JP4322918B2 - 受信装置、受信方法、および無線通信システム - Google Patents

Description

本発明は、複数アンテナを用いて信号の復調（信号分離）を行う受信装置、受信方法、および無線通信システムに関する。

第４世代移動体通信の無線通信方式においては、高速の伝送速度を実現することが重要である。かかる観点から、複数の送受信アンテナを用いて信号伝送を行うＭＩＭＯ（Multi-Input Multi-Output、複数入出力）チャネルを用いた信号伝送法において、各送信アンテナより異なる信号を同一時刻、同一周波数を用いて送信するＭＩＭＯ多重法（MIMO Multiplexing）の技術が注目されている。

図１４は、ＭＩＭＯ多重法を説明するための図であり、複数のアンテナを用いたＭＩＭＯ通信システムの構成を示す図である。このシステムによれば、送信側の複数のアンテナ１０１１_１〜１０１１_Ｎから各々異なった信号を同じ周波数を用いて送り、受信側においても複数のアンテナ１０２１_１〜１０２１_Ｎを用いてそれら全てを同時に受信することにより、伝送帯域を増やさずに、送信アンテナ数に比例した伝送速度の高速化が可能である（例えば、非特許文献１参照）。

また、ＭＩＭＯと総称される技術の１つにＢＬＡＳＴ（Bell Labs Layered Space-Time）がある。ＢＬＡＳＴは、異なる情報を複数の送信アンテナから同一周波数において同時に並列伝送し、受信側において干渉抑圧で制御されたダイバーシチ受信とレプリカ減算によって信号分離を行う方式である（例えば、非特許文献１参照）。

上記の通り、ＭＩＭＯ多重法では高速の伝送速度を実現することが可能であるが、複数送信アンテナから異なるデータ系列が同一の周波数帯域、時間スロットで送信されるため、受信装置では受信信号から各送信アンテナから送信された送信信号系列を抽出する信号分離が復調のために必要となる。

ＭＩＭＯ多重における信号分離法については種々の方法が提案されている。例えば、最小平均自乗誤差法（ＭＭＳＥ）やＺＦ（Zero Forcing）等の線形フィルタを用いた信号分離アルゴリズムは、送信アンテナ数と同じかそれよりも多い数の受信アンテナで受信した複数の受信信号を、着目する送信アンテナ以外の送信アンテナからの受信信号電力を抑圧するように合成する方法であり、受信側の演算量は比較的少なくてすむといった特徴がある。

また、最尤検出法（ＭＬＤ）を用いた信号分離アルゴリズムは、各送信アンテナからの受信信号のレプリカ候補を生成し、受信信号と全送信アンテナからの受信信号のレプリカ候補の和とのユークリッド距離が最小になる受信信号レプリカを求めることで、最も確からしい各送信アンテナの送信信号系列を推定する方法であり、上記したＭＭＳＥに比較して、信号分離精度が高く、復調性能は優れるが、信号分離に要する演算量はアンテナ数に比例して指数的に増加するといった欠点がある。そこで、ＭＬＤにおける演算量を低減するために、ＱＲ分解を利用してＭＬＤにおける２乗ユークリッド距離を計算する信号点候補を大幅に削減する方法が提案されている（例えば、非特許文献２参照）。

ところで、直接拡散（ＤＳ）ＣＤＭＡは従来の情報データ変調信号を高速レートの拡散符号で拡散する２次変調を行って伝送することで複数の通信者が同一の周波数帯を用いて通信を行う方式であり、ＤＳ−ＣＤＭＡを用いた無線通信では、信号伝送帯域幅の広帯域化により、マルチパスフェージング（周波数選択性フェージング）が生じ、送信信号は互いに伝搬遅延時間の異なる複数のマルチパスに分離されて受信される。

ＤＳ−ＣＤＭＡでの受信では、この複数のパスを合成するＲａｋｅ受信により受信品質を改善することができるが、異なるパス間には干渉（以下、マルチパス干渉という）が生じるため、Ｒａｋｅ受信による受信品質改善がオフセットされる。

上記マルチパス干渉は、拡散符号を乗算するスピードであるチップレートと情報シンボルのシンボルレートの比で定義される拡散率の逆数に大きさが比例する。このため、情報ビットレートを増大するために拡散率を１に近づけると、Ｒａｋｅ受信効果よりもマルチパス干渉による受信品質の劣化のほうが支配的になり、高速データ伝送時に受信特性が劣化するという問題があった。そこで、このような問題を解決するために、マルチパス干渉キャンセラが提案されている（例えば、非特許文献３参照）。

このマルチパス干渉キャンセラは、非特許文献３に記載されているように、仮のＲａｋｅ受信結果で推定された送信信号系列と各受信パスのチャネル係数（伝搬路の複素包絡線）を基にパス毎の受信信号系列を推定し、受信信号からあるパス以外の全ての推定した受信信号系列を差し引くことを、パス数分繰り返すことで得られるマルチパス干渉を低減したパス毎の受信信号を用いて最終的なＲａｋｅ受信を行うことにより、マルチパス環境下での高品質受信を実現している。

また、ＤＳ−ＣＤＭＡを用いた無線通信におけるＭＩＭＯ多重でのマルチパス干渉の影響を低減する信号分離法として、他の送信アンテナからの受信信号により生じる干渉の抑圧とマルチパス干渉の抑圧を同時に行う２次元ＭＭＳＥも提案されている。
G. J. Foschini, Layered Space-Time Architecture for Wireless Communication in a Fading Environment When Using Multiple Antennas, Bell Labs Technical Journal, Vol. 1, No. 2, autumn 1996, pp 41-59. Bin Dong, Xaodong Wang, and Amaud Doucet, "Sampling-based Near-optimal MIMO demodulation Algorithms," in Proc. 42nd IEEE Conference on Decision and Control, Hawaii, Dec.2003. K. Higuchi, A. Fujiwara, and M. Sawahashi, "Multipath Interference Canceller for High-Speed Packet Transmission With Adaptive Modulation and Coding Scheme in W-CDMA Forward Link, " IEEE J.Select. Areas Commun., Vol.20, No.2, pp.419-432, February 2002. Frederik Petre et. Al, " Combined Space-Time Chip Equalization And Parallel Interference Cancellation For DS-CDMA Downlink With Spatial Multiplexing," in Proc. IEEE PIMRC2002.

ここで、ＤＳ−ＣＤＭＡを用いた無線通信に情報ビットレートの高速化のために、上記したＭＩＭＯ多重法を適用することを考えると、まず１送信アンテナあたりの情報ビットレートを増大するために拡散率を小さくしなければならない。この場合、図１５に示すように、同一の受信タイミングのパス同士の送信アンテナ間の相互干渉（同図（ａ）参照）に加えて、全送信アンテナの異なる受信タイミングのマルチパスからのマルチパス干渉（同図（ｂ）、（ｃ）参照）が生じる。このため、受信側での信号分離の精度は、先に述べた１アンテナ送信時のＲａｋｅ受信と同様に、マルチパス干渉の影響で大きく劣化すると考えられる。

先に提案されたマルチパス干渉キャンセラでは、１アンテナからのみ信号が送信される場合の構成であり、ＭＩＭＯ多重時に適用しても、Ｒａｋｅ受信では高精度な送信信号系列の推定ができない。

また、図１５から明らかなように、ＭＩＭＯ多重時におけるマルチパス干渉は同一送信アンテナからの干渉だけでなく、異なる送信アンテナからの受信信号からも生じるため、高精度な受信のためには、これらのマルチパス干渉も抑圧する必要がある。

しかしながら、上記したＭＭＳＥは原理的にＭＬＤに比較して信号分離精度が悪く、受信側で最適な性能が得られない。また、２次元ＭＭＳＥにおいては、他の送信アンテナからの受信信号により生じる干渉の抑圧に加えて、マルチパス干渉も抑圧するようにフィルタ係数が制御されるため、信号分離精度の劣化がさらに大きくなるといった問題があった。

本発明は、上記のような問題点に鑑みてなされたもので、その課題とするところは、マルチパス干渉による受信特性の劣化を抑圧して高精度な信号分離を実現することのできる受信装置、受信方法、および無線通信システムを提供することである。

本発明は、ＣＤＭＡ方式を用いて信号の受信を行う受信装置において、Ｍ本（Ｍは、正の整数）の送信アンテナから送信された送信信号を、Ｎ本（Ｎは、正の整数）の受信アンテナにより受信しているであって、各受信アンテナで受信した受信信号を１次復調して各送信アンテナからの送信信号を推定し、推定結果に基づいてマルチパス環境における受信アンテナ毎の各パスの受信信号を再生するマルチパス受信信号再生手段と、前記各受信アンテナで受信した受信信号から着目するパス以外のパスの前記再生受信信号を減じるマルチパス干渉キャンセル手段と、前記減じた信号を用いて２次復調を行う復調手段と、を備えることを特徴の１つとしている。

