播路径估算值传送到后面级，有可能完成高度准确的传播路径估算。这通过将移动平均持续时间平均完成，在不增加解调数据符号的处理延迟的情况下，移动平均持续时间包括解调数据符号之后的传播路径估算值。在图4，其中使用第一和第二级的传播路径估算值ξ₁和ξ₂的持续时间对应于级间处理延迟时间τ。

在本发明的第一实施例，在其本身级用于估算传播路径的移动平均持续时间期间输入其他级估算的传播路径信息并进行移动平均。然而，通过获得在其本身级得到的传播路径估算值和其它级得到传播路径估算值的加权平均有可能进一步提高准确性。

在这种情况下，由于在相应级得到的传播路径估算值的准确性高于后面级，通过增加后面级的传播路径估算值的加权并根据传播路径估算值的可靠性完成加权平均有可能提高传播路径估算值的准确性。根据本发明，将干扰消除器的每级估算的传播路径估算值提供给其他级。这样，每级使用从另一个级通知的传播路径估算值。因此，有可能得到高度准确的传播路径估算值。

另外，通过将较准确的后面级的传播路径估算值传送给前面级，并通过输入后面级的传播路径估算值得到前面级的移动平均，有可能提高前面级的传播路径估算值的准确性。

进一步，通过将前面级的传播路径估算值传送给后面级，在不增加解调数据符号的处理延迟的情况下，通过取得包括解调数据符号之后的传播路径估算值的移动平均有可能完成高度准确的传播路径估算。

另外，通过根据传播路径估算值的可靠性取得在其本身级得到的传播路径估算值和另一个级得到传播路径估算值的加权平均有可能进一步提高传播路径估算值的准确性。

Claims (23)

1.一种消除由扩展码调制的信号的干扰的干扰消除装置：

串联的多个级，其中多级的最后级包括至少一个接收器单元而其他级包括至少一个干扰消除单元；

传播路径估算电路，包括在至少一个干扰消除单元和至少一个接收器单元的每一个中，其中传播路径估算电路计算传播估算值；和

信号线路，用于将多个级的至少两级的传播路径估算电路互连以便在其中传送传播估算值。

2.如权利要求1所述的装置，其中使用扩展码调制的信号所包括的导频符号计算传播估算值。

3.如权利要求2所述的装置，其中通过与数据符号信道不同的信道将导频符号发送到该装置。

4.如权利要求1所述的装置，其中传播估算值经信号线路从多个级的每一级的传播路径估算电路传送到相应前面级的传播路径估算电路。

5.如权利要求4所述的装置，其中相应前一级的传播路径估算电路使用在多级的传播路径估算电路和相应前一级二者中的以前计算的传播估算值计算传播估算值。

6.如权利要求5所述的装置，其中根据多个级的可靠性从多个级的每一级的传播路径估算电路和相应前面级的传播路径估算电路二者中的以前计算的传播估算值的加权平均计算传播估算值。

7.如权利要求1所述的装置，其中传播估算值经信号线路从多个级的每一级的传播路径估算电路传送到相应后面级的传播路径估算电路。

8.如权利要求7所述的装置，其中多个级的传播路径估算电路使用在多个级的传播路径估算电路和相应后面级的传播路径估算电路二者中的以前计算的传播估算值计算传播估算值。

9.如权利要求8所述的装置，其中根据多个级的可靠性从多个级的每一级的传播路径估算电路和相应后面级的传播路径估算电路中二者以前计算的传播估算值的加权平均计算传播估算值。

10.一种消除由扩展码调制的信号的干扰的干扰消除装置：

多个串联的级，其中多个级的最后级包括至少一个接收器单元而其他级包括至少一个干扰消除单元；

传播路径估算电路，包括在至少一个干扰消除单元和至少一个接收器单元的每一个中，其中传播路径估算电路计算传播估算值；和

信号线路，用于将多个级的传播路径估算电路互连以便在其中传送传播估算值。

11.一种使用包括在多个级和接收由扩展码调制信号的多级类型干扰消除器中的导频符号估算传播路径的特性的传播估算方法，该方法包括步骤：

互连多个级以便在其中传送传播估算值。

12.如权利要求11所述的方法，其中传播估算值从多个级的每一级传送到相应前面级。

13.如权利要求12所述的方法，其中进一步包括使用在多个级中的每一个和相应前面级中以前计算的传播估算值计算多个级中的每一个的传播路径估算值。

14.如权利要求13所述的方法，其中根据多个级的可靠性从多个级的每一级和相应前面级中以前计算的传播估算值的加权平均计算传播估算值。

15.如权利要求11所述的方法，其中传播估算值从多个级的每一级传送到相应后面级。

16.如权利要求15所述的方法，其中进一步包括使用在多个级和相应后面级中以前计算的传播估算值计算传播估算值。

17.如权利要求16所述的方法，其中从在多个级和相应后面级二者中以前计算的传播估算值的加权平均计算传播估算值。

18.一种估算多级类型干扰消除器的传播路径特性的传播估算方法，该方法包括步骤：

解扩展第一输入信号产生解扩展信号；

将解扩展信号和第二输入信号相加以产生组合信号；

使用来自另一级的先前计算的传播路径估算值计算传播路径估算值；和

将传播路径估算值的复共轭与组合信号相乘。

19.如权利要求18所述的方法，其中第一输入信号或者是一个接收输入信号或者是一个从前面级接收的误差信号。

20.如权利要求18所述的方法，其中第二输入信号是一个来自前面级的符号复制信号。

21.如权利要求18所述的方法，其中其他级是前面级。

22.如权利要求18所述的方法，其中其他级是后面级。

23.如权利要求18所述的方法，其中使用导频符号计算传播估算值。

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