KR20070022649A - 수신장치, 수신방법, 및 무선 통신 시스템 - Google Patents

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노리유키 마에다
켄이치 히구치
마모루 사와하시
슈세이 요시다
마사유키 키마타
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가부시키가이샤 엔티티 도코모
닛뽕덴끼 가부시끼가이샤
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Abstract

CDMA 방식을 사용하여 신호의 수신을 행하는 수신장치에, M개(M은, 양의 정수)의 송신 안테나로부터 송신된 송신신호, N개(N은, 양의 정수)의 수신 안테나에 의해 수신하는 수신장치로서, 각 수신 안테나에서 수신한 수신신호를 1차 복조하여 각 송신 안테나로부터의 송신 신호를 추정하고, 추정결과에 기초하여 멀티패스 환경에 있어서의 수신 안테나마다의 각 패스의 수신 신호를 재생하는 멀티패스 수신신호 재생수단과, 상기 각 수신 안테나에서 수신한 수신신호로부터 착안하는 패스 이외의 패스의 상기 재생 수신신호를 감소하는 멀티패스 간섭 캔슬 수단과, 상기 감소한 신호를 사용하여 2차 복조를 행하는 복조수단을 구비함으로써 달성된다.
수신장치, 복조, 송신 안테나, 수신 안테나, 무선 통신 시스템, 멀티패스 수신신호, 멀티패스 간섭

Description

수신장치, 수신방법, 및 무선 통신 시스템{RECEIVER APPARATUS, RECEIVING METHOD, AND WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}
본 발명은, 복수 안테나를 사용하여 신호의 복조(신호 분리)를 하는 수신장치, 수신방법, 및 무선 통신 시스템에 관한 것이다.
제 4 세대 이동체 통신의 무선 통신방식에 있어서는, 고속의 전송 속도를 실현하는 것이 중요하다. 이러한 관점으로부터, 복수의 송수신 안테나를 사용하여 신호 전송을 하는 MIM0(Multi-Input Multi-Output, 복수 입출력) 채널을 사용한 신호 전송법에 있어서, 각 송신 안테나로부터 다른 신호를 동일 시각, 동일 주파수를 사용하여 송신하는 MIMO 다중법(MIM0 Multiplexing)의 기술이 주목되고 있다.
도 14는, MIMO 다중법을 설명하기 위한 도면이고, 복수의 안테나를 사용한 MIM0 통신 시스템의 구성을 도시하는 도면이다. 이 시스템에 의하면, 송신측의 복수의 안테나(10111 내지 1011N)로부터 각각 다른 신호를 동일 주파수를 사용하여 보내고, 수신측에 있어서도 복수의 안테나(10211 내지 1021N)를 사용하여 그 모두를 동시에 수신함으로써, 전송대역을 늘리지 않고서, 송신 안테나 수에 비례한 전송 속도의 고속화가 가능하다(예를 들면, 비특허문헌 1 참조).
또한, MIMO라고 총칭되는 기술의 하나로 BLAST(Bell Labs Layered Space-Time)가 있다. BLAST는, 다른 정보를 복수의 송신 안테나로부터 동일 주파수에 있어서 동시에 병렬 전송하고, 수신측에서 간섭 억압으로 제어된 다이버시티 수신과 레플리카 감산에 의해서 신호 분리를 하는 방식이다(예를 들면, 비특허문헌 1 참조).
상기와 같이, MIMO 다중법에서는 고속의 전송 속도를 실현하는 것이 가능하지만, 복수 송신 안테나로부터 다른 데이터 계열이 동일한 주파수 대역, 시간 슬롯으로 송신되기 때문에, 수신장치에서는 수신신호로부터 각 송신 안테나로부터 송신된 송신 신호 계열을 추출하는 신호 분리가 복조를 위해서 필요하게 된다.
MIMO 다중에 있어서의 신호 분리법에 대해서는 다양한 방법이 제안되어 있다. 예를 들면, 최소 평균 자승 오차법(MMSE)이나 ZF(Zero Forcing) 등의 선형필터를 사용한 신호 분리 알고리즘은, 송신 안테나 수와 동일하거나 그것보다도 많은 수의 수신 안테나에서 수신한 복수의 수신신호를, 착안하는 송신 안테나 이외의 송신 안테나로부터의 수신 신호 전력을 억압하도록 합성하는 방법이며, 수신측의 연산량은 비교적 적어도 된다는 특징이 있다.
또한, 최우 검출법(MLD)을 사용한 신호 분리 알고리즘은, 각 송신 안테나로부터의 수신신호의 레플리카 후보를 생성하고, 수신신호와 전송신 안테나로부터의 수신신호의 레플리카 후보의 합과의 유클리드 거리가 최소로 되는 수신신호 레플리카를 구함으로써, 가장 확실할 것 같은 각 송신 안테나의 송신 신호 계열을 추정하는 방법이며, 상기한 MMSE와 비교하여, 신호 분리 정밀도가 높고, 복조 성능은 우 수하지만, 신호 분리에 요하는 연산량은 안테나 수에 비례하여 지수적으로 증가한다는 결점이 있다. 그래서, MLD에서의 연산량을 저감시키기 위해서, QR 분해를 이용하여 MLD에서의 2승 유클리드 거리를 계산하는 신호점 후보를 대폭 삭감하는 방법이 제안되어 있다(예를 들면, 비특허문헌 2 참조).
그런데, 직접 확산(DS) CDMA는 종래의 정보 데이터 변조신호를 고속 레이트의 확산 부호로 확산하는 2차 변조를 행하여 전송함으로써 복수의 통신자가 동일한 주파수대를 사용하여 통신을 하는 방식이며, DS-CDMA를 사용한 무선 통신에서는, 신호 전송 대역폭의 광대역화에 의해, 멀티패스 페이딩(주파수 선택성 페이딩)이 생기고, 송신 신호는 서로 전파 지연시간이 다른 복수의 멀티패스로 분리되어 수신된다.
DS-CDMA에서의 수신에서는, 이 복수의 패스를 합성하는 Rake 수신에 의해 수신 품질을 개선할 수 있지만, 다른 패스간에는 간섭(이하, 멀티패스 간섭이라고 한다)이 생기기 때문에 Rake 수신에 의한 수신 품질 개선이 오프셋된다.
상기 멀티패스 간섭은, 확산 부호를 승산하는 스피드인 칩 레이트와 정보 심벌의 심벌 레이트의 비로 정의되는 확산율의 역수에 크기가 비례한다. 이 때문에, 정보 비트 레이트를 증대시키기 위해서 확산율을 1에 근접시키면, Rake 수신효과보다도 멀티패스 간섭에 의한 수신 품질의 열화 쪽이 지배적으로 되고, 고속 데이터 전송시에 수신 특성이 열화한다는 문제가 있었다. 그래서, 이러한 문제를 해결하기 위해서, 멀티패스 간섭 캔슬러가 제안되어 있다(예를 들면, 비특허문헌 3 참조).
이 멀티패스 간섭 캔슬러는, 비특허문헌 3에 기재되어 있는 것처럼, 임시의 Rake 수신 결과에서 추정된 송신 신호 계열과 각 수신 패스의 채널 계수(전파로의 복소 포락선)를 기초로 패스마다의 수신신호 계열을 추정하고, 수신신호로부터 어떤 패스 이외의 모든 추정한 수신신호 계열을 빼는 것을, 패스수분 반복함으로써 얻어지는 멀티패스 간섭을 저감한 패스마다의 수신신호를 사용하여 최종적인 Rake 수신을 함으로써, 멀티패스 환경하에서의 고품질 수신을 실현하고 있다.
또한, DS-CDMA를 사용한 무선 통신에 있어서의 MIMO 다중에서의 멀티패스 간섭의 영향을 저감시키는 신호 분리법으로서, 다른 송신 안테나로부터의 수신신호에 의해 생기는 간섭의 억압과 멀티패스 간섭의 억압을 동시에 행하는 2차원 MMSE도 제안되어 있다.
비특허문헌 1: G.J.Foschini, Layered Space-Time Architecture for Wireless Communication in a Fading Environment When Using Multiple Antennas, Bell Labs Technical Journal, Vol.1, No.2, autumn 1996, pp41-59.
비특허문헌 2: Bin Dong, Xaodong Wang, and Amaud Doucet, "Sampling-based
Near-optimal MIMO demodulation Algorithms," in Proc.42nd IEEE Conference on Decision and Control, Hawaii, Dec.2003.
비특허문헌 3: K.Higuchi, A.Fujiwara, and M.Sawahashi, "Multipath Interference Canceller for High-Speed Packet Transmission With Adaptive Modulation and Coding Scheme in W-CDMA Forward Link," IEEE J.Select. Areas Commun., Vol.20, No.2, pp.419-432, February 2002.
비특허문헌 4: Frederik Petre et.Al," Combined Space-Time Chip Equalization And Parallel Interference Cancellation For DS-CDMA Downlink With Spatial Multiplexing," in Proc.IEEE PIMRC2002.
발명이 해결하고자 하는 과제
여기에서, DS-CDMA를 사용한 무선 통신에 정보 비트 레이트의 고속화를 위해서, 상기한 MIM0 다중법을 적용하는 것을 생각하면, 우선 1송신 안테나당의 정보 비트 레이트를 증대시키기 위해서 확산율을 작게 하지 않으면 안 된다. 이 경우, 도 15에 도시하는 바와 같이, 동일한 수신 타이밍의 패스끼리의 송신 안테나간의 상호 간섭(상기 도 15a 참조)에 더하여, 전송신 안테나의 다른 수신 타이밍의 멀티패스로부터의 멀티패스 간섭(상기 도 15b, 도 15c 참조)이 생긴다. 이 때문에, 수신측에서의 신호 분리의 정밀도는, 앞서 언급한 1안테나 송신시의 Rake 수신과 마찬가지로, 멀티패스 간섭의 영향으로 크게 열화한다고 생각된다.
앞서 제안된 멀티패스 간섭 캔슬러에서는 1안테나로부터만 신호가 송신되는 경우의 구성이며, MIMO 다중시에 적용하더라도, Rake 수신에서는 고정밀도의 송신 신호 계열의 추정을 할 수 없다.
또한, 도 15로부터 분명한 것처럼, MIMO 다중시에 있어서의 멀티패스 간섭은 동일 송신 안테나로부터의 간섭뿐만 아니라, 다른 송신 안테나로부터의 수신신호로부터도 생기기 때문에, 고정밀도의 수신을 위해서는, 이들의 멀티패스 간섭도 억압할 필요가 있다.
그렇지만, 상기한 MMSE는 원리적으로 MLD와 비교하여 신호 분리 정밀도가 나쁘고, 수신측에서 최적의 성능이 얻어지지 않는다. 또한, 2차원 MMSE에서는, 다른 송신 안테나로부터의 수신신호에 의해 생기는 간섭의 억압에 더하여, 멀티패스 간섭도 억압하도록 필터계수가 제어되기 때문에, 신호 분리 정밀도의 열화가 더욱 커진다는 문제가 있었다.
본 발명은, 상기와 같은 문제점에 비추어 이루어진 것으로, 그 과제로 하는 것은, 멀티패스 간섭에 의한 수신 특성의 열화를 억압하여 고정밀도의 신호 분리를 실현할 수 있는 수신장치, 수신방법, 및 무선 통신 시스템을 제공하는 것이다.
