CN1280997C - 采用联合检测与串行干扰消除的自适应组合进行多用户检测 - Google Patents

Abstract

一种采用码分多址方式，使用时隙中的同一共享频谱发送多个数据信号的时分双工通信系统。通过该时隙的共享频谱还可接收一个组合信号。多个数据信号划分为多个数据信号组群。依据与组群之一之数据信号相关的部分符号响应，对该组合信号分进行匹配滤波。同一组群中各数据信号的数据同时进行检测。干扰信号部分依据该组群的检测数据而生成。所生成的干扰信号被从组合信号中减去。通过处理该减出信号检测其它组群的数据。

Description

采用联合检测与串行干扰消除的自适应组合进行多用户检测

本申请案要求于2000年3月15日提交的美国临时专利申请案(U.S.Provisional Patent Application)No.60/189,680和2000年5月26日提交的美国临时专利申请案(U.S.Provisional Patent Application)No.60/207,700的优先权。

发明背景

本发明主要涉及无线通信系统。具体说来，本发明涉及一个无线通信系统中多用户信号的联合检测。

图1为无线通信系统10的图解。该通信系统10拥有与用户设备(UE)14₁至14₃进行通信的基站12₁至12₅。每一个基站12₁均拥有一个相应的工作区，在该工作区内，基站与区内的用户设备14₁至14₃进行通信。

在某些通信系统中，例如码分多址(CDMA)及使用码分多址的时分双工系统(TDD/CDMA)中，多路通信使用同一频谱发送，各通信之间一般通过其信号片代码序列加以区别。为更有效地利用频谱，TDD/CDMA通信系统采用划分为若干时隙的重复帧进行通信。根据通信的不同带宽，该类系统中发送的通信均拥有一个或多个相关的信号片代码与时隙。

由于该类系统可以使用同一频谱同时发送多路通信，因此该系统中的接收机必须对各路通信加以区分。一种检测该类信号的方法是匹配滤波。匹配滤波可检测使用一个单一代码发送的通信，而将其它通信作为干扰处理。因此为检测多个代码，必须使用相应数量的多个匹配滤波器。另一种方法是串行干扰消除(Successive InterferenceCancellation SIC)。该方法对一路通信进行检测，尔后从接收信号中减去该路通信的信号基值，以用于检测下一路通信。

在某些应用场合中，为改善通信性能，要求能够同时检测多路通信。同时检测多路通信被称之为联合检测。某些联合检测器采用Cholesky分解法进行最小均方误差(MMSE)检测并使用迫零块均衡器(ZF-BLE)。这些检测器复杂度高，需要占用广泛的接收机资源。

美国专利NO.5,933,423披露了一种接收机。该接收机将接收到的信号分为若干组，每组包含至少两个信号，各组中的信号同时受到检测。在检测其他组的数据之前，从接收信号中减出第一组检测信号。

DE19616828 A1披露了一种拥有一个信号分离器的接收机。信号依据接收功率进行编组。对第一组信号进行联合检测。检测的第一组信号从接收信号中减出。依据减出信号对剩余信号进行检测。

Tsatsanis和Xu所著论文“CDMA系统中自适应盲干扰消除”(Adaptive Blind Interference Cancellation in CDMA System)披露了采用最小均方和最小均方误差工具消除接收机干扰的方法。

因此，需要寻找替代方法进行多用户检测。

发明内容

一种采用码分多址方式，通过一个时隙的共享频谱发送多个数据信号的时分双工通信系统。通过该时隙的共享频谱可接收到一个组合信号。多个数据信号划分为多个数据信号组群。该组合信号依据部分与组群之一之数据信号相关的符号响应进行匹配滤波。同一组中各数据信号的数据同时进行检测。干扰信号依据该组群的部分检测数据生成。该干扰信号被从组合信号中减出。通过处理该减出信号可对其它组的数据进行检测。