また、前記受信装置であって、前記マルチパス受信信号再生手段は、前記１次復調を、最小平均自乗誤差法（MMSE: Minimum Mean Square Error）を用いて実行することを特徴としている。

また、前記受信装置であって、前記マルチパス受信信号再生手段は、前記１次復調を、最尤検出法（MLD: Maximum Likelihood Detention）を用いて実行することを特徴としている。

また、前記受信装置であって、前記マルチパス受信信号再生手段は、ＱＲ分解を利用した最尤検出法を用いて複数パスを一括して前記１次復調を実行することを特徴としている。

また、前記受信装置であって、前記マルチパス受信信号再生手段は、ＱＲ分解を利用した最尤検出法を用いてパス毎に前記１次復調を実行することを特徴としている。

また、前記受信装置であって、前記マルチパス受信信号再生手段は、上記の方法を用いて推定される送信シンボル系列の確からしさに基づいて、受信信号の振幅を制御することを特徴としている。

また、前記受信装置であって、前記マルチパス受信信号再生手段は、前記Ｍ本の送信アンテナから送信される既知のパイロット信号を用いてチャネル係数を推定することを特徴としている。

また、前記受信装置であって、所定数の前記マルチパス受信信号再生手段及び前記マルチパス干渉キャンセル手段を多段接続することを特徴としている。

また、前記受信装置であって、前記マルチパス受信信号再生手段が多段接続される場合に、各段において、前記マルチパス干渉キャンセル手段により減じられた信号を用いて、前記Ｍ本の送信アンテナから送信される既知のパイロット信号に基づいて推定されるチャネル係数推定値の更新を行うことを特徴としている。

また、前記受信装置であって、前記復調手段は、最尤検出法を用いて２次復調を行うことを特徴としている。

また、前記受信装置であって、前記復調手段は、ＱＲ分解を利用した最尤検出法を用いて複数パスを一括して２次復調を行うことを特徴としている。

また、前記受信装置であって、前記復調手段は、ＱＲ分解を利用した最尤検出法を用いてパス毎に２次復調を行うことを特徴としている。

また、前記受信装置であって、前記Ｍ本の送信アンテナから符号多重された送信信号が送信されたときに、前記マルチパス受信信号再生手段は、各受信アンテナで受信した受信信号を１次復調して拡散符号毎に受信アンテナ毎の各パスの受信信号を再生し、前記マルチパス干渉キャンセル手段は、前記各受信アンテナで受信した受信信号から着目するパス以外のパスの全ての拡散符号に対応する前記再生受信信号を減じた信号を生成し、前記復調手段は、前記減じた信号を用いて拡散符号毎に２次復調を行うことを特徴としている。

本発明の実施例によれば、ＣＤＭＡ方式を用いて複数の送信アンテナから異なるデータを同時送信したときに、マルチパス干渉を低減し、異なる送信アンテナから送信された信号の高精度な分離を実現することができる。その結果、マルチパスフェージング環境における、受信品質を大幅に向上させることができる。

本発明の実施の形態に係る受信装置を含んで構成される無線通信システム１を示す図である。 マルチパス受信信号再生部の第１の実施形態を示す構成図である。 マルチパス受信信号再生部の第２の実施形態を示す構成図である。 マルチパス受信信号再生部の第３の実施形態を示す構成図である。 マルチパス受信信号再生部の第４の実施形態を示す構成図である。 チャネル係数推定部の構成を示す図である。 送信装置より送信される送信信号のフレーム構成を示す図である。 送信装置より送信される送信信号のフレーム構成を示す図である。 本発明の実施形態に係る受信装置の第２の実施形態を示す構成図である。 本発明の実施形態に係る復調部の第１の実施形態を示す構成図である。 本発明の実施形態に係る復調部の第２の実施形態を示す構成図である。 本発明の実施形態に係る復調部の第３の実施形態を示す構成図である。 本発明の実施形態に係る受信装置の第３の実施形態を示す構成図である。 本発明についての計算機シミュレーションの結果を示す図である。 複数のアンテナを用いたＭＩＭＯ通信システムの構成を示す図である。 ＤＳ−ＣＤＭＡにおけるＭＩＭＯ多重では、マルチパス干渉の影響で復調（信号分離）の精度が劣化することを説明するための図である。

符号の説明

１ 無線通信システム
１０，１０１０ 送信装置
１１_１〜１１_ｍ，１０１１_１〜１０１１_ｎ 送信アンテナ
２０，２００，６００，１０２０ 受信装置
２１_１〜２１_ｎ，１０２１_１〜１０２１_ｎ 受信アンテナ
２２，３０〜５０，７０，２１１〜２１３，６１１〜６１４ マルチパス受信信号再生部
２３，２２１_１，２２１_２，２２２_１，２２２_２，２２３_１，２２３_２，６１５〜６１８ マルチパス干渉キャンセル部
２４，３００，４００，５００，６２１，６２２ 復調部
３１，４１，５１，７１，１００，３１１，４１１，５１１ チャネル係数推定部
３２ 線形フィルタ係数計算部
３３ 線形フィルタリング部
３４_１〜３４_ｍ，４２〜４５，５２〜５５，７２〜７５，３１２〜３１５，４１２〜４１５，５１２〜５１５ 逆拡散部
３５_１〜３５_ｍ 送信シンボル系列推定部
３６_１〜３６_ｍ，５０_１〜５０_ｍ，６２_１〜６２_ｍ，８４_１〜８４_ｍ マルチパス受信信号再生処理部
４６，５８，８０，３１６，４１８，５２０ 送信シンボル候補生成部
４７，３１７ 受信信号レプリカ生成部
４８，６０，８２，３１８，４２０，５２２ 尤度計算部
４９_１〜４９_ｍ，６１_１〜６１_ｍ，８３_１〜８３_ｍ 送信シンボル系列推定部
５６，７６，７７，４１６，５１６，５１７ ＱＲ分解部
５７，７８，７９，４１７，５１８，５１９ Ｑ^Ｈ演算部
５９，８１，４１９，５２１ 変換信号レプリカ生成部
１０１〜１０４ 相関検出部
１１１〜１１４ レプリカ信号生成部
３１９，４２１，５２３ 送信系列推定部
６３１〜６３４，６４１〜６４４ 加算器

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。

図１は、本発明の実施の形態に係る受信装置を含んで構成される無線通信システム１を示す図である。本発明に係る無線通信システム１は、ＤＳ−ＣＤＭＡにおけるＭＩＭＯチャネルまたはＭＩＳＯ（Multi-Input Single-Output、複数入力単出力、つまり、受信装置の受信アンテナが１つ）チャネル用いたシステムであり、本実施形態では、ＭＩＭＯチャネルを用いて信号伝送がなされる場合を例にとり、以下説明する。

同図において、この無線通信システム１は、送信装置１０と受信装置２０が無線通信において接続可能となっている。送信装置１０は、入力される送信データビット系列をＭ本の送信系列にシリアル・パラレル変換し、同一の周波数帯かつ同一の拡散符号を用いてデータ変調を行い、送信信号としてＭ本の送信アンテナ１１_１〜１１_ｍから同時に送信する。このようにして送信された送信信号はマルチパス伝搬路を経てＬ個のマルチパス受信信号となって受信装置２０に具備されるＮ本の受信アンテナ２１_１〜２１_ｎで受信される。受信装置２０は、Ｎ本の受信アンテナ２１_１〜２１_ｎと、マルチパス受信信号再生部２２と、Ｎ個のマルチパス干渉キャンセル部２３_１〜２３_ｎと、復調部２４とを具備して構成される。

ここで、送信装置１０の送信アンテナｍから送信された送信信号をＳ_ｍ（ｔ）とすると、受信装置２０の受信アンテナｎで受信される受信信号ｒ_ｎ（ｔ）は、次式で表すことができる。

上記式において、ｈ_{ｍ，ｎ，ｌ}（ｔ）は、送信アンテナｍからの送信信号を受信アンテナｎで受信したときの受信パスｌに対するチャネル係数を表し、τ_ｌは受信パスｌの伝搬遅延時間を表す。

次に、本発明に係る受信装置２０の動作を説明する。

受信装置２０では、Ｎ本の受信アンテナ２１_１〜２１_ｎで受信された受信信号ｒ_ｎ（ｔ）が、マルチパス受信信号再生部２２に入力される。マルチパス受信信号再生部２２では、Ｎ本の受信アンテナ２１_１〜２１_ｎで受信された受信信号を基に、仮の信号分離（１次復調という）を行うことで、受信アンテナ２１_１〜２１_ｎごとに各送信アンテナ１１_１〜１１_ｍからの受信パス毎の受信信号系列