과제를 해결하기 위한 수단
본 발명은, CDMA 방식을 사용하여 신호의 수신을 하는 수신장치에 있어서, M개(M은, 양의 정수)의 송신 안테나로부터 송신된 송신 신호를, N개(N은, 양의 정수)의 수신 안테나에 의해 수신하고 있는 것이며, 각 수신 안테나에서 수신한 수신신호를 1차 복조하여 각 송신 안테나로부터의 송신 신호를 추정하고, 추정결과에 기초하여 멀티패스 환경에서의 수신 안테나마다의 각 패스의 수신신호를 재생하는 멀티패스 수신신호 재생수단과, 상기 각 수신 안테나에서 수신한 수신신호로부터 착안하는 패스 이외의 패스의 상기 재생수신신호를 감소하는 멀티패스 간섭 캔슬 수단과, 상기 감소한 신호를 사용하여 2차 복조를 하는 복조수단을 구비하는 것을 특징의 하나로 하고 있다.
또한, 상기 수신장치로서, 상기 멀티패스 수신신호 재생수단은, 상기 1차 복조를, 최소 평균 자승 오차법(MMSE: Minimum Mean Square Error)을 사용하여 실행하는 것을 특징으로 하고 있다.
또한, 상기 수신장치로서, 상기 멀티패스 수신신호 재생수단은, 상기 1차 복조를, 최우 검출법(MLD: Maximum Likelihood Detention)을 사용하여 실행하는 것을 특징으로 하고 있다.
또한, 상기 수신장치로서, 상기 멀티패스 수신신호 재생수단은, QR 분해를 이용한 최우 검출법을 사용하여 복수 패스를 일괄하여 상기 1차 복조를 실행하는 것을 특징으로 하고 있다.
또한, 상기 수신장치로서, 상기 멀티패스 수신신호 재생수단은, QR 분해를 이용한 최우 검출법을 사용하여 패스마다 상기 1차 복조를 실행하는 것을 특징으로 하고 있다.
또한, 상기 수신장치로서, 상기 멀티패스 수신신호 재생수단은, 상기 방법을 사용하여 추정되는 송신 심벌 계열의 확률에 기초하여, 수신신호의 진폭을 제어하는 것을 특징으로 하고 있다.
또한, 상기 수신장치로서, 상기 멀티패스 수신신호 재생수단은, 상기 M개의 송신 안테나로부터 송신되는 기지의 파일럿 신호를 사용하여 채널 계수를 추정하는 것을 특징으로 하고 있다.
또한, 상기 수신장치로서, 소정수의 상기 멀티패스 수신신호 재생수단 및 상기 멀티패스 간섭 캔슬수단을 다단 접속하는 것을 특징으로 하고 있다.
또한, 상기 수신장치로서, 상기 멀티패스 수신신호 재생수단이 다단 접속되는 경우에, 각 단에 있어서, 상기 멀티패스 간섭 캔슬수단에 의해 감소된 신호를 사용하여, 상기 M개의 송신 안테나로부터 송신되는 기지의 파일럿 신호에 기초하여 추정되는 채널 계수 추정치를 갱신하는 것을 특징으로 하고 있다.
또한, 상기 수신장치로서, 상기 복조수단은, 최우 검출법을 사용하여 2차 복조를 하는 것을 특징으로 하고 있다.
또한, 상기 수신장치로서, 상기 복조수단은, QR 분해를 이용한 최우 검출법을 사용하여 복수 패스를 일괄하여 2차 복조를 하는 것을 특징으로 하고 있다.
또한, 상기 수신장치로서, 상기 복조수단은, QR 분해를 이용한 최우 검출법을 사용하여 패스마다 2차 복조를 하는 것을 특징으로 하고 있다.
또한, 상기 수신장치로서, 상기 M개의 송신 안테나로부터 부호 다중된 송신 신호가 송신되었을 때에, 상기 멀티패스 수신신호 재생수단은, 각 수신 안테나에서 수신한 수신신호를 1차 복조하여 확산 부호마다 수신 안테나마다의 각 패스의 수신신호를 재생하고, 상기 멀티패스 간섭 캔슬수단은, 상기 각 수신 안테나에서 수신한 수신신호로부터 착안하는 패스 이외의 패스의 모든 확산 부호에 대응하는 상기 재생수신신호를 감소한 신호를 생성하고, 상기 복조수단은, 상기 감소한 신호를 사용하여 확산 부호마다 2차 복조를 하는 것을 특징으로 하고 있다.
발명의 효과
본 발명의 실시예에 따르면, CDMA 방식을 사용하여 복수의 송신 안테나로부터 다른 데이터를 동시 송신하였을 때에, 멀티패스 간섭을 저감시키고, 다른 송신 안테나로부터 송신된 신호의 고정밀도의 분리를 실현할 수 있다. 그 결과, 멀티패스 페이딩 환경에서의, 수신 품질을 대폭 향상시킬 수 있다.
도 1은 본 발명의 실시형태에 따른 수신장치를 포함하여 구성되는 무선 통신 시스템(1)을 도시하는 도면이다.
도 2는 멀티패스 수신신호 재생부의 제 1 실시형태를 도시하는 구성도이다.
도 3은 멀티패스 수신신호 재생부의 제 2 실시형태를 도시하는 구성도이다.
도 4는 멀티패스 수신신호 재생부의 제 3 실시형태를 도시하는 구성도이다.
도 5는 멀티패스 수신신호 재생부의 제 4 실시형태를 도시하는 구성도이다.
도 6은 채널 계수 추정부의 구성을 도시하는 도면이다.
도 7a는 송신장치로부터 송신되는 송신 신호의 프레임 구성을 도시하는 도면이다.
도 7b는 송신장치로부터 송신되는 송신 신호의 프레임 구성을 도시하는 도면이다.
도 8은 본 발명의 실시형태에 따른 수신장치의 제 2 실시형태를 도시하는 구성도이다.
도 9는 본 발명의 실시형태에 따른 복조부의 제 1 실시형태를 도시하는 구성도이다.
도 10은 본 발명의 실시형태에 따른 복조부의 제 2 실시형태를 도시하는 구성도이다.
도 11은 본 발명의 실시형태에 따른 복조부의 제 3 실시형태를 도시하는 구성도이다.
도 12는 본 발명의 실시형태에 따른 수신장치의 제 3 실시형태를 도시하는 구성도이다.
도 13은 본 발명에 대한 계산기 시뮬레이션의 결과를 도시하는 도면이다.
도 14는 복수의 안테나를 사용한 MIMO 통신 시스템의 구성을 도시하는 도면이다.
도 15는 DS-CDMA에서의 MIMO 다중에서는, 멀티패스 간섭의 영향으로 복조(신호 분리)의 정밀도가 열화되는 것을 설명하기 위한 도면이다.
* 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명 *
1: 무선 통신 시스템
10, 1010: 송신장치
111 내지 11m, 10111 내지 1011n: 송신 안테나
20, 200, 600, 1020: 수신장치
211 내지 21n, 10211 내지 1021n: 수신 안테나
22, 30 내지 50, 70, 211 내지 213, 611 내지 614: 멀티패스 수신신호 재생부
23, 2211, 2212, 2221, 2222, 2231, 2232, 615 내지 618: 멀티패스 간섭 캔슬부
24, 300, 400, 500, 621, 622: 복조부
31, 41, 51, 71, 100, 311, 411, 511: 채널 계수 추정부
32: 선형 필터 계수 계산부
33: 선형 필터링부
341 내지 34m, 42 내지 45, 52 내지 55, 72 내지 75, 312 내지 315, 412 내지 415, 512 내지 5151: 역확산부
351 내지 35m: 송신 심벌 계열 추정부
361 내지 36m, 501 내지 50m, 621 내지 62m, 841 내지 84m: 멀티패스 수신신호 재생 처리부
46, 58, 80, 316, 418, 520: 송신 심벌 후보 생성부
47, 317: 수신신호 레플리카 생성부
48, 60, 82, 318, 420, 522: 우도 계산부
491 내지 49m, 611 내지 61m, 831 내지 83m: 송신 심벌 계열 추정부
56, 76, 77, 416, 516, 517: QR 분해부
57, 78, 79, 417, 518, 519: QH 연산부
59, 81, 419, 521: 변환 신호 레플리카 생성부
101 내지 104: 상관 검출부
111 내지 114: 레플리카 신호 생성부
319, 421, 523: 송신 계열 추정부
631 내지 634, 641 내지 644: 가산기
이하, 본 발명의 실시형태를 도면에 기초하여 설명한다.
도 1은, 본 발명의 실시형태에 따른 수신장치를 포함하여 구성되는 무선 통신 시스템(1)을 도시하는 도면이다. 본 발명에 따른 무선 통신 시스템(1)은, DS-CDMA에서의 MIM0 채널 또는 MIS0(Multi-Input Single-Output, 복수 입력단 출력, 즉, 수신장치의 수신 안테나가 1개) 채널 사용한 시스템이고, 본 실시형태에서는, MIMO 채널을 사용하여 신호 전송이 이루어지는 경우를 예로 들어, 이하 설명한다.
상기 도면에 있어서, 이 무선 통신 시스템(1)은, 송신장치(10)와 수신장치(20)가 무선 통신에 있어서 접속 가능해지고 있다. 송신장치(10)는, 입력되는 송신 데이터 비트 계열을 M개의 송신계열에 시리얼·패러랠 변환하여, 동일의 주파수대 또한 동일의 확산 부호를 사용하여 데이터 변조를 하고, 송신 신호로서 M개의 송신 안테나(111 내지 11m)로부터 동시에 송신한다. 이렇게 하여 송신된 송신 신호는 멀티패스 전파로를 거쳐서 L개의 멀티패스 수신신호로 되어 수신장치(20)에 구비되는 N개의 수신 안테나(211 내지 21n)에서 수신된다. 수신장치(20)는, N개의 수신 안테나(211 내지 21n)와, 멀티패스 수신신호 재생부(22)와, N개의 멀티패스 간섭 캔슬부(231 내지 23n)와, 복조부(24)를 구비하여 구성된다.
여기에서, 송신장치(10)의 송신 안테나(m)로부터 송신된 송신 신호를 Sm(t)로 하면, 수신장치(20)의 수신 안테나(n)에서 수신되는 수신신호 rn(t)는, 다음 식 으로 나타낼 수 있다.
Figure 112006064113814-PCT00001
상기 식에 있어서, hm ,n,l(t)는, 송신 안테나(m)로부터의 송신 신호를 수신 안테나(n)에서 수신하였을 때의 수신 패스(l)에 대한 채널 계수를 나타내고, τ1은 수신 패스(l)의 전파 지연시간을 나타낸다.
다음에, 본 발명에 따른 수신장치(20)의 동작을 설명한다.
수신장치(20)에서는, N개의 수신 안테나(211 내지 21n)에서 수신된 수신신호 rn(t)가, 멀티패스 수신신호 재생부(22)에 입력된다. 멀티패스 수신신호 재생부(22)에서는, N개의 수신 안테나(211 내지 21n)에서 수신된 수신신호를 기초로, 임시의 신호 분리(1차 복조라고 한다)를 행함으로써, 수신 안테나(211 내지 21n)마다 각 송신 안테나(111 내지 11m)로부터의 수신 패스마다의 수신신호 계열
Figure 112006064113814-PCT00002
을 추정하여 출력한다. 상기 1차 복조방법에는, 후술하는 소정의 알고리즘이 사용된다.