附图说明

图1为一个无线通信系统。

图2为一台采用联合检测方式的简化发射机与接收机

图3为一个通信脉冲串的图解。

图4为一张联合检测与串行干扰消除自适应组合的流程图

图5为一个联合检测与串行干扰消除自适应组合装置的图解

图6-12为联合检测与串行干扰消除自适应组合、完全联合检测以及RAKE接收机的性能比较图。

具体实施方式

图2为TDD/CDMA通信系统中使用的联合检测(JD)与串行干扰消除(SIC)自适应组合“SIC-JD”的简化发射机26与接收机28的图解。在一个典型系统中，发射机26位于每一台UE14₁至14₃中，而用于发送多路通信的多个发射电路26A位于每一个基站12₁至12₅中。基站12₁要求各有效通信UE14₁至14₃均至少具有一个发射电路26A。SIC-JD接收机28可位于基站121中、UE 14₁至14₃中，或同时位于两者中。SIC-JD接收机28接收来自多个发射机26或发射电路26A的通信。中的数据发生器32所生成的数据通过一条基准信道传输至接收机28。根据通信带宽要求，基准数据被指配给一个或多个代码和/或时隙。调制与扩展装置34对基准数据进行扩展，并使用指定时隙或代码中的训练序列，将扩展后的基准数据变为时分复用数据。产生的序列被称之为一个通信脉冲串。该通信脉冲串由调制器36调制至射频。天线38通过无线电信道30向接收机28的天线40辐射射频信号。用于此类发射通信的调制型式可以是所属技术领域的技术人员所熟知的任意一种型式，例如直接移相键控(DPSK)或四相移相键控(QPSK)。

如图3所示，一个典型通信脉冲串16具有一个训练序列20，一个防护期间18与两个数据脉冲串22、24。训练序列20对数据脉冲串22、24进行分离，防护期间18对通信脉冲串进行分离，旨在使不同发射机发出的脉冲串在不同的时间到达。两个数据脉冲串22、24包含通信脉冲串的数据，且在一般情况下具有相同的符号长度。该中部训练序列(midamble)包含一个训练序列。

接收机28的天线40接收各种射频信号。接收到的信号经解调器42解调后生成一个基带信号。基带信号由例如信道估算装置44和SIC-JD装置46在时隙中并使用指配给对应发射机26的响应通信脉冲串代码进行处理。信道估算装置44使用基带信号中的训练序列分量提供信道信息，例如信道脉冲响应。然后SIC-JD装置46利用信道信息将接收到的通信脉冲串的发射数据作为硬符号进行估算。

SIC-JD装置46利用信道估算装置44所提供的信道信息以及发射机26使用的已知扩展代码对接收到的各种通信脉冲串数据进行估计。尽管本文中将SIC-JD装置46与TDD/CDMA通信系统结合在一起进行说明，但该方法也适用于其它通信系统，例如CDMA。

图4对在TDD/CDMA通信系统某个特定时隙中进行SIC-JD的一种方法进行了图解说明。在该特定时隙中，若干通信脉冲串相互叠加，例如K个通信脉冲串。K个脉冲串可以来自K个不同的发射机。然而当某些发射机在该特定时隙中使用多个代码时，则K个脉冲串可以来自少于K个发射机。

通信脉冲串16中的两个数据脉冲串22、24均具有预定数量的发射符号，例如N_s。每一个符号均采用预定数目的扩展代码信号片发射，扩展代码即为扩展因数(SF)。在典型的TDD通信系统中，每一个基站(12₁至12₅)的通信数据中均包含一个相关的加扰代码，该加扰代码能够使各基站之间相互区别。一般情况下，加扰代码不会影响扩展因数。尽管在下文中对于使用加扰代码的系统仍旧使用术语“扩展代码”与“扩展系数”，但对于下列情况，“扩展代码”将指加扰代码与扩展代码的组合。因此，数据脉冲串22、24均有N_s×SF个信号片。在经过一个有W个信号片脉冲响应的信道后，每一个接收到的脉冲串的长度均为SF×N_s+W-1，该数值也可以Nc信号片表示。该K个脉冲串中第K^th脉冲串的代码以C^(k)表示。