を推定して出力する。上記１次復調の方法には、後述する所定のアルゴリズムが用いられる。

次に、受信アンテナ２１_１〜２１_ｎ数分の各マルチパス干渉キャンセル部２３_１〜２３_ｎでは、当該受信アンテナ２１_１〜２１_ｎの受信信号と、各送信アンテナ１１_１〜１１_ｍからの受信パス毎の受信信号系列を入力とし、受信信号から他のパスの受信信号全てを差し引いたマルチパス干渉キャンセル後の受信信号ｒ_ｎ，ｌ（ｔ）を次式にしたがって演算し、出力する。

復調部２４は、上記のようにしてマルチパス干渉キャンセル部２３_１〜２３_ｋから出力されるＮ×Ｌ個のマルチパス干渉キャンセル後の受信信号ｒ_ｎ，ｌ（ｔ）を入力とし、送信シンボル系列の尤度もしくは、送信シンボル系列によって送信されたビットに対する尤度λ_ｉを２次復調出力として後続のビタビ復号器、ターボ復号器等の誤り訂正（チャネル）復号器に出力して復号処理を実行させる。

このように本実施形態によれば、マルチパス受信信号再生部で、１次復調が行われ、送信信号が推定される。そして、その推定された送信信号とチャネル変動値（チャネル係数）とを掛け合わせることでパス毎の受信信号を推定し、マルチパス干渉キャンセル部で、受信信号から着目するパス以外の推定した受信信号が減算される。これにより、復調部では、マルチパス干渉を除去した後の受信信号を用いて復調することが可能となり、高精度に信号分離を行うことができる。

すなわち、上りリンクにＤＳ−ＣＤＭＡ方式を用い、ＭＩＭＯ多重法を適用した場合であっても、マルチパス干渉に起因した信号分離精度の劣化を回避することができる。

図２は、図１に示すマルチパス受信信号再生部の第１の実施形態を示す構成図である。本実施形態では、マルチパス受信信号再生部は、１次復調方法としてＭＭＳＥアルゴリズムを用いる。

同図において、このマルチパス受信信号再生部３０は、チャネル係数推定部３１と、線形フィルタ係数計算部３２と、線形フィルタリング部３３と、Ｍ個の逆拡散部３４_１〜３４_ｍと、Ｍ個の送信シンボル系列推定部３５_１〜３５_ｍと、Ｍ個のマルチパス受信信号再生処理部３６_１〜３６_ｍとから構成される。

本実施形態におけるマルチパス受信信号再生部３０では、最初に、チャネル係数推定部３１において、Ｎ本の受信アンテナ２１_１〜２１_ｎで受信された受信信号ｒ_ｎ（ｔ）を入力し、受信アンテナ２１_１〜２１_ｎと送信アンテナ１１_１〜１１_ｎ（図１参照）との間各々の各パスのチャネル係数ｈ_{ｍ，ｎ，ｌ}が推定される。

次に、線形フィルタ係数計算部３２において線形フィルタの係数計算、及びその求めた線形フィルタ係数を用いた等化のためのフィルタリング処理が行われる。これらの処理は、時間領域の信号処理で実現する方法と、周波数領域の信号処理で実現する方法とが考えられるが、以下では、周波数領域で信号処理を行う方法について例を挙げて説明する。

線形フィルタ係数計算部３２では、得られたチャネル係数の推定値

を用いて、送信アンテナ毎に該送信アンテナの信号の遅延パス成分と他の送信アンテナからの受信信号成分を同時に抑圧する線形フィルタの係数を計算する。具体的には、時間領域でパイロットチャネルを用いて推定したチャネル推定値

と、各受信パスの遅延時間

を用いて送信アンテナ１１_１〜１１_mと受信アンテナ２１_１〜２１_ｎ間のチャネルのインパルス応答を求める。

次に、上記のようにして求められたチャネルのインパルス応答に対して、線形フィルタリングするブロックサイズに相当するチップ数×オーバサンプリング数分の大きさとなるＮ_ｆポイントのＦＦＴを行うことで、送信アンテナ１１_１〜１１_mからの送信信号の受信アンテナ２１_１〜２１_ｎでのチャネル変動値の周波数成分である

を推定し、これより、ｎ行ｍ列の行列表記したチャネル行列

の推定値

を算出する。そして、このようにして算出された

を用いて、ＦＦＴ後の周波数成分毎に、線形フィルタリング係数を計算する。

線形フィルタの係数は、ＺＦ基準あるいはＭＭＳＥ基準にしたがって求めることができる。

例えば、ＺＦ基準の線形フィルタの係数は、次式により求めることができる.

また、ＭＭＳＥ基準の線形フィルタの係数は、次式により求めることができる。

ここで、

は雑音成分を表す。

次に、線形フィルタリング部３３では、Ｎ_ｆポイントのＦＦＴにより、Ｎ系列の受信信号それぞれを周波数領域の受信信号Ｙ^（ｆ）に変換する。その後、周波数領域の受信信号Ｙ^（ｆ）にＷ^（ｆ）を乗算することにより、周波数領域のチャネル変動によるコードチャネル間の直交性の崩れ（時間領域で見たＭＰＩI(Multi-Path-Interference)）と送信アンテナ間の干渉を同時に等化（抑圧）したＭ個の送信信号の推定値

を次式にしたがって生成する。

なお、

はＮ_ｆポイントのＩＦＦＴ後に並直列変換することで時間領域の仮の復調信号（１次復調信号）

毎に再変換される。このようにして得られた送信アンテナ数分の仮の復調系列（１次復調系列）は、逆拡散部３４_１〜３４_ｍに入力される。逆拡散部３４_１〜３４_ｍでは、送信時に用いた拡散符号と同一の拡散符号で上記送信アンテナ数分の仮の復調系列を逆拡散し、逆拡散信号ｚ_ｍを送信シンボル系列推定部３５_１〜３５_ｍに出力する。送信シンボル系列推定部３５_１〜３５_ｍでは、逆拡散信号ｚ_ｍを硬判定もしくは軟判定することにより送信シンボル系列

を推定し出力する。

例えば、送信シンボル系列推定部３５_１〜３５_ｍにおいて硬判定を行う場合の実施例は以下のようになる。

ここで、送信シンボルｄ_ｍ，ｉ（ｉはシンボル候補番号

を表す。なお、Ｃは送信シンボル点数を表し、ＱＰＳＫならＣ＝４、１６ＱＡＭならＣ＝１６である）に対して、

となるｉより、

とする。

また、送信シンボル系列推定部３５_１〜３５_ｍにおいて軟判定を行う場合の実施例は以下のようになる。

まず、次式にしたがって、軟判定のビット系列を求める。

ここで、

は、送信アンテナｍのビットｉの対数尤度比である。

上記式において、Ｓ_{ｍｉｎ，ν}は、第ｉビットが"ν" であるシンボルの集合のなかで、送信信号点ｚ_ｍからのユークリッド距離が最小のシンボル候補を表し、σ^２
は、雑音電力を表す。

軟判定シンボル

は、

を用いて以下のように推定される。

最後に、マルチパス受信信号再生処理部３６_１〜３６_ｍは、上記のようにして推定された送信シンボル系列

を入力し、次式に基づき、その入力された送信シンボル系列

に拡散符号とチャネル係数を乗算することにより、受信アンテナごとに各送信アンテナからの受信パス毎の受信信号系列

を次式にしたがって推定して出力する。

次に、上記マルチパス受信信号再生部の他の実施形態について説明する。

図３は、マルチパス受信信号再生部の第２の実施形態を示す構成図である。本実施形態では、マルチパス受信信号再生部は、１次復調方法としてＭＬＤアルゴリズムを用いる。

同図において、このマルチパス受信信号再生部４０は、チャネル係数推定部４１と、Ｎ×Ｌ個の逆拡散部４２〜４５と、送信シンボル候補生成部４６と、受信信号レプリカ生成部４７と、尤度計算部４８と、Ｍ個の送信シンボル系列推定部４９_１〜４９_ｍと、Ｍ個のマルチパス受信信号再生処理部５０_１〜５０_ｍとから構成される。

本実施形態におけるマルチパス受信信号再生部４０では、最初に、チャネル係数推定部４１において、Ｎ本の受信アンテナ２１_１〜２１_ｎで受信された受信信号ｒ_ｎ（ｔ）を入力し、受信アンテナ２１_１〜２１_ｎと送信アンテナ１１_１〜１１_ｎとの間各々の各パスのチャネル係数ｈ_{ｍ，ｎ，ｌ}が推定される。