다음에, 수신 안테나(211 내지 21n)수분의 각 멀티패스 간섭 캔슬부(231 내지 23n)에서는, 상기 수신 안테나(211 내지 21n)의 수신 신호와, 각 송신 안테나(111 내지 11m)로부터의 수신패스마다의 수신신호 계열을 입력으로 하고, 수신신호로부터 다른 패스의 수신신호 모두를 뺀 멀티패스 간섭 캔슬후의 수신신호 rn,l(t)를 다음 식에 따라서 연산하여, 출력한다.
Figure 112006064113814-PCT00003
복조부(24)는, 상기와 같이 하여 멀티패스 간섭 캔슬부(231 내지 23k)로부터 출력되는 N×L개의 멀티패스 간섭 캔슬 후의 수신신호 rn ,l(t)를 입력으로 하고, 송신 심벌 계열의 우도 또는, 송신 심벌 계열에 의해서 송신된 비트에 대한 우도 λi를 2차 복조 출력으로 하여 후속의 비터비 복호기, 터보 복호기 등의 오류 정정(채널) 복호기에 출력하여 복호처리를 실행시킨다.
이와 같이 본 실시형태에 따르면, 멀티패스 수신신호 재생부에서, 1차 복조가 행하여지고, 송신 신호가 추정된다. 그리고, 그 추정된 송신 신호와 채널 변동치(채널 계수)를 곱함으로써 패스마다의 수신신호를 추정하고, 멀티패스 간섭 캔슬부에서, 수신신호로부터 착안하는 패스 이외의 추정한 수신신호가 감산된다. 이것에 의해, 복조부에서는, 멀티패스 간섭을 제거한 후의 수신신호를 사용하여 복조하는 것이 가능해지고, 고정밀도로 신호 분리를 할 수 있다.
즉, 상향 링크에 DS-CDMA 방식을 사용하여, MIMO 다중법을 적용한 경우라도, 멀티패스 간섭에 기인한 신호 분리 정밀도의 열화를 회피할 수 있다.
도 2는, 도 1에 도시하는 멀티패스 수신신호 재생부의 제 1 실시형태를 도시하는 구성도이다. 본 실시형태에서는, 멀티패스 수신신호 재생부는, 1차 복조방법으로서 MMSE 알고리즘을 사용한다.
상기 도면에 있어서, 이 멀티패스 수신신호 재생부(30)는, 채널 계수 추정부(31)와, 선형 필터 계수 계산부(32)와, 선형 필터링부(33)와, M개의 역확산부(341 내지 34m)와, M개의 송신 심벌 계열 추정부(351 내지 35m)와, M개의 멀티패스 수신신호 재생 처리부(361 내지 36m)로 구성된다.
본 실시형태에 있어서의 멀티패스 수신신호 재생부(30)에서는, 최초에, 채널 계수 추정부(31)에 있어서, N개의 수신 안테나(211 내지 21n)에서 수신된 수신신호 rn(t)를 입력하고, 수신 안테나(211 내지 21n)와 송신 안테나(111 내지 11n; 도 1 참조)의 사이 각각의 각 패스의 채널 계수 hm,n,l이 추정된다.
다음에, 선형 필터 계수 계산부(32)에 있어서 선형 필터의 계수계산, 및 그 구한 선형 필터계수를 사용한 등화를 위한 필터링 처리가 행하여진다. 이들의 처리는, 시간영역의 신호처리에서 실현하는 방법과, 주파수 영역의 신호처리에서 실현하는 방법이 생각되지만, 이하에서는, 주파수 영역에서 신호처리를 하는 방법에 대하여 예를 들어 설명한다.
선형 필터 계수 계산부(32)에서는, 얻어진 채널 계수의 추정치
Figure 112006064113814-PCT00004
를 사용하여, 송신 안테나마다 상기 송신 안테나의 신호의 지연 패스성분과 다른 송신 안테나로부터의 수신 신호 성분을 동시에 억압하는 선형필터의 계수를 계산한다. 구체적으로는, 시간영역에서 파일럿 채널을 사용하여 추정한 채널 추정치
Figure 112006064113814-PCT00005
와, 각 수신 패스의 지연시간
Figure 112006064113814-PCT00006
을 사용하여 송신 안테나(111 내지 11m)와 수신 안테나(211 내지 21n)간의 채널의 임펄스 응답을 구한다.
다음에, 상기한 바와 같이 하여 구해진 채널의 임펄스 응답에 대하여, 선형 필터링하는 블록 사이즈에 상당하는 칩수×오버 샘플링수분의 크기가 되는 Nf 포인트의 FFT를 행함으로써, 송신 안테나(111 내지 11m)로부터의 송신 신호의 수신 안테나(211 내지 21n)에서의 채널 변동치의 주파수 성분인
Figure 112006064113814-PCT00007
을 추정하고, 이것으로부터, n행 m열의 행렬 표기한 채널 행렬
Figure 112006064113814-PCT00008
의 추정치
Figure 112006064113814-PCT00009
를 산출한다. 그리고, 이렇게 하여 산출된
Figure 112006064113814-PCT00010
을 사용하여, FFT 후의 주파수 성분마다, 선형 필터링 계수를 계산한다.
선형 필터의 계수는, ZF 기준 또는 MMSE 기준에 따라서 구할 수 있다.
예를 들면, ZF 기준의 선형필터의 계수는, 다음 식에 의해 구할 수 있다.
Figure 112006064113814-PCT00011
또한, MMSE 기준의 선형필터의 계수는, 다음 식에 의해 구할 수 있다.
Figure 112006064113814-PCT00012
여기서,
Figure 112006064113814-PCT00013
은 잡음성분을 나타낸다.
다음에, 선형 필터링부(33)에서는, Nf 포인트의 FFT에 의해, N 계열의 수신신호 각각을 주파수 영역의 수신신호 Y(f)로 변환한다. 그 후, 주파수 영역의 수신신호 Y(f)에 W(f)를 승산함으로써, 주파수 영역의 채널 변동에 의한 코드 채널간의 직교성의 붕괴(시간영역에서 본 MPII(Multi-Path-Interference))와 송신 안테나간의 간섭을 동시에 등화(억압)한 M개의 송신 신호의 추정치
Figure 112006064113814-PCT00014
를 다음 식에 따라서 생성한다.
Figure 112006064113814-PCT00015
또한,
Figure 112006064113814-PCT00016
은 Nf 포인트의 IFFT 후에 병직렬 변환함으로써 시간영역의 임시의 복조신호(1차 복조신호)
Figure 112006064113814-PCT00017
마다 재변환된다. 이렇게 하여 얻어진 송신 안테나 수분의 임시의 복조계열(1차 복조계열)은, 역확산부(341 내지 34m)에 입력된다. 역확산부(341 내지 34m)에서는, 송신시에 사용한 확산 부호와 동일한 확산 부호로 상기 송신 안테나 수분의 임시의 복조계열을 역확산하고, 역확산신호 zm을 송신 심벌 계열 추정부(351 내지 35m)에 출력한다. 송신 심벌 계열 추정부(351 내지 35m)에서는, 역확산신호 zm을 경판정(hard-decision) 또는 연판정(soft-decision)함으로써 송신 심벌 계열
Figure 112006064113814-PCT00018
을 추정하여 출력한다.
예를 들면, 송신 심벌 계열 추정부(351 내지 35m)에 있어서 경판정을 하는 경우의 실시예는 아래와 같게 된다.
여기에서, 송신 심벌 dm ,i(i는 심벌 후보 번호
Figure 112006064113814-PCT00019
를 나타낸다. 또한, C는 송신 심벌 점수를 나타내고, QPSK이면 C=4, 16QAM이면 C=16임)에 대하여,
Figure 112006064113814-PCT00020
으로 되는 i로부터
Figure 112006064113814-PCT00021
로 한다.
또한, 송신 심벌 계열 추정부(351 내지 35m)에 있어서 연판정을 하는 경우의 실시예는 아래와 같게 된다.
우선, 다음 식에 따라서, 연판정의 비트 계열을 구한다.
Figure 112006064113814-PCT00022
여기서,
Figure 112006064113814-PCT00023
은, 송신 안테나(m)의 비트(i)의 대수 우도비이다.
Figure 112006064113814-PCT00024
상기 식에 있어서, Smin,ν는 제 i 비트가 "ν"인 심벌의 집합 중에서, 송신 신호점 zm으로부터의 유클리드 거리가 최소인 심벌 후보를 나타내고, σ2 은, 잡음 전력을 나타낸다.
연판정 심벌
Figure 112006064113814-PCT00025
는,
Figure 112006064113814-PCT00026
을 사용하여 아래와 같이 추정된다.
Figure 112006064113814-PCT00027
로서,
QPSK의 경우,
Figure 112006064113814-PCT00028
16QAM의 경우,
Figure 112006064113814-PCT00029
최후에, 멀티패스 수신신호 재생 처리부(361 내지 36m)는, 상기한 바와 같이 하여 추정된 송신 심벌 계열
Figure 112006064113814-PCT00030
을 입력하고, 다음 식에 기초하여, 그 입력된 송신 심벌 계열
Figure 112006064113814-PCT00031
에 확산 부호와 채널 계수를 승산함으로써, 수신 안테나마다 각 송신 안테나로부터의 수신 패스마다의 수신신호 계열
Figure 112006064113814-PCT00032
을 다음 식에 따라서 추정하여 출력한다.
Figure 112006064113814-PCT00033
다음에, 상기 멀티패스 수신신호 재생부의 다른 실시형태에 관해서 설명한다.
도 3은, 멀티패스 수신신호 재생부의 제 2 실시형태를 도시하는 구성도이다. 본 실시형태에서는, 멀티패스 수신신호 재생부는, 1차 복조방법으로서 MLD 알고리즘을 사용한다.
상기 도면에 있어서, 이 멀티패스 수신신호 재생부(40)는, 채널 계수 추정부(41)와, N×L개의 역확산부(42 내지 45)와, 송신 심벌 후보 생성부(46)와, 수신신호 레플리카 생성부(47)와, 우도 계산부(48)와, M개의 송신 심벌 계열 추정부(491 내지 49m)와, M개의 멀티패스 수신신호 재생 처리부(501 내지 50m)로 구성된다.
본 실시형태에 있어서의 멀티패스 수신신호 재생부(40)에서는, 최초에, 채널 계수 추정부(41)에 있어서, N개의 수신 안테나(211 내지 21n)에서 수신된 수신신호 rn(t)를 입력하고, 수신 안테나(211 내지 21n)와 송신 안테나(111 내지 11n)의 사이 각각의 각 패스의 채널 계수 hm,n,l이 추정된다.
다음에, N×L개의 역확산부(42 내지 45)에 의해, N개의 수신 안테나(211 내지 21n)에서 수신된 수신신호 rn(t)를 송신시에 사용한 확산 부호와 동일한 확산 부호로 각 패스의 수신 타이밍으로 역확산하고, N×L개의 각 수신 안테나에서의 각 패스의 역확산신호 zn,l을 구한다.