各K^th脉冲串由接收机接收并可用下列公式1表示：

r ^(k)＝A^(k) d ^(k)，k＝1…K                 公式1

r ^(k)为接收到的该K^th脉冲串基值，A^(k)为组合信道响应(一个N_c×N_s矩阵)。A^(k)矩阵中j^th列为d^(k)的j^th元素的符号响应s^(k)的零填充型式。该符号响应s^(k)为该脉冲串的估算响应 h ^(k)与扩展代码C^(k)的卷积。 d ^(k)为脉冲串中发送的未知数据符号。各K^th脉冲串的估算响应 h ^(k)的长度为W个信号片，可用下列公式2表示：

${\underset{\‾}{h}}^{\left(k\right)}={\mathrm{\γ}}^{\left(k\right)}\·{\underset{\‾}{\overset{~}{h}}}^{\left(k\right)}$ 公式2

其中γ^(k)表示发送机增益和/或路径损耗；

表示脉冲串特有的衰落信道响应；而对于类似信道的一个脉冲串组群，

表示组群特有的信道响应。对于上行线路通信，各脉冲串的 h ^(k)、γ^(k)以及

互不相同；对于下行线路通信，各脉冲串的

均相同，而γ^(k)不同。而如果在下行线路中采用传输分集制，则各脉冲串的γ^(k)和 均互不相同。

通过无线电信道接收到的所有K脉冲串总向量可用公式3表示：

$\underset{\‾}{r}=\underset{i=1}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}{\underset{\‾}{r}}^{\left(k\right)}+\underset{\‾}{n}$ 公式3

其中 n表示一个零-平均噪声向量。

如果将所有数据脉冲串的A^(k)合并进矩阵A，各脉冲串的所有未知数据 d ^(k)合并进矩阵 d，则公式1即变为了公式4。

r＝A d+ n                             公式4

各K^th脉冲串的接收功率由SIC-JD依据接收机28的先验知识、来自脉冲串特定训练序列的脉冲串信道估算或者匹配滤波器组测定。该K脉冲串依据其测定的接收功率大小，按递减顺序排列。

功率等级大体相同(例如处于同一个阈内)的脉冲串编组在一起并安排在G个组中，48。该G个组依据各组的功率大小，按递减顺序排列，例如，顺序为从组1开始至G，该组1具有最高的接收功率。图5为SIC-JD装置46根据G个组进行SIC-JD的图解。

对于最高接收功率的组1来说，仅该组中脉冲串符号响应矩阵A_g ⁽¹⁾是确定了的，该矩阵仅包含组1中脉冲串的符号响应。同时组1的接收向量 r以x_g ⁽¹⁾表示。因此，对于组1，公式4变为公式5。

x _g(1)＝A_g ⁽¹⁾ d _g ⁽¹⁾+ n                          公式5

其中 d _g ⁽¹⁾为组1脉冲串中的数据。公式5体现了符号间干扰(ISI)与多址干扰(MAI)的作用。因此，其它组(组2至组G)的作用不予考虑。

接收向量 x _g ⁽¹⁾经组1的匹配滤波66₁滤波后变为组1中脉冲串的符号响应，该过程以公式6，50表示。

${\underset{\‾}{y}}_g^{\left(1\right)}=A_g^{\left(1\right)H}{\underset{\‾}{x}}_g^{\left(1\right)}$ 公式6

其中 y _g ⁽¹⁾为匹配滤波结果。

组1的联合检测装置68₁对组1进行联合检测，利用匹配滤波结果y _g ⁽¹⁾作出软判决估算 一种联合检测的方法是按照公式7计算最小二乘方、迫零结果。

${\underset{\‾}{\overset{^}{d}}}_{g,\mathrm{soft}}^{\left(1\right)}={\left(A_g^{{\left(1\right)}^H}{A}_g^{\left(1\right)}\right)}^{-1}{\underset{\‾}{y}}_g^{\left(1\right)}$ 公式7

A_g ^(1)H为A_g ⁽¹⁾的埃尔米特形式。另外一种方法是根据公式8计算最小均方误差结果。

${\underset{\‾}{\overset{^}{d}}}_{g,\mathrm{soft}}^{\left(1\right)}={(A_g^{{\left(1\right)}^H}{A}_g^{\left(1\right)}+{\mathrm{\σ}}^{2}I)}^{-1}{\underset{\‾}{y}}_g^{\left(1\right)}$ 公式8