次に、Ｎ×L個の逆拡散部４２〜４５により、Ｎ本の受信アンテナ２１_１〜２１_ｎで受信された受信信号ｒ_ｎ（ｔ）を送信時に用いた拡散符号と同一の拡散符号で各パスの受信タイミングで逆拡散し、Ｎ×Ｌ個の各受信アンテナでの各パスの逆拡散信号ｚ_ｎ，ｌを求める。

送信シンボル候補生成部４６は、各送信アンテナに対する送信シンボルｄ_ｍ，ｉ（ｉはシンボル候補番号

を表し、Ｃは、送信シンボル点数を表し、例えば、ＱＰＳＫならＣ＝４、１６ＱＡＭならＣ＝１６である）を生成して出力する。

受信信号レプリカ生成部４７は、送信シンボル候補生成部４６で生成された送信シンボルと、チャネル係数推定部４１で推定されたチャネル係数とを入力して受信信号レプリカ

を次式にしたがって生成して出力する。

尤度計算部４８は、受信逆拡散信号ｚ_ｎ，ｌと受信信号レプリカ

を入力し、次式にしたがって誤差演算を行う。

送信シンボル系列推定部４９_１〜４９_ｍでは、各送信アンテナに対応する生成した送信シンボルとそれに対応する誤差信号とを入力し、最小誤差を選択し、当該誤差を与える送信シンボル系列

を推定する。この送信シンボル系列推定部４９_１〜４９_ｍにおいて硬判定を行う場合の実施例は以下のようになる。

また、送信シンボル系列推定部４９_１〜４９_ｍにおいて軟判定を行う場合の実施例は以下のようになる。

まず、次式にしたがって、軟判定のビット系列を求める。

ここで、

は、送信アンテナｍのビットｉの対数尤度比である。

上記式において、ｅ_{ｍｉｎ，ν}は、第ｉビットが"ν" である

の最小値、σ^２（ｎ）は雑音電力をあらわす。

軟判定シンボル

は、

を用いて以下のように推定される。

最後に、マルチパス受信信号再生部３６_１〜３６_ｍは、上記のようにして推定された送信シンボル系列

を入力し、次式に基づき、その入力された送信シンボル系列

に拡散符号とチャネル係数を乗算することにより、
受信アンテナごとに各送信アンテナからの受信パス毎の受信信号系列

を次式にしたがって推定して出力する。

図４は、マルチパス受信信号再生部の第３の実施形態を示す構成図である。本実施形態では、マルチパス受信信号再生部は、１次復調方法としてパス一括処理を行うＭＬＤアルゴリズムを用いる。

同図において、このマルチパス受信信号再生部５０は、チャネル係数推定部５１と、Ｎ×Ｌ個の逆拡散部５２〜５５と、ＱＲ分解部５６と、Ｑ^Ｈ演算部５７と、送信シンボル候補生成部５８と、変換信号レプリカ生成部５９と、尤度計算部６０と、Ｍ個の送信シンボル系列推定部６１_１〜６１_ｍと、Ｍ個のマルチパス受信信号再生処理部６２_１〜６２_ｍとから構成される。

本実施形態におけるマルチパス受信信号再生部５０では、最初に、チャネル係数推定部５１において、Ｎ本の受信アンテナ２１_１〜２１_ｎで受信された受信信号ｒ_ｎ（ｔ）を入力し、受信アンテナ２１_１〜２１_ｎと送信アンテナ１１_１〜１１_ｎとの間各々の各パスのチャネル係数ｈ_{ｍ，ｎ，ｌ}が推定される。

次に、Ｎ×L個の逆拡散部５２〜５５により、Ｎ本の受信アンテナ２１_１〜２１_ｎで受信された受信信号ｒ_ｎ（ｔ）を送信時に用いた拡散符号と同一の拡散符号で各パスの受信タイミングで逆拡散し、Ｎ×Ｌ個の各受信アンテナでの各パスの逆拡散信号ｚ_ｎ，ｌを求める。

次に、ＱＲ分解部５６では、チャネル係数からなる下記のＭ行×（Ｎ×Ｌ）列のチャネル行列を生成し、チャネル行列のＱＲ分解を行って、Ｑ行列およびＲ行列を出力する。

上記ＱＲ分解部５６から出力されるＱ行列は、（Ｎ×Ｌ）行×Ｍ列のユニタリー行列であり、Ｑ^ＨＱ＝Ｉを満たす。

ここで、Ｈは共役複素転置を表し、Ｉは単位行列を表す。また、Ｒ行列はＭ行×Ｍ列の上三角行列となる。

Ｑ^Ｈ演算部部５７では、次式にしたがった演算が行われる。

送信シンボル候補生成部５８は、まず、送信アンテナＭに対する送信シンボルｄ_Ｍ，ｉを生成して変換信号レプリカ生成部５９に出力する。変換信号レプリカ生成部５９は、送信シンボル候補生成部５８で生成された送信シンボルと、ＱＲ分解部５６から出力されるＲ行列を入力して、変換信号レプリカ

を次式にしたがって生成して出力する。

尤度計算部６０は、まず、ｘ_Ｍと

を用い、次式にしたがって誤差演算を行う。

尤度計算部６０は、誤差演算を行った後、送信アンテナＭに対応する生成した送信シンボルとそれに対応する誤差信号とを入力し、誤差の小さいＳ_Ｍ個の送信アンテナＭに対応する送信シンボル系列

とそのときの誤差

を保持する。

次に、送信シンボル候補生成部５８は、送信アンテナＭ−１に対する送信シンボル

を生成して出力する。

変換信号レプリカ生成部５９は、送信アンテナＭに対応するＳ_Ｍ個の送信シンボル系列と送信アンテナＭ−１に対する送信シンボルとからＲ行列を入力として変換信号レプリカ

を次式にしたがって生成して出カする。

尤度計算部６０は、次いで、誤差演算を次式により行い、

誤差の小さいＳ_Ｍ−１個の送信アンテナＭと送信アンテナＭ−１に対応する送信シンボル系列の組み合わせ

とそのときの誤差

を保持する。

同様にして、送信シンボル候補生成部５８は、送信アンテナｍに対する送信シンボルｄ_ｍ，ｉを生成して出力する。変換信号レプリカ生成部５９は、送信アンテナｍ＋１から、送信アンテナＭに対応するＳ_ｍ+１個の送信シンボル系列と送信アンテナｍに対する送信シンボルとＲ行列を入力として変換信号レプリカ

を次式にしたがって生成して出カする。

尤度計算部６０は、誤差演算を次式にしたがって行い、

誤差の小さいＳ_ｍ個の送信アンテナＭから送信アンテナｍに対応する送信シンボル系列の組み合わせ

とそのときの誤差

を保持する。

以上の操作を繰り返すことにより、得られたＣ・Ｓ_２個の全送信アンテナに対応する送信シンボル系列の組み合わせ

とそのときの誤差

を得る（ｊ＝１〜Ｃ・Ｓ_２の整数）。

送信シンボル系列推定部６１_１〜６１_ｍでは、各送信アンテナに対応する、生き残り送信シンボルとそれに対応する誤差信号とを入力とし、最小誤差を選択し、当該誤差を与える送信シンボル系列を推定する。

送信シンボル系列推定部６１_１〜６１_ｍにおいて硬判定を行う場合の実施例は以下のようになる。

また、送信シンボル系列推定部６１_１〜６１_ｍにおいて軟判定を行う場合の実施例は以下のようになる。

まず、次式にしたがって、軟判定のビット系列を求める。

ここで、

は、送信アンテナｍのビットｉの対数尤度比である。

上記式において、ｅ_{ｍｉｎ，ν}は、第ｉビットが"ν" である

の最小値、σ^２（ｎ）は雑音電力を表す。

軟判定シンボル

は、

を用いて以下のように推定される。

最後に、マルチパス受信信号再生処理部６２_１〜６２_ｍは、上記のようにして推定された送信シンボル系列

を入力し、次式に基づき、その入力された送信シンボル系列

に拡散符号とチャネル係数を乗算することにより、受信アンテナごとに各送信アンテナからの受信パス毎の受信信号系列

を次式にしたがって推定して出力する。

以上説明したように、本実施形態におけるマルチパス受信信号再生部の構成は、図３に示すマルチパス受信信号再生部の構成に比較して、若干の受信信号系列の再生精度の劣化を許容すれば、誤差演算の回数をＣ^Ｍ回から

回に大幅に低減することが可能であり、受信装置の複雑さを大幅に低減することが可能となる。

図５は、マルチパス受信信号再生部の第４の実施形態を示す構成図である。本実施形態では、マルチパス受信信号再生部は、１次復調方法としてパス毎に処理を行うＭＬＤアルゴリズムを用いる。