송신 심벌 후보 생성부(46)는, 각 송신 안테나에 대한 송신 심벌 dm ,i(i는 심벌 후보번호
Figure 112006064113814-PCT00034
를 나타내고, C는, 송신 심벌 점수를 나타내고, 예를 들면, QPSK이면 C=4, 16QAM 이면 C=16임)를 생성하여 출력한다.
수신신호 레플리카 생성부(47)는, 송신 심벌 후보 생성부(46)에서 생성된 송신 심벌과, 채널 계수 추정부(41)에서 추정된 채널 계수를 입력하여 수신신호 레플리카
Figure 112006064113814-PCT00035
를 다음 식에 따라서 생성하여 출력한다.
Figure 112006064113814-PCT00036
우도 계산부(48)는, 수신 역확산 신호 zn,l과 수신신호 레플리카
Figure 112006064113814-PCT00037
를 입력하고, 다음 식에 따라서 오차연산을 한다.
Figure 112006064113814-PCT00038
송신 심벌 계열 추정부(491 내지 49m)에서는, 각 송신 안테나에 대응하는 생성한 송신 심벌과 그것에 대응하는 오차신호를 입력하여, 최소 오차를 선택하고, 상기 오차를 주는 송신 심벌 계열
Figure 112006064113814-PCT00039
을 추정한다. 이 송신 심벌 계열 추정부(491 내지 49m)에 있어서 경판정을 하는 경우의 실시예는 아래와 같게 된다.
Figure 112006064113814-PCT00040
Figure 112006064113814-PCT00041
Figure 112006064113814-PCT00042
이 최소로 되었을 때의 로부터, 로 한다.
또한, 송신 심벌 계열 추정부(491 내지 49m)에 있어서 연판정을 하는 경우의 실시예는 아래와 같게 된다.
우선, 다음 식에 따라서, 연판정의 비트 계열을 구한다.
Figure 112006064113814-PCT00043
여기서,
Figure 112006064113814-PCT00044
은, 송신 안테나(m)의 비트(i)의 대수 우도비이다.
Figure 112006064113814-PCT00045
상기 식에 있어서, emin,ν는, 제 i 비트가 "ν"인
Figure 112006064113814-PCT00046
의 최소치, σ2(n)은 잡음 전력을 나타낸다.
연판정 심벌
Figure 112006064113814-PCT00047
은,
Figure 112006064113814-PCT00048
를 사용하여 아래와 같이 추정된다.
Figure 112006064113814-PCT00049
로서,
QPSK의 경우,
Figure 112006064113814-PCT00050
16QAM의 경우,
Figure 112006064113814-PCT00051
최후에, 멀티패스 수신신호 재생 처리부(361 내지 36m)는, 상기한 바와 같이 하여 추정된 송신 심벌 계열
Figure 112006064113814-PCT00052
을 입력하고, 다음 식에 기초하여, 그 입력된 송신 심벌 계열
Figure 112006064113814-PCT00053
에 확산 부호와 채널 계수를 승산함으로써,
수신 안테나마다 각 송신 안테나로부터의 수신 패스마다의 수신신호 계열
Figure 112006064113814-PCT00054
을 다음 식에 따라서 추정하여 출력한다.
Figure 112006064113814-PCT00055
도 4는, 멀티패스 수신신호 재생부의 제 3 실시형태를 도시하는 구성도이다. 본 실시형태에서는, 멀티패스 수신신호 재생부는, 1차 복조방법으로서 패스 일괄처리를 하는 MLD 알고리즘을 사용한다.
상기 도면에 있어서, 이 멀티패스 수신신호 재생부(50)는, 채널 계수 추정부(51)와, N×L개의 역확산부(52 내지 55)와, QR 분해부(56)와, QH 연산부(57)와, 송신 심벌 후보 생성부(58)와, 변환 신호 레플리카 생성부(59)와, 우도 계산부(60)와, M개의 송신 심벌 계열 추정부(611 내지 61m)와, M개의 멀티패스 수신신호 재생 처리부(621 내지 62m)로 구성된다.
본 실시형태에 있어서의 멀티패스 수신신호 재생부(50)에서는, 최초에, 채널 계수 추정부(51)에 있어서, N개의 수신 안테나(211 내지 21n)에서 수신된 수신신호 rn(t)를 입력하고, 수신 안테나(211 내지 21n)와 송신 안테나(111 내지 11n)의 사이 각각의 각 패스의 채널 계수 hm,n,l이 추정된다.
다음에, N×L개의 역확산부(52 내지 55)에 의해, N개의 수신 안테나(211 내지 21n)에서 수신된 수신신호 rn(t)를 송신시에 사용한 확산 부호와 동일한 확산 부호로 각 패스의 수신 타이밍으로 역확산하고, N×L개의 각 수신 안테나에서의 각 패스의 역확산신호 zn,l을 구한다.
다음에, QR 분해부(56)에서는, 채널 계수로 이루어지는 하기의 M행×(N×L)열의 채널 행렬을 생성하고, 채널행렬의 QR 분해를 하여, Q 행렬 및 R 행렬을 출력한다
Figure 112006064113814-PCT00056
채널행렬 (M=4, N=4, L=2일 때의 예)
Figure 112006064113814-PCT00057
상기 QR 분해부(56)로부터 출력되는 Q 행렬은, (N×L)행×M열의 유니터리 행렬이고, QHQ=I를 만족시킨다.
여기에서, H는 공액 복소전치를 나타내고, I는 단위행렬을 나타낸다. 또한, R 행렬은 M행×M열의 상삼각행렬이 된다.
QH 연산부(57)에서는, 다음 식에 따른 연산이 행하여진다.
Figure 112006064113814-PCT00058
(M=4, N=4, L=2일 때의 예)
송신 심벌 후보 생성부(58)는, 우선, 송신 안테나(M)에 대한 송신 심벌 dM,i를 생성하여 변환 신호 레플리카 생성부(59)에 출력한다. 변환 신호 레플리카 생성부(59)는, 송신 심벌 후보 생성부(58)에서 생성된 송신 심벌과, QR 분해부(56)로부터 출력되는 R 행렬을 입력하고, 변환 신호 레플리카
Figure 112006064113814-PCT00059
를 다음 식에 따라서 생성하여 출력한다.
Figure 112006064113814-PCT00060
우도 계산부(60)는, 우선, xM과
Figure 112006064113814-PCT00061
를 사용하여, 다음 식에 따라서 오차연산을 한다.
Figure 112006064113814-PCT00062
우도 계산부(60)는, 오차연산을 한 후, 송신 안테나(M)에 대응하는 생성한 송신 심벌과 그것에 대응하는 오차신호를 입력하고, 오차가 작은 SM개의 송신 안테나(M)에 대응하는 송신 심벌 계열
Figure 112006064113814-PCT00063
과 그 때의 오차
Figure 112006064113814-PCT00064
를 보유한다.
다음에, 송신 심벌 후보 생성부(58)는, 송신 안테나(M-1)에 대한 송신 심벌
Figure 112006064113814-PCT00065
을 생성하여 출력한다.
변환 신호 레플리카 생성부(59)는, 송신 안테나(M)에 대응하는 SM개의 송신 심벌 계열과 송신 안테나(M-1)에 대한 송신 심벌로부터 R 행렬을 입력으로 하여 변환 신호 레플리카
Figure 112006064113814-PCT00066
를 다음 식에 따라서 생성하여 출력한다.
Figure 112006064113814-PCT00067
우도 계산부(60)는, 이어서, 오차연산을 다음 식에 의해 행하고,
Figure 112006064113814-PCT00068
오차가 작은 SM -1개의 송신 안테나(M)와 송신 안테나(M-1)에 대응하는 송신 심벌 계열의 조합
Figure 112006064113814-PCT00069
과 그 때의 오차
Figure 112006064113814-PCT00070
를 보유한다.
동일하게 하여, 송신 심벌 후보 생성부(58)는, 송신 안테나(m)에 대한 송신 심벌 dm,i를 생성하여 출력한다. 변환 신호 레플리카 생성부(59)는, 송신 안테나(m+1)로부터, 송신 안테나(M)에 대응하는 Sm+1개의 송신 심벌 계열과 송신 안테나(m)에 대한 송신 심벌과 R 행렬을 입력으로 하여 변환 신호 레플리카
Figure 112006064113814-PCT00071
를 다음 식에 따라서 생성하여 출력한다.
Figure 112006064113814-PCT00072
우도 계산부(60)는, 오차연산을 다음 식에 따라서 행하고,
Figure 112006064113814-PCT00073
오차가 작은 Sm개의 송신 안테나(M)로부터 송신 안테나(M)에 대응하는 송신 심벌 계열의 조합
Figure 112006064113814-PCT00074
과 그 때의 오차
Figure 112006064113814-PCT00075
를 보유한다.
이상의 조작을 반복함으로써, 얻어진 C·S2개의 전송신 안테나에 대응하는 송신 심벌 계열의 조합
Figure 112006064113814-PCT00076
와 그 때의 오차
Figure 112006064113814-PCT00077
를 얻는다(j=1 내지 C·S2의 정수).
송신 심벌 계열 추정부(611 내지 61m)에서는, 각 송신 안테나에 대응하는, 살아 남은 송신 심벌과 그것에 대응하는 오차신호를 입력으로 하고, 최소오차를 선택하여, 상기 오차를 주는 송신 심벌 계열을 추정한다.
송신 심벌 계열 추정부(611 내지 61m)에 있어서 경판정을 하는 경우의 실시예는 이하와 같게 된다.
Figure 112006064113814-PCT00078
Figure 112006064113814-PCT00079
Figure 112006064113814-PCT00080
가 최소로 되었을 때의 로부터 로 한다.
또한, 송신 심벌 계열 추정부(611 내지 61m)에 있어서 연판정을 하는 경우의 실시예는 아래와 같게 된다.
우선, 다음 식에 따라서, 연판정의 비트 계열을 구한다.
Figure 112006064113814-PCT00081
여기서,
Figure 112006064113814-PCT00082
는, 송신 안테나(m)의 비트 i의 대수 우도비이다.
Figure 112006064113814-PCT00083
상기 식에 있어서, emin,ν는, 제 i 비트가 "ν"이다
Figure 112006064113814-PCT00084
의 최소치, σ2(n)은 잡음 전력을 나타낸다.
연판정 심벌
Figure 112006064113814-PCT00085
은,
Figure 112006064113814-PCT00086
을 사용하여 아래와 같이 추정된다.
Figure 112006064113814-PCT00087
로서,
QPSK의 경우,
Figure 112006064113814-PCT00088
16QAM의 경우,
Figure 112006064113814-PCT00089
최후에, 멀티패스 수신신호 재생 처리부(621 내지 62m)는, 상기한 바와 같이 하여 추정된 송신 심벌 계열
Figure 112006064113814-PCT00090
을 입력하고, 다음 식에 기초하여, 그 입력된 송신 심벌 계열
Figure 112006064113814-PCT00091
에 확산 부호와 채널 계수를 승산함으로써, 수신 안테나마다 각 송신 안테나로부터의 수신 패스마다의 수신신호 계열
Figure 112006064113814-PCT00092
을 다음 식에 따라서 추정하여 출력한다.