其中I为单位矩阵，σ²为标准差。

这种方法仅对一组脉冲串进行联合检测，其优点在于对单个组进行分析的复杂度要低于对所有信号进行分析的复杂度。由于A_g ^(1)H与A_g ⁽¹⁾均为条状码组托普利兹矩阵，因此公式7或8求解过程的复杂度也得到了降低。另外，在运用Cholesky分解时所导致的性能降低也可忽略不计。对多个的脉冲串进行Cholesky分解是相当复杂的，然而当对一个较小的用户组进行Cholesky分解时，其复杂度可显著降低。

软判决-硬判决块70₁将软判决 作为组1的接收数据转换为硬判决 54。在对其它低功率组进行处理时，组1对低功率组产生的多重进接干扰由一个组1干扰生成块721依据公式9进行估算，56。

${\underset{\‾}{\overset{^}{r}}}^{\left(1\right)}=A_g^{\left(1\right)}{\underset{\‾}{\overset{^}{d}}}_{g,\mathrm{hard}}^{\left(1\right)}$ 公式9

其中 为组1赋予 r的估算基值。

对于相邻的组2，在接收向量 x _g ⁽¹⁾中减掉(例如通过减法器74₁)组1的估算基值后得到 x _g ⁽²⁾，如公式10，58所示。

${\underset{\‾}{x}}_g^{\left(2\right)}={\underset{\‾}{x}}_g^{\left(1\right)}-{\underset{\‾}{\overset{^}{r}}}^{\left(1\right)}$ 公式10

其结果是，可以有效地消除接收信号中由组1产生的多重进接干扰。下一个最强功率组(即组2)使用 x _g ⁽²⁾，并通过组2匹配滤波器66₂、组2JD块68₂、软判决—硬判决块70₂以及组2干扰生成块72₂，60进行类似处理。所生成的组2干扰

将从组2的干扰取消信号中减掉(例如通过减法器24₂)，从而得到 ${\underset{\‾}{x}}_g^{\left(2\right)}-{\underset{\‾}{\overset{^}{r}}}^{\left(2\right)}={\underset{\‾}{x}}_g^{\left(3\right)},$ 62。使用该程序，可以逐次对各组进行处理，直至最后的组G。由于组G为最后一组，因此不需要生成干扰信号。从而组G仅需使用组G匹配滤波器66_G、组GJD块68_G以及用于恢复硬字符软判决—硬判决块70_G，64。

当在UE 14₁上进行SIC-JD时，未必需要对所有的组进行处理。如果UE 14₁要接收的所有脉冲串均处在最高接收功率组或较高接收功率组中，则UE 14₁仅需对包含其脉冲串的组群进行处理。因此，UE 14₁所需的处理可进一步简化。UE 14₁处理的简化可降低功率消耗，从而延长电池寿命。

由于N_c×K·N维矩阵被G个JD维级N_c×n_i·N_s(其中，i＝1至G，n_i为i^th组中脉冲串数)所取代，SIC-JD的复杂度低于单步JD。JD的复杂度与要联合检测的脉冲串数的平方至立方成正比。

该方法的优点在于实现了计算复杂度与性能之间的平衡。若将所有的脉冲串置于一个单一组中，则求解问题可简化为JD问题。通过将所有的脉冲串强制置于同一组中，或者使用较宽的阈值，即可实现单一编组。另一方面，当组群仅包含一个信号或者仅接收到一个信号时，求解可简化为SIC-LSE问题。而使用较窄的阈值，或者通过硬限制各组的规模以将各脉冲串强制置于各自组中，即可实现这种条件。通过选择阈值，可以任意实现性能与计算复杂度之间的平衡。