同図において、このマルチパス受信信号再生部７０は、チャネル係数推定部７１と、Ｎ×Ｌ個の逆拡散部７２〜７５と、Ｌ個のＱＲ分解部７６、７７と、Ｌ個のＱ^Ｈ演算部７８、７９と、送信シンボル候補生成部８０と、変換信号レプリカ生成部８１と、尤度計算部８２と、Ｍ個の送信シンボル系列推定部８３_１〜８３_ｍと、Ｍ個のマルチパス受信信号再生処理部８４_１〜８４_ｍとから構成される。

本実施形態におけるマルチパス受信信号再生部７０では、最初に、チャネル係数推定部７１において、Ｎ本の受信アンテナ２１_１〜２１_ｎで受信された受信信号ｒ_ｎ（ｔ）を入力し、受信アンテナ２１_１〜２１_ｎと送信アンテナ１１_１〜１１_ｎとの間各々の各パスのチャネル係数ｈ_{ｍ，ｎ，ｌ}が推定される。

次に、Ｎ×Ｌ個の逆拡散部７２〜７５により、Ｎ本の受信アンテナ２１_１〜２１_ｎで受信された受信信号ｒ_ｎ（ｔ）を送信時に用いた拡散符号と同一の拡散符号で各パスの受信タイミングで逆拡散し、Ｎ×Ｌ個の各受信アンテナでの各パスの逆拡散信号ｚ_ｎ，ｌを求める。

次に、第ｌ番目のＱＲ分解部では、第ｌ番目のパスのチャネル係数からなる下記のチャネル行列をパス数分生成し、それぞれ、チャネル行列のＱＲ分解を行って、Ｑ行列およびＲ行列を出力する。

上記ＱＲ分解部から出力されるＱ_ｌ行列は、Ｎ行×Ｍ列のユニタリー行列であり、Ｑ_ｌ ^ＨＱ_ｌ＝Ｉを満たす。また、Ｒ_ｌ行列は、Ｍ行×Ｍ列の上三角行列となる。

したがって、第ｌ番目のＱ^Ｈ演算部における演算は、

と記述することができる。

送信シンボル候補生成部８０は、まず、送信アンテナＭに対する送信シンボルｄ_Ｍ，ｉを生成して変換信号レプリカ生成部８１に出力する。変換信号レプリカ生成部８１は、送信シンボルｄ_Ｍ，ｉと、Ｒ_ｌ行列を入力して、変換信号レプリカ

を次式にしたがって生成して出力する。

尤度計算部８２は、まず、ｘ_Ｍ，ｌと

を用い、次式にしたがって誤差演算を行う。

尤度計算部８２は、誤差演算を行った後、送信アンテナＭに対応する生成した
送信シンボルとそれに対応する誤差信号とを入力とし、誤差の小さいＳ_Ｍ個の送信アンテナＭに対応する送信シンボル系列

とそのときの誤差

を保持する。

次に、送信シンボル候補生成部８０は、送信アンテナＭ−１に対する送信シンボル

を生成して出力する。

変換信号レプリカ生成部８１は、送信アンテナＭに対応するＳ_Ｍ個の送信シンボル系列と送信アンテナＭ−１に対する送信シンボルとからＲ行列を入力として変換信号レプリカ

を次式にしたがって生成して出カする。

尤度計算部８２は、次いで、誤差演算を次式により行い、

誤差の小さいＳ_Ｍ−１個の送信アンテナＭと送信アンテナＭ−１に対応する送信シンボル系列の組み合わせ

とそのときの誤差

を保持する。

同様にして、送信シンボル候補生成部８０は、送信アンテナｍに対する送信シンボルｄ_ｍ，ｉを生成して出力する。変換信号レプリカ生成部８１は、送信アンテナｍ＋１から、送信アンテナＭに対応するＳ_ｍ+１個の送信シンボル系列と送信アンテナｍに対する送信シンボルとＲ行列を入力として変換信号レプリカ

を次式にしたがって生成して出カする。

尤度計算部８２は、誤差演算を次式にしたがって行い、

誤差の小さいＳ_ｍ個の送信アンテナＭから送信アンテナｍに対応する送信シンボル系列の組み合わせ

とそのときの誤差

を保持する。

以上の操作を繰り返すことにより、得られたＣ・Ｓ_２個の全送信アンテナに対応する送信シンボル系列の組み合わせ

とそのときの誤差

を得る（ｊ＝１〜Ｃ・Ｓ_２の整数）。

送信シンボル系列推定部８３_１〜８３_ｍでは、各送信アンテナに対応する、生き残り送信シンボルとそれに対応する誤差信号とを入力とし、最小誤差を選択し、当該誤差を与える送信シンボル系列を推定する。

送信シンボル系列推定部８３_１〜８３_ｍにおいて硬判定を行う場合の実施例は以下のようになる。

また、送信シンボル系列推定部８３_１〜８３_ｍにおいて軟判定を行う場合の実施例は以下のようになる。

まず、次式にしたがって、軟判定のビット系列を求める。

ここで、

は、送信アンテナｍのビットｉの対数尤度比である。

上記式において、ｅ_{ｍｉｎ，ν}は、

の最小値を表し、σ^２（ｎ）は雑音電力を表す。

軟判定シンボル

は、

を用いて以下のように推定される。

最後に、マルチパス受信信号再生処理部８４_１〜８４_ｍは、上記のようにして推定された送信シンボル系列

を入力し、次式に基づき、その入力された送信シンボル系列

に拡散符号とチャネル係数を乗算することにより、受信アンテナごとに各送信アンテナからの受信パス毎の受信信号系列

を推定して出力する。

以上説明したように、本実施形態におけるマルチパス受信信号再生部の構成は、図４に示すマルチパス受信信号再生部の構成と同様に、図３に示すマルチパス受信信号再生部の構成に比較して、若干の受信信号系列の再生精度の劣化を許容すれば、誤差演算の回数をＣ^Ｍ回から

回に大幅に低減することが可能であり、受信装置の複雑さを大幅に低減することが可能となる。

図６は、本発明に係るチャネル係数推定部の構成図であり、図７Ａおよび図７Ｂは、当該チャネル係数推定部を用いる場合の送信装置より送信される送信信号の構成例を示す図である。

まず、図７Ａおよび図７Ｂを参照しながら、送信装置から送信される送信信号について説明する。同図に示されるように、本実施形態では、各送信アンテナ（ここでは、送信アンテナ１、２）からの送信信号に、送信アンテナ毎に異なる４シンボル長のパイロットシンボル（斜線部）がデータシンボルに対して周期的に挿入されている。図７Ａに示される例では、各送信アンテナのパイロットシンボルパターンは互いに直交している。

また、図７Ｂに示される例では、各送信アンテナのパイロットシンボルの拡散に用いられる拡散符号（Ｃ１、Ｃ２）が直交している。

パイロット信号の送信は、図７Ａ、図７Ｂのいずれかの方法によって行えばよく、送信アンテナ間のパイロット信号を直交させることで高精度なチャネル推定が可能となる。上記のような直交シンボルパターンもしくは直交拡散符号は、例えば、パイロットシンボル数と同じ長さもしくは、パイロットシンボルの拡散率と同じ長さのＷａｌｓｈ系列を用いることで生成可能である。これ以降、送信アンテナmのパイロット信号系列をp_ｍ(n)として説明を進める。なお、nはチップ番号を表すものとする。

図６に戻り、本発明に係るチャネル係数推定部の構成を説明する。このチャネル係数推定部１００は、送信アンテナｍと受信アンテナｎ間の各パスのチャネル係数を推定する機能を備える。本例では、３送信アンテナ、４受信アンテナの場合のチャネル係数推定部の構成例を示している。すなわち、このチャネル係数推定部は、３×４の相関検出部１０１〜１０４と、パイロット信号レプリカ生成部１１１〜１１４とを備える。なお、本例では、構成要素が複数有る相関検出部と、パイロット信号レプリカ生成部の符号の末尾に連番を付すものとして図示した。

まず、同図を参照しながら送信アンテナ１と受信アンテナ１間のチャネル係数ｈ_{１，１，ｌ}を推定する場合の動作を説明する。

同図において、受信アンテナ１で受信された受信信号ｒ１は相関検出部１０１に入力される。また、パイロット信号レプリカ生成部１１１では送信アンテナ１のパイロットシンボル系列ｐ１を生成し、相関検出部１０１に入力する。

相関検出部１０１では、受信信号ｒ１に送信アンテナ１のパイロットシンボル系列p1の複素共役値をパスｌの受信タイミングを考慮して乗算した値を４パイロットシンボル区間で平均化することにより送信アンテナ１と受信アンテナ１間のチャネル係数ｈ_{１，１，ｌ}を次式にしたがって推定し出力する。