Figure 112006064113814-PCT00093
이상 설명한 바와 같이, 본 실시형태에 있어서의 멀티패스 수신신호 재생부의 구성은, 도 3에 도시하는 멀티패스 수신신호 재생부의 구성과 비교하여, 약간의 수신신호 계열의 재생 정밀도의 열화를 허용하면, 오차연산의 회수를 CM회로부터
Figure 112006064113814-PCT00094
회로 대폭 저감시키는 것이 가능하고, 수신장치의 복잡함을 대폭 저감시키는 것이 가능해진다.
도 5는, 멀티패스 수신신호 재생부의 제 4 실시형태를 도시하는 구성도이다. 본 실시형태에서는, 멀티패스 수신신호 재생부는, 1차 복조방법으로서 패스마다 처리를 하는 MLD 알고리즘을 사용한다.
상기 도면에 있어서, 이 멀티패스 수신신호 재생부(70)는, 채널 계수 추정부(71)와, N×L개의 역확산부(72 내지 75)와, L개의 QR 분해부(76, 77)와, L개의 QH 연산부(78, 79)와, 송신 심벌 후보 생성부(80)와, 변환 신호 레플리카 생성부(81)와, 우도 계산부(82)와, M개의 송신 심벌 계열 추정부(831 내지 83m)와, M개의 멀티패스 수신신호 재생 처리부(841 내지 84m)로 구성된다.
본 실시형태에 있어서의 멀티패스 수신신호 재생부(70)에서는, 최초에, 채널 계수 추정부(71)에 있어서, N개의 수신 안테나(211 내지 21n)에서 수신된 수신신호 rn(t)를 입력하고, 수신 안테나(211 내지 21n)와 송신 안테나(111 내지 11n)의 사이 각각의 각 패스의 채널 계수 hm,n,l이 추정된다.
다음에, N×L개의 역확산부(72 내지 75)에 의해, N개의 수신 안테나(211 내지 21n)에서 수신된 수신신호 rn(t)를 송신시에 사용한 확산 부호와 동일한 확산 부호로 각 패스의 수신 타이밍으로 역확산하고, N×L개의 각 수신 안테나에서의 각 패스의 역확산신호 zn,l을 구한다.
다음에, 제 l 번째의 QR 분해부에서는, 제 l 번째의 패스의 채널 계수로 이루어지는 하기의 채널 행렬을 패스수분 생성하고, 각각, 채널행렬의 QR 분해를 하여, Q 행렬 및 R 행렬을 출력한다.
Figure 112006064113814-PCT00095
채널행렬 (M=4, N=4일 때의 예)
Figure 112006064113814-PCT00096
상기 QR 분해부로부터 출력되는 Q1 행렬은, N행×M열의 유니터리 행렬이고, Q1 HQ1=I를 만족시킨다. 또한, R1 행렬은, M행×M열의 상삼각행렬이 된다.
따라서, 제 1 번째의 QH 연산부에서의 연산은,
Figure 112006064113814-PCT00097
(M=4, N=4일 때의 예)
로 기술할 수 있다.
송신 심벌 후보 생성부(80)는, 우선, 송신 안테나(M)에 대한 송신 심벌 dM,i를 생성하여 변환 신호 레플리카 생성부(81)에 출력한다. 변환 신호 레플리카 생성부(81)는, 송신 심벌 dM,i와, R1 행렬을 입력하고, 변환 신호 레플리카
Figure 112006064113814-PCT00098
를 다음 식에 따라서 생성하여 출력한다.
Figure 112006064113814-PCT00099
우도 계산부(82)는, 우선, xM ,l와
Figure 112006064113814-PCT00100
을 사용하여, 다음 식에 따라서 오차연산을 한다.
Figure 112006064113814-PCT00101
우도 계산부(82)는, 오차연산을 한 후, 송신 안테나(M)에 대응하는 생성한 송신 심벌과 그것에 대응하는 오차신호를 입력으로 하고, 오차가 작은 SM개의 송신 안테나(M)에 대응하는 송신 심벌 계열
Figure 112006064113814-PCT00102
와 그 때의 오차
Figure 112006064113814-PCT00103
을 보유한다.
다음에, 송신 심벌 후보 생성부(80)는, 송신 안테나(M-1)에 대한 송신 심벌
Figure 112006064113814-PCT00104
을 생성하여 출력한다.
변환 신호 레플리카 생성부(81)는, 송신 안테나(M)에 대응하는 SM개의 송신 심벌 계열과 송신 안테나(M-1)에 대한 송신 심벌로부터 R 행렬을 입력으로 하여 변 환 신호 레플리카
Figure 112006064113814-PCT00105
를 다음 식에 따라서 생성하여 출력한다.
Figure 112006064113814-PCT00106
우도 계산부(82)는, 이어서, 오차연산을 다음 식에 의해 행하고,
Figure 112006064113814-PCT00107
오차가 작은 SM -1개의 송신 안테나(M)와 송신 안테나(M-1)에 대응하는 송신 심벌 계열의 조합
Figure 112006064113814-PCT00108
과 그 때의 오차
Figure 112006064113814-PCT00109
를 보유한다.
동일하게 하여, 송신 심벌 후보 생성부(80)는, 송신 안테나(m)에 대한 송신 심벌 dm,i를 생성하여 출력한다. 변환 신호 레플리카 생성부(81)는, 송신 안테나(m+1)로부터 송신 안테나(M)에 대응하는 Sm+1개의 송신 심벌 계열과 송신 안테나(m)에 대한 송신 심벌과 R 행렬을 입력으로 하여 변환 신호 레플리카
Figure 112006064113814-PCT00110
를 다음 식에 따라서 생성하여 출력한다.
Figure 112006064113814-PCT00111
우도 계산부(82)는, 오차연산을 다음 식에 따라서 행하고,
Figure 112006064113814-PCT00112
오차가 작은 Sm개의 송신 안테나(M)로부터 송신 안테나(m)에 대응하는 송신 심벌 계열의 조합
Figure 112006064113814-PCT00113
과 그 때의 오차
Figure 112006064113814-PCT00114
를 보유한다.
이상의 조작을 반복함으로써, 얻어진 C·S2개의 전송신 안테나에 대응하는 송신 심벌 계열의 조합
Figure 112006064113814-PCT00115
과 그 때의 오차
Figure 112006064113814-PCT00116
를 얻는다(j=1 내지 C·S2의 정수).
송신 심벌 계열 추정부(831 내지 83m)에서는, 각 송신 안테나에 대응하는, 살아 남은 송신 심벌과 그것에 대응하는 오차신호를 입력으로 하여, 최소 오차를 선택하고, 상기 오차를 주는 송신 심벌 계열을 추정한다.
송신 심벌 계열 추정부(831 내지 83m)에 있어서 경판정을 하는 경우의 실시예는 이하와 같게 된다.
Figure 112006064113814-PCT00117
Figure 112006064113814-PCT00118
Figure 112006064113814-PCT00119
가 최소로 되었을 때의,로부터 로 한다.
또한, 송신 심벌 계열 추정부(831 내지 83m)에 있어서 연판정을 하는 경우의 실시예는 아래와 같게 된다.
우선, 다음 식에 따라서, 연판정의 비트 계열을 구한다.
Figure 112006064113814-PCT00120
여기에서,
Figure 112006064113814-PCT00121
은, 송신 안테나(M)의 비트 i의 대수 우도비이다.
Figure 112006064113814-PCT00122
상기 식에 있어서, emin,ν는,
Figure 112006064113814-PCT00123
의 최소치를 나타내고, σ2(n)는 잡음 전력을 나타낸다.
연판정 심벌
Figure 112006064113814-PCT00124
은,
Figure 112006064113814-PCT00125
을 사용하여 아래와 같이 추정된다.
Figure 112006064113814-PCT00126
로서,
QPSK의 경우,
Figure 112006064113814-PCT00127
16QAM의 경우,
Figure 112006064113814-PCT00128
최후에, 멀티패스 수신신호 재생 처리부(841 내지 84m)는, 상기한 바와 같이 하여 추정된 송신 심벌 계열
Figure 112006064113814-PCT00129
을 입력하고, 다음 식에 기초하여, 그 입력된 송신 심벌 계열
Figure 112006064113814-PCT00130
에 확산 부호와 채널 계수를 승산함으로써, 수신 안테나마다 각 송신 안테나로부터의 수신 패스마다의 수신신호 계열
Figure 112006064113814-PCT00131
을 추정하여 출력한다.
Figure 112006064113814-PCT00132
이상 설명한 바와 같이, 본 실시형태에 있어서의 멀티패스 수신신호 재생부의 구성은, 도 4에 도시하는 멀티패스 수신신호 재생부의 구성과 마찬가지로, 도 3에 도시하는 멀티패스 수신신호 재생부의 구성와 비교하여, 약간의 수신신호 계열의 재생 정밀도의 열화를 허용하면, 오차연산의 회수를 CM회로부터
Figure 112006064113814-PCT00133
회로 대폭 저감시키는 것이 가능하고, 수신장치의 복잡함을 대폭 저감시키는 것이 가능해진다.
도 6은, 본 발명에 따른 채널 계수 추정부의 구성도이고, 도 7a 및 도 7b는, 상기 채널 계수 추정부를 사용하는 경우의 송신장치로부터 송신되는 송신 신호의 구성예를 도시하는 도면이다.
우선, 도 7a 및 도 7b를 참조하면서, 송신장치로부터 송신되는 송신 신호에 관해서 설명한다. 상기 도면에 도시되는 바와 같이, 본 실시형태에서는, 각 송신 안테나(여기에서는, 송신 안테나(1, 2))로부터의 송신 신호에, 송신 안테나마다 다른 4심벌 길이의 파일럿 심벌(사선부)이 데이터 심벌에 대하여 주기적으로 삽입되어 있다. 도 7a에 도시되는 예에서는, 각 송신 안테나의 파일럿 심벌 패턴은 서로 직교하고 있다.
또한, 도 7b에 도시되는 예에서는, 각 송신 안테나의 파일럿 심벌의 확산에 사용되는 확산 부호(C1, C2)가 직교하고 있다.
파일럿 신호의 송신은, 도 7a, 도 7b의 어느 한 방법에 의해서 행하여도 좋고, 송신 안테나간의 파일럿 신호를 직교시킴으로써 고정밀도의 채널 추정이 가능해진다. 상기와 같은 직교 심벌 패턴 또는 직교확산 부호는, 예를 들면, 파일럿 심벌수와 동일한 길이 또는, 파일럿 심벌의 확산율과 동일한 길이의 Walsh 계열을 사용함으로써 생성 가능하다. 이 이후, 송신 안테나(m)의 파일럿 신호계열을 pm(n)으로서 설명을 진행시킨다. 또, n은 칩번호를 나타내는 것으로 한다.
도 6으로 되돌아가서, 본 발명에 따른 채널 계수 추정부의 구성을 설명한다. 이 채널 계수 추정부(100)는, 송신 안테나(m)와 수신 안테나(n) 사이의 각 패스의 채널 계수를 추정하는 기능을 구비한다. 본 예에서는, 3송신 안테나, 4수신 안테나의 경우의 채널 계수 추정부의 구성예를 도시하고 있다. 즉, 이 채널 계수 추정부는, 3×4의 상관 검출부(101 내지 104)와, 파일럿 신호 레플리카 생성부(111 내지 114)를 구비한다. 또, 본 예에서는, 구성 요소가 복수 있는 상관 검출부와, 파일럿 신호 레플리카 생성부의 부호의 말미에 일련번호를 붙이는 것으로서 도시하였다.