图6至12为在各种多路衰落信道条件下，SIC-JD与完全JD以及RAKE类接收机的误码率(BER)性能比较的模拟结果。所选参数为3G UTRA TDD CDMA系统参数：SF＝61；W＝57。每个TDD脉冲串/时隙的长度为2560信号片或667微秒。这些脉冲串带有两个各带N_sQPSK符号的数据字段、一个训练序列栏和一个防护期间。每一次模拟的运行范围为1000个时隙。在任何情况下，脉冲串数K均选定为8。此处假定所有接收机均准确地知道各脉冲串的信道响应，从而可正确地对这些脉冲串进行排序与编组。同时假定信道响应在一个时隙上为非时变响应，而逐次时隙经受非相关信道响应。在本模拟中未使用信道编码。JD算法联合检测所有K脉冲串。RAKE类接收机为一个i^th脉冲串代码用匹配滤波器组 $({\underset{\‾}{\overset{^}{d}}}^{\left(i\right)}=A^{{\left(i\right)}^H}{\underset{\‾}{r}}^{\left(i\right)}).$ 最大比例合并器(MRC)级隐含在这些滤波器中，因为它们与整个符号响应相匹配。

性能模拟是在衰落信道条件下使用ITU信道模型定义的多径程序文件进行的，ITU信道模型包括Indoor A、Pedestrian A、Vehicular A模型，以及3GPP UTRA TDD Working Group 4 Case 1、Case 2与Case 3模型。在Vehicular A和Case 2信道内，在1％-10％BER范围内与完全JD相比，SIC-JD经历了一个最高1分贝(dB)的递降。对于所有其它信道，SIC-JD与完全JD的性能偏差均处于0.5dB范围内。由于Vehicular ACase 2是所有研究情况中的最差情况，因此只提供其性能曲线图。在模拟的所有信道中，Vehicular A和Case 2信道具有最大的延迟扩展。Vehicular A为6分支模型，其相对延迟分别为0、310、710、1090、1730和2510纳秒，相对平均功率分别为0、-1、-9、-10、-15和-20分贝(dB)。Case 2为3分支模型，其各分支具有相同的平均功率且相对延迟分别为0、976和1200纳秒。

图6与图7在两种多路衰落信道条件下将SIC-LSE接收机的误码率(BER)及信号片级信噪比(SNR)性能与完全JD及RAKE类接收机进行了比较。组的规模强制性设置为1，以在发送机与接收机内均形成K组。图中还展示了加成性高斯白噪声(AWGN)信道中二进制移相键控(BPSK)误码率(BER)理论值；AWGN信道规定了BER的下界。BER在所有脉冲串范围内进行平均。图6表示的是一个不同信道的例子，在该例中假定各脉冲串所通过的衰落信道相互独立，但是所有信道都具有能够得出相同平均信噪比(SNR)的相同平均功率。在此种情况下， (i＝1至K)各不相同，而γ⁽ⁱ⁾(i＝1至K)均相同。此种情况存在于功率控制只补偿长期衰落和/或路径损耗而不补偿短期衰落的上行线路中。在每一个时隙中，脉冲串均依据相应的 h ⁽ⁱ⁾(i＝1至K)按功率进行布置。图7表示公共信道情况下的类似曲线图。此图中假定所有的脉冲串均通过同一条多径信道(即

i＝1至K)且均相同，而γ⁽ⁱ⁾(i＝1至K)不同。在δ⁽ⁱ⁾的选择上，使按照功率级别布置脉冲串时，两个相邻的脉冲串之间有一个2dB的功率差。例如，此种功率差会存在于基站12₁针对不同的UE(14₁-14₃)脉冲串施加不同传输增益的下行线路中。图6和图7表明，在1％-10％的误码率(BER)范围内，与JD相比，SIC-LSE经受的递降不大于1dB。这正是通常人们所关心的非编码BER(原始BER)范围。由于不能优化处理ISI，RAKE接收机出现了显著递降。由于脉冲串之间功率差增大，SIC-LSE的性能得到了提高，且当功率差为1-2dB(取决于不同的信道)时，其性能即可与完全JD相媲美。

图8、9、10及11在两种多路衰落信道条件下将SIC-JD接收机的BER及SNR性能与完全JD及RAKE类接收机进行了比较。8个代码各在发送机与接收机中被分为4组，每组两个代码。在所有脉冲串范围内求出BER平均值。图8和图9展示的是相异信道的例子，在该例中假定各脉冲串组所通过的衰落信道相互独立，但是所有信道具有能够得出相同平均SNR的相同平均功率。同一组中的所有脉冲串得到相同的信道响应。在此情况下， (g＝1至G)互不相同，而该组中各脉冲串的信道响应h_g ⁽ⁱ⁾(i＝1至n_s)相同。其中n_s为g^th组中脉冲串数。这潜在地代表了上行线路中的多代码情况，在该情况中，每一个UE 14₁发送2个代码。SIC-JD接收机28将与同一个UE 14₁相关的多个代码编在同一个组内，从而形成4个组。图10和图11展示了公共信道的情形。此图中假定所有脉冲串组均通过同一条多径信道，即