ここで、ｒ_１（ｎ）は、パイロットシンボルｎが受信されるときの受信信号ｒ_１を示す。実際にはｈ_{１，１，ｌ}の推定は複数のパイロットシンボル送信区間で得られたチャネル係数推定値を重み付け平均することで求めることも可能である。

同様にして、受信信号ｒ１を入力とする２段目の相関検出部（図示省略）では、受信信号ｒ_１と２段目のパイロットシンボルレプリカ生成部（図示省略）で生成された送信アンテナｍのパイロットシンボル系列ｐ_ｍを入力として、チャネル係数ｈ_{１，ｍ，ｌ}を推定し出力する。

さらに同様にして、受信信号ｒ_４とパイロットシンボルレプリカ生成部１１３で生成される送信アンテナ１のパイロットシンボル系列ｐ_１を相関検出部１０３に入力し、相関を求めることでチャネル係数ｈ_{４，１，ｌ}を推定し出力する。

以上の動作を繰り返すことで、３送信アンテナと４受信アンテナ間の各パスのチャネル係数を推定することができる。なお、上記では、パイロットシンボルがデータシンボルに時間的に多重される構成を例にあげて説明したが、符号多重を用いた場合も同様の方法でチャネル係数推定値を得ることができる。

図８は、本発明の実施形態に係る受信装置の第２の実施形態を示す構成図である。同図に示すように本実施形態では、受信装置２００は、複数のマルチパス受信信号再生部２１１〜２１３がシリアルにマルチパス干渉キャンセル部２２１_１、２２１_２、２２２_１、２２２_２、２２３_１、２２３_２を介して接続されており（本例では、３段構成）、最終段に復調部２３１が配置されている。初段のマルチパス受信信号再生部２１１には、上述した図２から図５に記載のいずれか任意のマルチパス受信信号再生部の構成を適用することができる。

また、２段目以降のマルチパス受信信号再生部２１２、２１３にも、以上で説明した図２から図５に記載のいずれか任意のマルチパス受信信号再生部の構成を適用することができる。ここで、２段目以降の第ｐ段目のマルチパス受信信号再生部への入力信号

は、受信信号と第p−１段目のマルチパス受信信号再生部の出力信号

を用いて、マルチパス干渉キャンセル部により次式の演算により生成される。

上記式にしたがい演算されて得られたＮ×Ｌ個のマルチパス干渉キャンセル後の受信信号

は受信アンテナｎ、パスｌに対応する逆拡散部（図示省略）に入力される。

また、この構成を用いた場合は、２段目以降の第ｐ段目のマルチパス受信信号再生部におけるチャネル係数推定部（図示省略）では、チャネル係数ｈ_１１ｌの推定において、受信信号ｒ_ｎ（ｔ）の代わりにマルチパス干渉キャンセル後の受信信号

を用いることでより高精度なチャネル係数推定を行うことができる（構成の簡単化のために、前段のマルチパス受信信号再生部におけるチャネル係数を用いることも同様に可能である）。

このように本実施形態によれば、マルチパス受信信号再生部を複数段設けることで、後段のマルチパス受信信号再生部では、マルチパス干渉キャンセル後の受信信号を用いて高精度にチャネル推定、送信シンボル系列推定を行うことができ、結果としてより高精度な受信アンテナごとの各送信アンテナからの受信パス毎の受信信号系列

を推定することができる。

図９は、本発明の実施形態に係る受信装置で用いられる復調部の第１の実施形態を示す構成図である。本実施形態では、復調部は、復調アルゴリズムとしてＭＬＤを用いる。

同図において、この復調部３００は、チャネル係数推定部３１１と、Ｎ×Ｌ個の逆拡散部３１２〜３１５と、送信シンボル候補生成部３１６と、受信信号レプリカ生成部３１７と、尤度計算部３１８と、送信系列推定部３１９とから構成される。なお、構成要素が複数有る場合には、末尾に連番を付すものとして図示した。

上記のように構成された復調部３００の動作について説明する。

復調部３００に入力される入力信号は、Ｎ×Ｌ個のマルチパス干渉キャンセル後の受信信号

であり、チャネル係数推定部３１１において、受信アンテナと送信アンテナとの間各々の各パスのチャネル係数ｈ_{ｍ，ｎ，ｌ}が推定される（なお、構成の簡単化のために、前段のマルチパス受信信号再生部におけるチャネル係数を用いることも同様に可能である）。

さらに、Ｎ×Ｌ個のマルチパス干渉キャンセル後の受信信号

は受信アンテナｎ、パスｌに対応する逆拡散部に入力され、逆拡散信号ｚ´_ｎ、ｌを得る。送信シンボル候補生成部３１６は、各アンテナに対する送信シンボルｄ_ｍ，ｉを生成して出力する。受信信号レプリカ生成部３１７は、送信シンボルとチャネル係数とを入力として受信信号レプリカ

を次式にしたがって生成して尤度計算部３１８に出力する。

尤度計算部３１８は、逆拡散部３１２〜３１５から出力される逆拡散信号ｚ´_ｎ、ｌと受信信号レプリカ

とを入力として、誤差演算を次式にしたがって行う。

送信系列推定部３１９では、各送信アンテナに対応する生成した送信シンボルとそれに対応する誤差信号とを入力し、送信シンボル系列によって送信されたビッに対する尤度λ_ｉを出力する。ここで、誤差信号に基づいたビット尤度の計算法は、既存のいかなる方法も適用可能である。

上述したビット尤度は、チャネル復号器（例えば、ターボ復号器）等に入力されて最終的に情報ビット系列が復元される。

図１０は、本発明の実施形態に係る復調部の第２の実施形態を示す構成図である。本実施形態では、復調部は、復調アルゴリズムとしてパス一括で処理を行うＭＬＤを用いる。

同図において、この復調部４００は、チャネル係数推定部４１１と、Ｎ×Ｌ個の逆拡散部４１２〜４１５と、ＱＲ分解部４１６と、Ｑ^Ｈ演算部４１７と、送信シンボル候補生成部４１８と、変換信号レプリカ生成部４１９と、尤度計算部４２０と、送信系列推定部４２１とから構成される。なお、構成要素が複数有る場合には、末尾に連番を付すものとして図示した。

上記のように構成された復調部４００の動作について以下説明する。

復調部４００に入力される入力信号は、Ｎ×Ｌ個のマルチパス干渉キャンセル後の受信信号

であり、チャネル係数推定部４１１において、受信アンテナと送信アンテナとの間各々の各パスのチャネル係数ｈ_{ｍ，ｎ，ｌ}が推定される（なお、構成の簡単化のために、前段のマルチパス受信信号再生部におけるチャネル係数を用いることも同様に可能である）。

さらに、Ｎ×Ｌ個のマルチパス干渉キャンセル後の受信信号

は受信アンテナｎ、パスｌに対応する逆拡散部に入力され、逆拡散信号ｚ´_ｎ、ｌを得る。

次に、ＱＲ分解部４１６では、チャネル係数からなる下記のチャネル行列を生成し、チャネル行列のＱＲ分解を行って、Ｑ行列およびＲ行列をＱ^Ｈ演算部４１７に出力する。

上記ＱＲ分解部４１７から出力されるＱ行列は（Ｎ×Ｌ）行×Ｍ列のユニタリー行列であり、Ｑ^ＨＱ＝Ｉを満たす。また、Ｒ行列はＭ行×Ｍ列の上三角行列となる。したがって、Ｑ^Ｈ演算部４１７における演算は、

と記述することができる。

送信シンボル候補生成部４１８は、まず、送信アンテナＭに対する送信シンボルｄ_Ｍ，ｊを生成して出力する。変換信号レプリカ生成部４１９は、送信シンボルｄ_Ｍ，ｊとＲ行列を入力して変換信号レプリカ

を次式にしたがって生成して尤度計算部４２０に出力する。

尤度計算部４２０はまず、ｘ´_Ｍと、

の誤差演算を次式にしたがって行う。

尤度計算部４２０では、送信アンテナＭに対応する生成した送信シンボルとそれに対応する誤差信号とを入力とし、誤差の小さいＳ_Ｍ個の送信アンテナＭに対応する送信シンボル系列

とそのときの誤差

次に、送信シンボル候補生成部４１８、送信アンテナＭ−１に対する送信シンボル

を生成して出力する。

変換信号レプリカ生成部４１９は、送信アンテナＭに対応するＳ_Ｍ個の送信シンボル系列と送信アンテナＭ−１に対する送信シンボルとからＲ行列を入力として変換信号レプリカ

を次式にしたがって生成して出カする。

尤度計算部４２０は、次いで、誤差演算を次式により行い、

誤差の小さいＳ_Ｍ−１個の送信アンテナＭと送信アンテナＭ−１に対応する送信シンボル系列の組み合わせ

とそのときの誤差

を保持する。

同様にして、送信シンボル候補生成部４１８は、送信アンテナｍに対する送信シンボルｄ_ｍ，ｉを生成して出力する。変換信号レプリカ生成部４１９は、送信アンテナｍ＋１から、送信アンテナＭに対応するＳ_ｍ+１個の送信シンボル系列と送信アンテナｍに対する送信シンボルとＲ行列を入力として変換信号レプリカ