우선, 상기 도면을 참조하면서 송신 안테나(1)와 수신 안테나(1)간의 채널 계수 h1,1,l을 추정하는 경우의 동작을 설명한다.
상기 도면에 있어서, 수신 안테나(1)에서 수신된 수신신호 r1은 상관 검출부(101)에 입력된다. 또한, 파일럿 신호 레플리카 생성부(111)에서는 송신 안테나(1)의 파일럿 심벌계열 p1을 생성하여, 상관 검출부(101)에 입력한다.
상관 검출부(101)에서는, 수신신호 r1에 송신 안테나(1)의 파일럿 심벌계열 p1의 복소공액치를 패스(l)의 수신 타이밍을 고려하여 승산한 값을 4파일럿 심벌구간에서 평균화함으로써 송신 안테나(1)와 수신 안테나(1)간의 채널 계수 h1,1,l을 다음 식에 따라서 추정하여 출력한다.
Figure 112006064113814-PCT00134
여기에서, r1(n)은, 파일럿 심벌 n이 수신될 때의 수신신호 r1을 나타낸다. 실제로는 h1,1,l의 추정은 복수의 파일럿 심벌 송신구간에서 얻어진 채널 계수 추정치를 가중 평균함으로써 구하는 것도 가능하다.
동일하게 하여, 수신신호 r1을 입력으로 하는 2단째의 상관 검출부(도시 생략)에서는, 수신신호 r1과 2단째의 파일럿 심벌 레플리카 생성부(도시 생략)에서 생성된 송신 안테나(m)의 파일럿 심벌 계열 pm을 입력으로 하고, 채널 계수 h1,m,l을 추정하여 출력한다.
또한 동일하게 하여, 수신신호 r4와 파일럿 심벌 레플리카 생성부(113)에서 생성되는 송신 안테나(1)의 파일럿 심벌 계열 p1을 상관 검출부(103)에 입력하고, 상관을 구함으로써 채널 계수 h4,1,1을 추정하여 출력한다.
이상의 동작을 반복함으로써, 3송신 안테나와 4수신 안테나간의 각 패스의 채널 계수를 추정할 수 있다. 또한, 상기에서는, 파일럿 심벌이 데이터 심벌에 시간적으로 다중되는 구성을 예를 들어 설명하였지만, 부호 다중을 사용한 경우도 동일한 방법으로 채널 계수 추정치를 얻을 수 있다.
도 8은, 본 발명의 실시형태에 따른 수신장치의 제 2 실시형태를 도시하는 구성도이다. 상기 도면에 도시하는 바와 같이 본 실시형태에서는, 수신장치(200)는, 복수의 멀티패스 수신신호 재생부(211 내지 213)가 시리얼에 멀티패스 간섭 캔슬부(2211, 2212, 2221, 2222, 2231, 2232)를 개재하여 접속되어 있고(본 예에서는, 3단 구성), 최종단에 복조부(231)가 배치되어 있다. 초단의 멀티패스 수신신호 재 생부(211)에는, 상술한 도 2로부터 도 5에 기재된 어느 하나의 임의의 멀티패스 수신신호 재생부의 구성을 적용할 수 있다.
또한, 2단째 이후의 멀티패스 수신신호 재생부(212, 213)에도, 이상에서 설명한 도 2로부터 도 5에 기재된 어느 것인가 임의의 멀티패스 수신신호 재생부의 구성을 적용할 수 있다. 여기에서, 2단째 이후의 제 p 단째의 멀티패스 수신신호 재생부로의 입력 신호
Figure 112006064113814-PCT00135
는, 수신신호와 제 p-1단째의 멀티패스 수신신호 재생부의 출력신호
Figure 112006064113814-PCT00136
를 사용하여, 멀티패스 간섭 캔슬부에 의해 다음 식의 연산에 의해 생성된다.
Figure 112006064113814-PCT00137
상기 식에 따라서 연산되어 얻어진 N×L개의 멀티패스 간섭 캔슬 후의 수신신호
Figure 112006064113814-PCT00138
는 수신 안테나(n), 패스(l)에 대응하는 역확산부(도시 생략)에 입력된다.
또한, 이 구성을 사용한 경우는, 2단째 이후의 제 p 단째의 멀티패스 수신신호 재생부에서의 채널 계수 추정부(도시 생략)에서는, 채널 계수 h11l의 추정에 있어서, 수신신호 rn(t)의 대신에 멀티패스 간섭 캔슬후의 수신신호
Figure 112006064113814-PCT00139
를 사용함으로서 보다 고정밀도의 채널 계수 추정을 할 수 있다(구성의 간단화를 위해, 전단의 멀티패스 수신신호 재생부에서의 채널 계수를 사용하는 것도 마찬가지로 가능하다).
이와 같이 본 실시형태에 따르면, 멀티패스 수신신호 재생부를 복수단 설치함으로써, 후단의 멀티패스 수신신호 재생부에서는, 멀티패스 간섭 캔슬후의 수신신호를 사용하여 고정밀도로 채널 추정, 송신 심벌 계열 추정을 할 수 있고, 결과로서 보다 고정밀도의 수신 안테나마다의 각 송신 안테나로부터의 수신 패스마다의 수신신호 계열
Figure 112006064113814-PCT00140
을 추정할 수 있다.
도 9는, 본 발명의 실시형태에 따른 수신장치에서 사용되는 복조부의 제 1 실시형태를 도시하는 구성도이다. 본 실시형태에서는, 복조부는, 복조 알고리즘으로서 MLD를 사용한다.
상기 도면에 있어서, 이 복조부(300)는, 채널 계수 추정부(311)와, N×L개의 역확산부(312 내지 315)와, 송신 심벌 후보 생성부(316)와, 수신신호 레플리카 생성부(317)와, 우도 계산부(318)와, 송신 계열 추정부(319)로 구성된다. 또한, 구성 요소가 복수 있는 경우에는, 말미에 일련번호를 붙이는 것으로서 도시하였다.
상기한 바와 같이 구성된 복조부(300)의 동작에 관해서 설명한다.
복조부(300)에 입력되는 입력신호는, N×L개의 멀티패스 간섭 캔슬후의 수신신호
Figure 112006064113814-PCT00141
이고, 채널 계수 추정부(311)에 있어서, 수신 안테나와 송신 안테나의 사이 각각의 각 패스의 채널 계수 hm,n,l이 추정된다(또한, 구성의 간단화를 위해, 전단의 멀티패스 수신신호 재생부에서의 채널 계수를 사용하는 것도 마찬가지로 가능하다).
또한, N×L개의 멀티패스 간섭 캔슬후의 수신신호
Figure 112006064113814-PCT00142
는 수신 안테나(n), 패스(l)에 대응하는 역확산부에 입력되고, 역확산신호 z'n,l을 얻는다. 송신 심벌 후보 생성부(316)는, 각 안테나에 대한 송신 심벌 dm,i를 생성하여 출력한다. 수신신호 레플리카 생성부(317)는, 송신 심벌과 채널 계수를 입력 으로 하여 수신신호 레플리카
Figure 112006064113814-PCT00143
를 다음 식에 따라서 생성하여 우도 계산부(318)에 출력한다.
Figure 112006064113814-PCT00144
우도 계산부(318)는, 역확산부(312 내지 315)로부터 출력되는 역확산신호 z'n,l과 수신신호 레플리카
Figure 112006064113814-PCT00145
를 입력으로 하여, 오차연산을 다음 식에 따라서 행한다.
Figure 112006064113814-PCT00146
송신 계열 추정부(319)에서는, 각 송신 안테나에 대응하는 생성한 송신 심벌과 그것에 대응하는 오차신호를 입력하고, 송신 심벌 계열에 의해서 송신된 비트에 대한 우도 λi를 출력한다. 여기에서, 오차신호에 기초한 비트 우도의 계산법은, 기존의 어떠한 방법도 적용 가능하다.
상술한 비트 우도는, 채널복호기(예를 들면, 터보 복호기) 등에 입력되어 최 종적으로 정보 비트 계열이 복원된다.
도 10은, 본 발명의 실시형태에 따른 복조부의 제 2 실시형태를 도시하는 구성도이다. 본 실시형태에서는, 복조부는, 복조 알고리즘으로서 패스 일괄로 처리를 하는 MLD를 사용한다.
상기 도면에 있어서, 이 복조부(400)는, 채널 계수 추정부(411)와, N×L개의 역확산부(412 내지 415)와, QR 분해부(416)와, QH 연산부(417)와, 송신 심벌 후보 생성부(418)와, 변환 신호 레플리카 생성부(419)와, 우도 계산부(420)와, 송신 계열 추정부(421)로 구성된다. 또한, 구성 요소가 복수 있는 경우에는, 말미에 일련번호를 붙이는 것으로서 도시하였다.
상기한 바와 같이 구성된 복조부(400)의 동작에 관해서 이하 설명한다.
복조부(400)에 입력되는 입력신호는, N×L개의 멀티패스 간섭 캔슬후의 수신신호
Figure 112006064113814-PCT00147
이고, 채널 계수 추정부(411)에 있어서, 수신 안테나와 송신 안테나와의 사이 각각의 각 패스의 채널 계수 hm,n,l이 추정된다(또한, 구성의 간단화를 위해, 전단의 멀티패스 수신신호 재생부에서의 채널 계수를 사용하는 것도 동일하게 가능하다).
또한, N×L개의 멀티패스 간섭 캔슬 후의 수신신호
Figure 112006064113814-PCT00148
는 수신 안테나(n), 패스(l)에 대응하는 역확산부에 입력되고, 역확산신호 z'n,l을 얻는다.
다음에, QR 분해부(416)에서는, 채널 계수로 이루어지는 하기의 채널행렬을 생성하고, 채널행렬의 QR 분해를 하여, Q 행렬 및 R 행렬을 QH 연산부(417)에 출력한다.
Figure 112006064113814-PCT00149
채널행렬 (M=4, N=4, L=2일 때의 예)
Figure 112006064113814-PCT00150
상기 QR 분해부(417)로부터 출력되는 Q 행렬은(N×L)행×M열의 유니터리 행렬이고, QHQ=I를 만족시킨다. 또한, R 행렬은 M행×M열의 상삼각행렬이 된다. 따라서, QH 연산부(417)에 있어서의 연산은,
Figure 112006064113814-PCT00151
(M=4, N=4, L=2일 때의 예)
로 기술할 수 있다.
송신 심벌 후보 생성부(418)는, 우선, 송신 안테나(M)에 대한 송신 심벌 dM,j를 생성하여 출력한다. 변환 신호 레플리카 생성부(419)는, 송신 심벌 dM,j와 R 행렬을 입력하여 변환 신호 레플리카
Figure 112006064113814-PCT00152
를 다음 식에 따라서 생성하여 우도 계산부(420)에 출력한다.
Figure 112006064113814-PCT00153
우도 계산부(420)는 우선, x'M과,
Figure 112006064113814-PCT00154
의 오차연산을 다음 식에 따라서 행한다.