(g＝1至n_s)均相同，而γ_g(g＝1至G)不同。选择γ_g时，使依据功率级别安排脉冲串组时，两个相邻的组之间有一个2dB的功率差。这潜在地代表了下行链路中的多代码情况，在此情况下，基站12₁为每一个UE14₁发送2个代码。图10和图11所示趋势与图8和图9中所示观察到的SIC-LSE的性能趋势相似。在1％-10％BER范围内，SIC-LSE的性能与JD相当(即差别不大于1dB)，而该范围正是人们所关心的非编码BER的工作范围。当功率差为1-2dB(取决于不同的信道)时，SIC-LSE的性能即可与完全JD相媲美。如图所示，其性能随两个脉冲串之间功率差的增大而提高。

图12与图10相似，不同之处在于图12中仅有两个脉冲串组，每个组包含4个脉冲串。如图12所示，在1％-10％BER范围内，SIC-JD的性能可与JD相媲美(即差别不大于1dB)。

SIC-JD的复杂度低于完全JD。复杂性的降低源于使用G个JD级维矩阵N_c×n_i·N_s(i＝1至G)取代了单步JD的维矩阵N_c×K·N_s。同时，由于在一般情况下JD涉及到矩阵求逆，且求逆的复杂度与脉冲串数的立方成正比，因此多级JD的总体复杂度将远远低于单级完全JD。而且，SIC部分的复杂度与脉冲串数只为线性关系，因此不会明显削弱SIC-JD在复杂度方面的优势。例如，G-1级干扰消除的复杂度可推导如下。由于A_g ⁽ⁱ⁾的串行列块为第一个列块的移位型式，并且假定

的元素属于4个QPSK构象(格局)点之一，因此可以计算出4n_i个可能向量，这对于计算乘积

是必需的。该步要求每秒进行 $4\mathrm{\α}\·(\mathrm{SF}+W-1)\·\frac{\mathrm{Rate}}{{10}^6}\underset{i=1}{\overset{G-1}{\mathrm{\Σ}}}{n}_i$ 百万次实运算(MROPS)。其中α＝4为执行一次复数乘法运算或乘法与累积(MAC)运算所进行的实运算次数；Rate为每秒进行的SIC-JD次数。由于已计算出上述4n_i个向量， x _g ⁽ⁱ⁺¹⁾的计算要求每秒进行 $\frac{\mathrm{\α}}{2}\·N_s\·(\mathrm{SF}+W-1)\·\frac{\mathrm{Rate}}{{10}^6}\underset{i=1}{\overset{G-1}{\mathrm{\Σ}}}{n}_i$ 百万次实运算。由于只进行复数加法运算，因此执行一次复数运算只需进行两次实运算，故上述公式采用系数

由此，G-1级干扰消除的复杂度可由公式11表示。

$z=\mathrm{\α}(\mathrm{SF}+W-1)\·(4+\frac{N_s}{2})\·\frac{\mathrm{Rate}}{{10}^6}\underset{i=1}{\overset{G-1}{\mathrm{\Σ}}}{n}_i$ 公式11

软判决至硬判决变换的复杂度可忽略不计。

有几种已知的方法可实现JD的矩阵求逆。为说明其复杂度，采用了一种非常有效的近似Cholesky因子算法，与正合Cholesky因子算法相比，该算法涉及的性能损失微不足道。该算法可用于求解组群JD。3GPP UTRA TDD系统中的SIC-JD与完全JD的复杂度见表1。表1对各种不同规模组群的复杂度进行了比较。可以看出，当K增大或组规模减小时，SIC-JD在复杂度方面相对于完全JD的优势也随之增大。当组规模为1时，SIC-LSE的复杂度与K呈线性关系，且当K＝16时，其复杂度为完全JD的33％。注意：UTRA TDD系统中脉冲串的最大数目为16。当采用正合Cholesky分解算法时，SIC-JD在复杂度方面相对于完全JD的优势将更加显著。由于正合Cholesky分解算法对K具有更强的依赖性，因此在通过SIC-JD降低JD维数的同时，其复杂度将进一步降低。