を次式にしたがって生成して出カする。

尤度計算部４２０は、誤差演算を次式にしたがって行い、

誤差の小さいＳ_ｍ個の送信アンテナＭから送信アンテナｍに対応する送信シンボル系列の組み合わせ

とそのときの誤差

を保持する。

以上の操作を繰り返すことにより、得られたＣ・Ｓ_２個の全送信アンテナに対応する送信シンボル系列の組み合わせ

とそのときの誤差

を得る。

送信系列推定部４２１では、各送信アンテナに対応する、生き残り送信シンボルとそれに対応する誤差信号とを入力とし、送信シンボル系列によって送信されたビットに対する尤度λ_ｉを出力する。なお、誤差信号に基づいたビット尤度の計算法は、既存のいかなる方法も適用可能である。

上述したビット尤度はチャネル復号器（例えば、ターボ復号器）等に入力されて最終的に情報ビット系列が復元される。

以上のように、第２の実施形態に係る復調部の構成（図１０）は、図９において説明した第１の実施形態の復調部の構成に比較にして、若干のビット尤度の推定精度の劣化を許容すれば、誤差演算の回数をＣ^Ｍ回から

回に大幅に低減することが可能であり、受信装置の複雑さを大幅に低減することが可能となる。

図１１は、本発明の実施形態に係る復調部の第３の実施形態を示す構成例図である。本実施形態では、復調部は、復調アルゴリズムとしてパス毎に処理を行うＭＬＤを用いる。

同図において、この復調部５００は、チャネル係数推定部５１１と、Ｎ×Ｌ個の逆拡散部５１２〜５１５と、Ｌ個のＱＲ分解部５１６、５１７と、Ｌ個のＱ^Ｈ演算部５１８、５１９と、送信シンボル候補生成部５２０と、変換信号レプリカ生成部５２１と、尤度計算部５２２と、送信系列推定部５２３とから構成される。なお、構成要素が複数有る場合には、末尾に連番を付すものとして図示した。

上記のように構成された復調部５００の動作について以下説明する。

復調部５００に入力される入力信号は、Ｎ×Ｌ個のマルチパス干渉キャンセル後の受信信号

であり、チャネル係数推定部５１１において、受信アンテナと送信アンテナとの間各々の各パスのチャネル係数ｈ_{ｍ，ｎ，ｌ}が推定さ
される（なお、構成の簡単化のために、前段のマルチパス受信信号再生部におけるチャネル係数を用いることも同様に可能である）。

さらに、Ｎ×Ｌ個のマルチパス干渉キャンセル後の受信信号

は受信アンテナｎ、パスｌに対応する逆拡散部に入力され、逆拡散信号ｚ´_ｎ、ｌを得る。

次に、第ｌ番目のＱＲ分解部では、第ｌ番目のパスのチャネル係数からなる下記のチャネル行列をパス数分生成し、それぞれ、チャネル行列のＱＲ分解を行って、Ｑ行列およびＲ行列を出力する。

上記ＱＲ分解部から出力されるＱ_ｌ行列は、Ｎ行×Ｍ列のユニタリー行列であり、Ｑ_ｌ ^ＨＱ_ｌ＝Ｉを満たす。ここで、Ｈは共役複素転置を表し、Ｉは単位行列を表す。また、Ｒ_ｌ行列は、Ｍ行×Ｍ列の上三角行列となる。

したがって、第ｌ番目のＱ^Ｈ演算部における演算は、

と記述することができる。

送信シンボル候補生成部５２０は、まず、送信アンテナＭに対する送信シンボルｄ_Ｍ，ｉを生成して変換信号レプリカ生成部５２１に出力する。変換信号レプリカ生成部５２１は、送信シンボルｄ_Ｍ，ｉと、Ｒ_ｌ行列を入力して、変換信号レプリカ

を次式にしたがって生成して出力する。

尤度計算部５２２は、まず、ｘ´_Ｍ，ｌと

を用い、次式にしたがって誤差演算を行う。

尤度計算部５２２は、誤差演算を行った後、送信アンテナＭに対応する生成した送信シンボルとそれに対応する誤差信号とを入力とし、誤差の小さいＳ_Ｍ個の送信アンテナＭに対応する送信シンボル系列

とそのときの誤差

を保持する。

次に、送信シンボル候補生成部５２０は、送信アンテナＭ−１に対する送信シンボルｄ_{Ｍ−１，ｉ}を生成して出力する。

変換信号レプリカ生成部５２１は、送信アンテナＭに対応するＳ_Ｍ個の送信シンボル系列と送信アンテナＭ−１に対する送信シンボルとからＲ行列を入力として変換信号レプリカ

を次式にしたがって生成して出カする。

尤度計算部５２２は、次いで、誤差演算を次式により行い、

誤差の小さいＳ_Ｍ−１個の送信アンテナＭと送信アンテナＭ−１に対応する送信シンボル系列の組み合わせ

とそのときの誤差

を保持する。

同様にして、送信シンボル候補生成部５２０は、送信アンテナｍに対する送信シンボルｄ_ｍ，ｉを生成して出力する。変換信号レプリカ生成部５２１は、送信アンテナｍ＋１から、送信アンテナＭに対応するＳ_ｍ+１個の送信シンボル系列と送信アンテナｍに対する送信シンボルとＲ行列を入力として変換信号レプリカ

を次式にしたがって生成して出カする。

尤度計算部５２２は、誤差演算を次式にしたがって行い、

誤差の小さいＳ_ｍ個の送信アンテナＭから送信アンテナｍに対応する送信シンボル系列の組み合わせ

とそのときの誤差

を保持する。

以上の操作を繰り返すことにより、得られたＣ・Ｓ_２個の全送信アンテナに対応する送信シンボル系列の組み合わせ

とそのときの誤差

を得る。

送信系列推定部５２３では、Ｌ個の尤度計算部から得られた各送信アンテナに対応する、生き残り送信シンボルとそれに対応する誤差信号とを入カとし、Ｌ個の誤差信号の和から、送信シンボル系列によって送信されたビットに対する尤度
λ_ｉを出カする。なお、誤差信号に基づいたビット尤度の計算法は、既存のいかなる方法も適用可能である。

上述したビット尤度は、チャネル復号器（例えば、ターボ復号器）等に入力されて最終的に情報ビット系列が復元される。

以上のように、第３の実施形態に係る復調部の構成（図１１）は、図９において説明した第１の実施形態の復調部の構成に比較にして、若干のビット尤度の推定精度の劣化を許容すれば、誤差演算の回数をＣ^Ｍ回から

回に大幅に低減することが可能であり、受信装置の複雑さを大幅に低減すること
が可能となる。

図１２は、本発明の実施形態に係る受信装置の第３の実施形態を示す構成図である。本実施の形態による無線通信システムにおいては、送信装置（図示省略）において、送信データビット系列をＭ本の送信系列にシリアル・パラレル変換し、同一の周波数帯かつ同一の拡散符号群を用いてデータ変調を行い、Ｍ本の送信アンテナからＮ_ｃｏｄｅ本のマルチコードチャネルで同時に送信される場合を示している。

本実施形態に係る受信装置６００では、ステージ数分の各コードチャネル（本例では、コードチャネル１、２）に対応するマルチパス受信信号再生部６１１〜６１４と、各コードチャネルに対応する復調部６２１、６２２を用意し、マルチパス干渉キャンセル部６１５〜６１８を介して接続される。
本実施形態では、初段の各コードチャネルに対応するマルチパス受信信号再生部６１１、６１２への入力信号は、Ｎ本の受信アンテナ（ここでは、Ｎ＝２の例を示している）で受信された受信信号ｒ_ｎ（ｔ）であり、マルチパス受信信号再生部６１１、６１２は、それぞれ当該コードチャネルの各送信アンテナからの受信パス毎の再生受信信号系列