Figure 112006064113814-PCT00155
우도 계산부(420)에서는, 송신 안테나(M)에 대응하는 생성한 송신 심벌과 그것에 대응하는 오차신호를 입력으로 하고, 오차가 작은 SM개의 송신 안테나(M)에 대응하는 송신 심벌 계열
Figure 112006064113814-PCT00156
과 그 때의 오차
Figure 112006064113814-PCT00157
다음에, 송신 심벌 후보 생성부(418), 송신 안테나(M-1)에 대한 송신 심벌
Figure 112006064113814-PCT00158
을 생성하여 출력한다.
변환 신호 레플리카 생성부(419)는, 송신 안테나(M)에 대응하는 SM 개의 송 신 심벌 계열과 송신 안테나(M-1)에 대한 송신 심벌로부터 R 행렬을 입력으로 하여 변환 신호 레플리카
Figure 112006064113814-PCT00159
를 다음 식에 따라서 생성하여 출력한다.
Figure 112006064113814-PCT00160
우도 계산부(420)는, 이어서, 오차 연산을 다음 식에 의해 행하고,
Figure 112006064113814-PCT00161
오차가 작은 SM -1개의 송신 안테나(M)와 송신 안테나(M-1)에 대응하는 송신 심벌 계열의 조합
Figure 112006064113814-PCT00162
과 그 때의 오차
Figure 112006064113814-PCT00163
를 보유한다.
동일하게 하여, 송신 심벌 후보 생성부(418)는, 송신 안테나(m)에 대한 송신 심벌 dm,i를 생성하여 출력한다. 변환 신호 레플리카 생성부(419)는, 송신 안테나(m+1)로부터, 송신 안테나(M)에 대응하는 Sm+1개의 송신 심벌 계열과 송신 안테나(m)에 대한 송신 심벌과 R 행렬을 입력으로 하여 변환 신호 레플리카
Figure 112006064113814-PCT00164
를 다음 식에 따라서 생성하여 출력한다.
Figure 112006064113814-PCT00165
우도 계산부(420)는, 오차연산을 다음 식에 따라서 행하고,
Figure 112006064113814-PCT00166
오차가 작은 Sm개의 송신 안테나(M)로부터 송신 안테나(m)에 대응하는 송신 심벌 계열의 조합
Figure 112006064113814-PCT00167
과 그 때의 오차
Figure 112006064113814-PCT00168
를 보유한다.
이상의 조작을 반복함으로써, 얻어진 C·S2개의 전송신 안테나에 대응하는 송신 심벌 계열의 조합
Figure 112006064113814-PCT00169
과 그 때의 오차
Figure 112006064113814-PCT00170
를 얻는다.
송신 계열 추정부(421)에서는, 각 송신 안테나에 대응하는, 살아 남은 송신 심벌과 그것에 대응하는 오차신호를 입력으로 하고, 송신 심벌 계열에 의해서 송신된 비트에 대한 우도 λi를 출력한다. 또한, 오차신호에 기초한 비트 우도의 계산법은, 기존의 어떠한 방법도 적용 가능하다.
상술한 비트 우도는 채널 복호기(예를 들면, 터보 복호기) 등에 입력되어 최종적으로 정보 비트 계열이 복원된다.
이상과 같이, 제 2 실시형태에 따른 복조부의 구성(도 1O)은, 도 9에 있어서 설명한 제 1 실시형태의 복조부의 구성에 비하여, 약간의 비트 우도의 추정 정밀도의 열화를 허용하면, 오차연산의 회수를 CM회로부터
Figure 112006064113814-PCT00171
회로 대폭 저감시키는 것이 가능하고, 수신장치의 복잡함을 대폭 저감시키는 것이 가능해진다.
도 11은, 본 발명의 실시형태에 따른 복조부의 제 3 실시형태를 도시하는 구성예도이다. 본 실시형태에서는, 복조부는, 복조 알고리즘으로서 패스마다 처리를 하는 MLD를 사용한다.
상기 도면에 있어서, 이 복조부(500)는, 채널 계수 추정부(511)와, N×L개의 역확산부(512 내지 515)와, L개의 QR 분해부(516, 517)와, L개의 QH 연산부(518, 519)와, 송신 심벌 후보 생성부(520)와, 변환 신호 레플리카 생성부(521)와, 우도 계산부(522)와, 송신 계열 추정부(523)로 구성된다. 또한, 구성 요소가 복수 있는 경우에는, 말미에 일련번호를 붙이는 것으로서 도시하였다.
상기한 바와 같이 구성된 복조부(500)의 동작에 관해서 이하 설명한다.
복조부(500)에 입력되는 입력신호는, N×L개의 멀티패스 간섭 캔슬후의 수신신호
Figure 112006064113814-PCT00172
이고, 채널 계수 추정부(511)에 있어서, 수신 안테나와 송신 안테나의 사이 각각의 각 패스의 채널 계수 hm,n,l이 추정된다(또한, 구성의 간단화를 위해, 전단의 멀티패스 수신신호 재생부에서의 채널 계수를 사용하는 것도 마찬가지로 가능하다).
또한, N×L개의 멀티패스 간섭 캔슬 후의 수신신호
Figure 112006064113814-PCT00173
는 수신 안테나(n), 패스(l)에 대응하는 역확산부에 입력되고, 역확산신호 z'n,l을 얻는다.
다음에, 제 l 번째의 QR 분해부에서는, 제 l 번째의 패스의 채널 계수로 이루어지는 하기의 채널행렬을 패스수분 생성하고, 각각, 채널행렬의 QR 분해를 하여, Q 행렬 및 R 행렬을 출력한다.
Figure 112006064113814-PCT00174
채널 행렬 (M=4, N=4일 때의 예)
Figure 112006064113814-PCT00175
상기 QR 분해부로부터 출력되는 Q1 행렬은, N행×M열의 유니터리 행렬이고, QH 1Q1=I를 만족시킨다. 여기에서, H는 공액 복소전치를 나타내고, I는 단위행렬을 나타낸다. 또한, R1 행렬은, M행×M열의 상삼각행렬이 된다.
따라서, 제 l 번째의 QH 연산부에서의 연산은,
Figure 112006064113814-PCT00176
(M=4, N=4일 때의 예)
로 기술할 수 있다.
송신 심벌 후보 생성부(520)는, 우선, 송신 안테나(M)에 대한 송신 심벌 dM,i를 생성하여 변환 신호 레플리카 생성부(521)에 출력한다. 변환 신호 레플리카 생성부(521)는, 송신 심벌 dM,i와, Rl 행렬을 입력하고, 변환 신호 레플리카
Figure 112006064113814-PCT00177
를 다음 식에 따라서 생성하여 출력한다.
Figure 112006064113814-PCT00178
우도 계산부(522)는, 우선, x'M,l과
Figure 112006064113814-PCT00179
을 사용하여, 다음 식에 따라서 오차연산을 한다.
Figure 112006064113814-PCT00180
우도 계산부(522)는, 오차연산을 한 후, 송신 안테나(M)에 대응하는 생성한 송신 심벌과 그것에 대응하는 오차신호를 입력으로 하고, 오차가 작은 SM개의 송신 안테나(M)에 대응하는 송신 심벌 계열
Figure 112006064113814-PCT00181
과 그 때의 오차
Figure 112006064113814-PCT00182
를 보유한다.
다음에, 송신 심벌 후보 생성부(520)는, 송신 안테나(M-1)에 대한 송신 심벌 dM-1,i를 생성하여 출력한다.
변환 신호 레플리카 생성부(521)는, 송신 안테나(M)에 대응하는 SM 개의 송신 심벌 계열과 송신 안테나(M-1)에 대한 송신 심벌로부터 R 행렬을 입력으로 하여 변환 신호 레플리카
Figure 112006064113814-PCT00183
를 다음 식에 따라서 생성하여 출력한다.
Figure 112006064113814-PCT00184
우도 계산부(522)는, 이어서, 오차연산을 다음 식에 의해 행하고,
Figure 112006064113814-PCT00185
오차가 작은 SM -1개의 안테나(M)와 송신 안테나(M-1)에 대응하는 송신 심벌 계열의 조합
Figure 112006064113814-PCT00186
과 그 때의 오차
Figure 112006064113814-PCT00187
를 보유한다.
동일하게 하여, 송신 심벌 후보 생성부(520)는, 송신 안테나(m)에 대한 송신 심벌 dm,i를 생성하여 출력한다. 변환 신호 레플리카 생성부(521)는, 송신 안테나(m+1)로부터, 송신 안테나(m)에 대응하는 Sm +1개의 송신 심벌 계열과 송신 안테나(m)에 대한 송신 심벌과 R 행렬을 입력으로 하여 변환 신호 레플리카
Figure 112006064113814-PCT00188
를 다음 식에 따라서 생성하여 출력한다.
Figure 112006064113814-PCT00189
우도 계산부(522)는, 오차연산을 다음 식에 따라서 행하고,
Figure 112006064113814-PCT00190
오차가 작은 Sm개의 송신 안테나(M)로부터 송신 안테나(m)에 대응하는 송신 심벌 계열의 조합
Figure 112006064113814-PCT00191
과 그 때의 오차
Figure 112006064113814-PCT00192
를 보유한다.
이상의 조작을 반복함으로써, 얻어진 C·S2개의 전송신 안테나에 대응하는 송신 심벌 계열의 조합
Figure 112006064113814-PCT00193
과 그 때의 오차
Figure 112006064113814-PCT00194
를 얻는다.
송신 계열 추정부(523)에서는, L개의 우도 계산부로부터 얻어진 각 송신 안테나에 대응하는, 살아남은 송신 심벌과 그것에 대응하는 오차신호를 입력으로 하여, L개의 오차신호의 합으로부터, 송신 심벌 계열에 의해서 송신된 비트에 대한 우도 λi를 출력한다. 또한, 오차신호에 기초한 비트 우도의 계산법은, 기존의 어 떠한 방법도 적용 가능하다.
상술한 비트 우도는, 채널 복호기(예를 들면, 터보 복호기) 등에 입력되어 최종적으로 정보 비트 계열이 복원된다.
이상과 같이, 제 3 실시형태에 따른 복조부의 구성(도 11)은, 도 9에 있어서 설명한 제 1 실시형태의 복조부의 구성과 비교하여, 약간의 비트 우도의 추정 정밀도의 열화를 허용하면, 오차연산의 회수를 CM회로부터
Figure 112006064113814-PCT00195
회로 대폭 저감시키는 것이 가능하고, 수신장치의 복잡함을 대폭 저감시키는 것이 가능해진다.
도 12는, 본 발명의 실시형태에 따른 수신장치의 제 3 실시형태를 도시하는 구성도이다. 본 실시형태에 의한 무선 통신 시스템에 있어서는, 송신장치(도시 생략)에 있어서, 송신 데이터 비트 계열을 M개의 송신계열에 시리얼·패러랠 변환하여, 동일한 주파수대 또한 동일한 확산 부호군을 사용하여 데이터 변조를 하고, M개의 송신 안테나로부터 Ncode개의 멀티코드 채널로 동시에 송신되는 경우를 나타내고 있다.
본 실시형태에 따른 수신장치(600)에서는, 스테이지수분의 각 코드 채널(본 예에서는, 코드 채널 1, 2)에 대응하는 멀티패스 수신신호 재생부(611 내지 614) 와, 각 코드 채널에 대응하는 복조부(621, 622)를 준비하여, 멀티패스 간섭 캔슬부(615 내지 618)를 통하여 접속된다.