脉冲串总数	SIC-JD的复杂度，以所有K脉冲串的单步JD复杂度百分比形式表示
						K组，每组规模为1(SIC-LSE)	K/2组，每组规模为2	K/4组，每组规模为4	K/8组，每组规模为8
8	63％	67％	76％	100％
					16	33％	36％	41％	57％

如表1所示，当代码数目与规模大小在逐监测间隔的基础上变为完全自适应时，SIC-JD的复杂度平均说来将低于完全JD。平均来说，由于分组阈值的不同，到达接收机的所有脉冲串不具有相同的功率，因此组规模将小于到达的脉冲串总数。另外，如果将最大允许组规模硬限制为小于最大可能脉冲串数，还可能降低峰值复杂度。当到达接收机的脉冲串的功率大致相同而且脉冲串数超过最大允许组规模时，这种方法会导致一定程度的性能降低。为此，SIC-JD提供了一种机理，其可实现性能与峰值复杂度或所需峰值处理功率之间的平衡。

Claims (13)

1.一种用于码分多址时分双工通信系统接收机的方法，其中所述方法用于接收通过一个时隙共享频谱发送的多个数据信号，其特征在于该方法包括：

通过该时隙中的共享频谱接收一个组合信号；

估算每一数据信号的接收功率级；

选择性地对多个数据信号进行分组，其中每组数据信号的接收功率级各处于一定阈值内并且该阈值可进行调节以使接收机获得一个理想的误码率；以及

单独检测每一组中数据信号的数据。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于对各数据信号接收功率级的估算部分依据接收机的先验知识。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于对各数据信号接收功率级的估算部分依据与各数据信号相关的训练序列的功率级。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于使用一组匹配滤波器(66)对各数据信号的接收功率级进行估算，每一个匹配滤波器(66₁-66_G)均与一个相应数据信号代码相匹配。

5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于该一定阈功率级为2分贝。

6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于该一定阈功率级为1分贝。

7.根据权利要求1所述的方法，其特征在于该一定阈值可在1％-10％范围内调整。

8.根据权利要求1所述的方法，其特征在于所有数据信号被强制分在一个组内，以超越选择性分组步骤。

9.根据权利要求1所述的方法，其特征在于各数据信号被强制分在各自组中，以超越选择性分组步骤。

10.一种用于接收机的方法，该方法可在码分多址时分双工通信系统中对时隙共享频谱发送的数据信号数据进行检测时用于调整复杂度与性能之间的平衡，其特征在于该方法包括：

提供一个第一电路(66，68，70，72)，该电路能够对一组接收到的数据信号的数据进行联合检测，能使用联合检测数据生成干扰并能从接收信号中减去生成的干扰；该第一电路既可对所有数据信号的数据进行联合检测也可对一个单一数据信号的数据进行检测；

提供多个能够逐次重复数据联合检测、生成干扰并减出生成干扰的其他电路(66₁-66_G，68₁-68_G，70₁-70_G，72₁-72_G)，其中其他各电路均能够对一组数据信号或一个单一数据信号进行联合检测；

确定检测数据所需的性能；以及

依据所需性能调整各第一电路和其他电路处理的数据信号量，其中第一电路处理的数据信号量随所需性能的提高而增大，随所需性能的降低而减小。

11.根据权利要求10所述的方法，其特征在于该方法进一步包括：

确定各数据信号的接收功率，其中要对各第一电路和其他电路进行编组，使同一组中的所有数据信号处于一定的阈功率级内；并且若要降低复杂度，可增大该阈值，而要提高性能，可减小该阈值。

12.根据权利要求10所述的方法，其特征在于该方法进一步包括：为降低复杂度，每一组均包含一个数据信号。

13.根据权利要求10所述的方法，其特征在于该方法进一步包括：为提高性能，第一电路组为一个单一组。

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