（ｋはコード番号で、

はコードチャネルｋの拡散符号を表す）を出力する。

Ｎ個のマルチパス干渉キャンセル部（本例では、Ｎ＝２）６１５、６１６には、受信信号ｒ_ｎ（ｔ）と全コードチャネル再生受信信号系列

とが加算器６３１〜６３４により加算（合成）されて入力され、マルチパス干渉キャンセル後の受信信号

を次式にしたがって生成する。

第２段の各コードチャネルに対応するマルチパス受信信号再生部６１３、６１４への入力信号は、マルチパス干渉キャンセル後の受信信号

となり、以上の操作をステージ数だけ繰り返して、最終的なマルチパス干渉キャンセル後の受信信号

が生成される。

このようにして生成されたマルチパス干渉キャンセル後の受信信号

は各コードチャネルに対応する復調部６２１、６２２に入力され、各コードチャネルにおける送信シンボル系列によって送信されたビットに対する尤度が出力される。

次に、本発明について具体的に計算機シミュレーションを行った例を、図１３を用いて説明する。同図は、従来のＭＬＤと２次元ＭＭＳＥおよび本発明による受信装置の復調方法を用いた場合の受信アンテナ当たりの平均受信Ｅｂ／Ｎｏ（情報１ビット当りの信号エネルギーに対する雑音電力密度）に対するスループット特性を計算機シミュレーションにより評価した場合の結果を示す図である。

本シミュレーションでは、受信装置のマルチパス受信信号再生部を、２ステージで構成し、第１ステージでは、図２の構成を、第２ステージでは図４の構成を用いるものとした。また、マルチパスとして平均受信電力が等しい２パスモデルを仮定した。拡散率は１６であり、１５コードチャネルを符号多重している（実効的な拡散率は１５／１６である）。図中Ｒはターボ符号化を用いたチャネル符号化の符号化率を表し、実線は、本発明法による特性（ＱＲ−ＭＬＤ ｗｉｔｈ ２−ｓｔａｇｅ ＭＰＩＣ）を、点線は従来におけるＭＭＳＥの特性を、×印は従来におけるＭＬＤの特性を示している。また、●、○はＱＰＳＫ変調を用いたＭＩＭＯ多重（４送信アンテナ、４受信アンテナ）の受信アンテナ当たりの平均受信Ｅｂ／Ｎｏを、■、□は１６ＱＡＭ変調を用いたＭＩＭＯ多重の受信アンテナ当たりの平均受信Ｅｂ／Ｎｏ特性をそれぞれ表している。

同図により、本発明の受信装置の構成を用いることで、従来の信号分離法を用いる場合に比較して、大幅にあるスループットを得るために必要な平均受信電力Ｅｂ／Ｎｏを低減できていることがわかるが、これは、本発明の受信装置の構成を用いることでより大幅に少ない送信電力で従来と同じスループットを実現できることを示している。換言すれば、同じ送信電力であれば従来よりも大幅にスループットを増大できることを示している。

以上説明してきたように、本発明によれば、ＣＤＭＡ方式において情報ビットレートを増大するために複数の送信アンテナから異なるデータを同時送信するＭＩＭＯ多重を適用したときに、マルチパス干渉を低減し、異なる送信アンテナから送信された信号の高精度な分離を実現することができる。その結果、マルチパスフェージング環境における、受信ビット誤り率・受信パケット誤り率の低減、並びにスループット（誤り無く伝送できる情報ビットの伝送レート）を大幅に向上させることができる。

上記各実施形態では、マルチパス受信信号再生部に、ＭＭＳＥやＭＬＤなどのアルゴリズム（例えば、アルゴリズムを記述したプログラム）が採用される場合を例示したが、より好ましくは、実用性の範囲の演算量で高精度な信号分離を実現可能とするＱＲ−ＭＬＤアルゴリズムを採用するとよい。

また、上記各実施形態では、無線通信システムで用いられる受信装置を適用したが、当該受信装置を、移動通信システムで用いている基地局において適用することも勿論可能である。また、無線回線や有線回線を介して上記アルゴリズムを選択的にダウンロードし、無線設備の特性を変化させる、いわゆるソフトウェア無線基地局を本発明に適用することも可能である。

本発明は、複数アンテナを用いて信号の復調を行う無線通信システムに適用可能である。

Claims (15)

1. 複数の送信アンテナから、ＣＤＭＡ方式により送信された送信信号を、複数の受信アンテナにより受信する受信装置であって、
   各受信アンテナで受信した受信信号を１次復調して各送信アンテナからの送信信号を推定し、該推定結果に基づいてマルチパス環境における受信アンテナ毎の各パスの受信信号を再生するマルチパス受信信号再生手段と、
   前記各受信アンテナで受信した受信信号から、着目するパス以外のパスに対応する前記マルチパス受信信号再生手段により再生された再生受信信号を減じるマルチパス干渉キャンセル手段と、
   該マルチパス干渉キャンセル手段により、前記再生受信信号が減じられた受信信号を用いて２次復調を行う復調手段と
   を備えることを特徴とする受信装置。
2. 請求項１に記載の受信装置であって、
   前記マルチパス受信信号再生手段は、最小平均自乗誤差法（MMSE: Minimum Mean Square Error）を用いて、各受信アンテナで受信した受信信号を１次復調することを特徴とする受信装置。
3. 請求項１に記載の受信装置であって、
   前記マルチパス受信信号再生手段は、最尤検出法（MLD: Maximum Likelihood Detention）を用いて、各受信アンテナで受信した受信信号を１次復調することを特徴とする受信装置。
4. 請求項１に記載の受信装置であって、
   前記マルチパス受信信号再生手段は、ＱＲ分解を利用した最尤検出法を用いて複数パスを一括して前記１次復調を実行することを特徴とする受信装置。
5. 請求項１に記載の受信装置であって、
   前記マルチパス受信信号再生手段は、ＱＲ分解を利用した最尤検出法を用いてパス毎に前記１次復調を実行することを特徴とする受信装置。
6. 請求項２に記載の受信装置であって、
   前記マルチパス受信信号再生手段は、各受信アンテナで受信した受信信号を１次復調することにより推定された送信シンボル系列の確からしさに基づいて、受信信号の振幅を制御することを特徴とする受信装置。
7. 請求項２に記載の受信装置であって、
   前記マルチパス受信信号再生手段は、前記複数の送信アンテナから送信される既知のパイロット信号を用いてチャネル係数を推定することを特徴とする受信装置。
8. 請求項２に記載の受信装置であって、
   所定数の前記マルチパス受信信号再生手段及び前記マルチパス干渉キャンセル手段を多段接続することを特徴とする受信装置。
9. 請求項８に記載の受信装置であって、
   前記マルチパス受信信号再生手段が多段接続される場合に、２段目以降の各段において、前段のマルチパス干渉キャンセル手段により前記再生受信信号が減じられた受信信号を用いて、前記複数の送信アンテナから送信される既知のパイロット信号に基づいて推定されるチャネル係数推定値の更新を行うことを特徴とする受信装置。
10. 請求項１に記載の受信装置であって、
    前記復調手段は、最尤検出法を用いて２次復調を行うことを特徴とする受信装置。
11. 請求項１に記載の受信装置であって、
    前記復調手段は、ＱＲ分解を利用した最尤検出法を用いて複数パスを一括して２次復調を行うことを特徴とする受信装置。
12. 請求項１に記載の受信装置であって、
    前記復調手段は、ＱＲ分解を利用した最尤検出法を用いてパス毎に２次復調を行うことを特徴とする受信装置。
13. 請求項１に記載の受信装置であって、
    前記複数の送信アンテナから符号多重された送信信号が送信されたときに、
    前記マルチパス受信信号再生手段は、各受信アンテナで受信した受信信号を１次復調して、拡散符号毎に受信アンテナ毎の各パスの受信信号を再生し、
    前記マルチパス干渉キャンセル手段は、前記各受信アンテナで受信した受信信号から、着目するパス以外のパスの全拡散符号に対応する前記マルチパス受信信号再生手段により再生された再生受信信号を減じた信号を生成し、
    前記復調手段は、前記マルチパス干渉キャンセル手段により前記再生受信信号が減じられた受信信号を用いて、拡散符号毎に２次復調を行うことを特徴とする受信装置。
14. 複数の送信アンテナから、ＣＤＭＡ方式により送信された送信信号を、複数の受信アンテナにより受信する受信装置の受信方法であって、
    各受信アンテナで受信した受信信号から、所定のアルゴリズムを用いて、各送信アンテナからの送信信号を推定する送信信号推定ステップと、
    該送信信号推定ステップにより推定された送信信号と、既知のパイロット信号に基づいて推定されるチャネル推定値とを乗算することにより、マルチパス環境における受信アンテナ毎の各パスの受信信号を再生する受信信号再生ステップと、
    前記各受信アンテナで受信した受信信号から、着目するパス以外のパスに対応する前記受信信号再生ステップにより再生された再生受信信号を減算する再生受信信号減算ステップと、
    該再生受信信号減算ステップにより前記再生受信信号が減算じられた受信信号を用いて復調を行う復調ステップと
    を有することを特徴とする受信方法。
15. 複数の送信アンテナを備え、各送信アンテナからＣＤＭＡ信号を送信する送信装置と、請求項１に記載の受信装置と
    を備えることを特徴とする無線通信システム。

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