본 실시형태에서는, 초단의 각 코드 채널에 대응하는 멀티패스 수신신호 재생부(611, 612)로의 입력신호는, N개의 수신 안테나(여기에서는, N=2의 예를 나타내고 있다)에서 수신된 수신신호 rn(t)이고, 멀티패스 수신신호 재생부(611, 612)는, 각각 상기 코드 채널의 각 송신 안테나로부터의 수신 패스마다의 재생수신신호 계열
Figure 112006064113814-PCT00196
(k는 코드 번호이고,
Figure 112006064113814-PCT00197
은 코드 채널 k의 확산 부호를 나타낸다)을 출력한다.
N개의 멀티패스 간섭 캔슬부(본 예에서는, N=2) 615, 616)에는, 수신신호 rn(t)와 전코드 채널 재생 수신신호 계열
Figure 112006064113814-PCT00198
이 가산기(631 내지 634)에 의해 가산(합성)되어 입력되고, 멀티패스 간섭 캔슬후 의 수신신호
Figure 112006064113814-PCT00199
를 다음 식에 따라서 생성한다.
Figure 112006064113814-PCT00200
제 2 단의 각 코드 채널에 대응하는 멀티패스 수신신호 재생부(613, 614)로의 입력신호는, 멀티패스 간섭 캔슬후의 수신신호
Figure 112006064113814-PCT00201
로 되고, 이상의 조작을 스테이지수만큼 반복하여, 최종적인 멀티패스 간섭 캔슬후의 수신신호
Figure 112006064113814-PCT00202
가 생성된다.
이렇게 하여 생성된 멀티패스 간섭 캔슬후의 수신신호
Figure 112006064113814-PCT00203
는 각 코드 채널에 대응하는 복조부(621, 622)에 입력되고, 각 코드 채널에 있어서 의 송신 심벌 계열에 의해서 송신된 비트에 대한 우도가 출력된다.
다음에, 본 발명에 관해서 구체적으로 계산기 시뮬레이션을 한 예를, 도 13을 사용하여 설명한다. 상기 도면은 종래의 MLD와 2차원 MMSE 및 본 발명에 의한 수신장치의 복조방법을 사용한 경우의 수신 안테나당의 평균수신 Eb/No(정보 1비트당의 신호 에너지에 대한 잡음 전력 밀도)에 대한 스루풋 특성을 계산기 시뮬레이션에 의해 평가한 경우의 결과를 도시하는 도면이다.
본 시뮬레이션에서는, 수신장치의 멀티패스 수신신호 재생부를, 2스테이지로 구성하고, 제 1 스테이지에서는 도 2의 구성을, 제 2 스테이지에서는 도 4의 구성을 사용하는 것으로 하였다. 또한, 멀티패스로서 평균 수신 전력이 같은 2 패스 모델을 가정하였다. 확산율은 16이고, 15코드 채널을 부호 다중하고 있다(실효적인 확산율은 15/16이다). 도면중 R은 터보 부호화를 사용한 채널부호화의 부호화율을 나타내고, 실선은, 본 발명법에 의한 특성(QR-MLD with 2-stage MPIC)을, 점선은 종래에 있어서의 MMSE의 특성을, ×표시는 종래에 있어서의 MLD의 특성을 나타내고 있다. 또한, ●, ○는 QPSK 변조를 사용한 MIMO 다중(4송신 안테나, 4수신 안테나)의 수신 안테나당의 평균수신 Eb/No를, ■, □는 16QAM 변조를 사용한 MIMO 다중의 수신 안테나당의 평균수신 Eb/No 특성을 각각 나타내고 있다.
상기 도면에 의해, 본 발명의 수신장치의 구성을 사용함으로써, 종래의 신호 분리법을 사용하는 경우와 비교하여, 대폭으로 어떤 스루풋을 얻기 위해서 필요한 평균 수신 전력 Eb/No를 저감시키고 있는 것을 알 수 있지만, 이것은, 본 발명의 수신장치의 구성을 사용함으로써 대폭으로 적은 송신전력으로 종래와 같은 스루풋 을 실현하는 것을 나타내고 있다. 바꾸어 말하면, 동일한 송신전력이라면 종래보다도 대폭으로 스루풋을 증대시킬 수 있는 것을 나타내고 있다.
이상 설명한 바와 같이, 본 발명에 의하면, CDMA 방식에 있어서 정보 비트 레이트를 증대시키기 위해서 복수의 송신 안테나로부터 다른 데이터를 동시 송신하는 MIM0 다중을 적용하였을 때에, 멀티패스 간섭을 저감시키고, 다른 송신 안테나로부터 송신된 신호의 고정밀도의 분리를 실현할 수 있다. 그 결과, 멀티패스 페이딩 환경에서의, 수신 비트 에러율·수신 패킷 에러율의 저감, 및 스루풋(에러 없이 전송할 수 있는 정보 비트의 전송 레이트)을 대폭 향상시킬 수 있다.
상기 각 실시형태에서는, 멀티패스 수신신호 재생부에, MMSE나 MLD 등의 알고리즘(예를 들면, 알고리즘을 기술한 프로그램)이 채용되는 경우를 예시하였지만, 보다 바람직하게는, 실용성의 범위의 연산량으로 고정밀도의 신호 분리를 실현 가능하게 하는 QR-MLD 알고리즘을 채용하면 좋다.
또한, 상기 각 실시형태에서는, 무선 통신 시스템에서 사용되는 수신장치를 적용하였지만, 상기 수신장치를, 이동 통신 시스템에서 사용하고 있는 기지국에서 적용하는 것도 물론 가능하다. 또한, 무선회선이나 유선회선을 통하여 상기 알고리즘을 선택적으로 다운로드하고, 무선 설비의 특성을 변화시키는, 소위 소프트웨어 무선 기지국을 본 발명에 적용하는 것도 가능하다.
본 발명은, 복수 안테나를 사용하여 신호의 복조를 하는 무선 통신 시스템
에 적용 가능하다.

Claims (15)

  1. CDMA 방식을 사용하여 신호의 수신을 하는 수신장치에 있어서,
    M개(M은, 양의 정수)의 송신 안테나로부터 송신된 송신 신호를, N개(N은, 양의 정수)의 수신 안테나에 의해 수신하는 수신장치로서,
    각 수신 안테나에서 수신한 수신신호를 1차 복조하여 각 송신 안테나로부터의 송신 신호를 추정하고, 추정결과에 기초하여 멀티패스 환경에서의 수신 안테나마다의 각 패스의 수신신호를 재생하는 멀티패스 수신신호 재생수단과,
    상기 각 수신 안테나에서 수신한 수신신호로부터 착안하는 패스 이외의 패스의 상기 재생수신신호를 감소하는 멀티패스 간섭 캔슬수단과,
    상기 감소한 신호를 사용하여 2차 복조를 하는 복조수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 수신장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 멀티패스 수신신호 재생수단은, 상기 1차 복조를, 최소 평균 자승 오차법(MMSE: Minimum Mean Square Error)을 사용하여 실행하는 것을 특징으로 하는 수신장치.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 멀티패스 수신신호 재생수단은, 상기 1차 복조를, 최우 검출법(MLD: Maximum Likelihood Detention)을 사용하여 실행하는 것을 특징으로 하는 수신장치.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 멀티패스 수신신호 재생수단은, QR 분해를 이용한 최우 검출법을 사용하여 복수 패스를 일괄하여 상기 1차 복조를 실행하는 것을 특징으로 하는 수신장치.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 멀티패스 수신신호 재생수단은, QR 분해를 이용한 최우 검출법을 사용하여 패스마다 상기 1차 복조를 실행하는 것을 특징으로 하는 수신장치.
  6. 제 2 항에 있어서,
    상기 멀티패스 수신신호 재생수단은, 제 2 항에 기재된 방법을 사용하여 추정되는 송신 심벌 계열의 확률에 기초하여, 수신신호의 진폭을 제어하는 것을 특징으로 하는 수신장치.
  7. 제 2 항에 있어서,
    상기 멀티패스 수신신호 재생수단은, 상기 M개의 송신 안테나로부터 송신되는 기지의 파일럿 신호를 사용하여 채널 계수를 추정하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
  8. 제 2 항에 있어서,
    소정수의 상기 멀티패스 수신신호 재생수단 및 상기 멀티패스 간섭 캔슬수단을 다단 접속하는 것을 특징으로 하는 수신장치.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 멀티패스 수신신호 재생수단이 다단 접속되는 경우에, 각 단에 있어서, 상기 멀티패스 간섭 캔슬수단에 의해 감소된 신호를 사용하여, 상기 M개의 송신 안테나로부터 송신되는 기지의 파일럿 신호에 기초하여 추정되는 채널 계수 추정치를 갱신하는 것을 특징으로 하는 수신장치.
  10. 제 1 항에 있어서,
    상기 복조수단은, 최우 검출법을 사용하여 2차 복조를 하는 것을 특징으로 하는 수신장치.
  11. 제 1 항에 있어서,
    상기 복조수단은, QR 분해를 이용한 최우 검출법을 사용하여 복수 패스를 일괄하여 2차 복조를 하는 것을 특징으로 하는 수신장치.
  12. 제 1 항에 있어서,
    상기 복조수단은, QR 분해를 이용한 최우 검출법을 사용하여 패스마다 2차 복조를 하는 것을 특징으로 하는 수신장치.
  13. 제 1 항에 있어서,
    상기 M개의 송신 안테나로부터 부호 다중된 송신 신호가 송신되었을 때에,
    상기 멀티패스 수신신호 재생수단은, 각 수신 안테나에서 수신한 수신신호를 1차 복조하여 확산 부호마다 수신 안테나마다의 각 패스의 수신신호를 재생하고,
    상기 멀티패스 간섭 캔슬수단은, 상기 각 수신 안테나에서 수신한 수신신호로부터 착안하는 패스 이외의 패스의 모든 확산 부호에 대응하는 상기 재생수신신호를 감소한 신호를 생성하고,
    상기 복조수단은, 상기 감소한 신호를 사용하여 확산 부호마다 2차 복조를 하는 것을 특징으로 하는 수신장치.
  14. CDMA 방식을 사용하여 신호의 수신을 하는 수신장치에 있어서,
    M개(M은, 양의 정수)의 송신 안테나로부터 송신된 송신 신호를, N개(N은, 양의 정수)의 수신 안테나에 의해 수신하는 수신장치의 수신방법으로서,
    각 수신 안테나에서 수신한 수신신호를 입력하고, 소정의 알고리즘을 사용하여 각 송신 안테나로부터의 송신 신호를 추정하고,
    상기 추정된 송신 신호와, 기지의 파일럿 신호에 기초하여 추정되는 채널 추 정치를 승산함으로써, 멀티패스 환경에서의 수신 안테나마다의 각 패스의 수신신호를 재생하고,
    상기 각 수신 안테나에서 수신한 수신신호로부터 착안하는 패스 이외의 패스의 상기 재생수신신호를 감산하고,
    상기 감산한 신호를 사용하여 복조를 하는 것을 특징으로 하는 수신방법.
  15. M개(M은, 양의 정수)의 송신 안테나를 구비하고, 각 송신 안테나로부터 CDMA 신호를 송신하는 송신장치와, 제 1 항에 기재된 수신장치를 구비하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
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