JP2006339773A - Ｍｉｍｏ受信装置、受信方法、および無線通信システム - Google Patents

Abstract

【課題】 マルチパス信号のレベル差によらず優れた信号分離特性を得ることのできるＭＩＭＯ受信装置、受信方法、および無線通信システムを提供する。
【解決手段】 マルチパス線形合成部２３は、複数の送信アンテナと複数の受信アンテナ１４₁〜１４_Nの間の伝送路行列により、受信アンテナ１４₁〜１４_Nの受信信号におけるマルチパスを線形合成する。最尤検出部２６は、マルチパス線形合成部２３によりマルチパスが合成された信号と伝送路行列を用いて求めた受信レプリカとを比較することにより送信アンテナ１４₁〜１４_Nの各々の送信信号を推定する。
【選択図】 図２

Description

本発明は、ＭＩＭＯによる通信に用いられる受信装置、受信方法、および無線通信システムに関し、特に、複数の受信アンテナを用いて受信した信号から最尤検出法（ＭＬＤ）によりＭＩＭＯの信号を復調する受信装置、受信方法、および無線通信システムに関する。

次世代移動通信の無線通信方式には高速データ伝送が要求される。高速データ伝送を実現する技術として、ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）多重方式が注目されている。ＭＩＭＯは、複数の送信アンテナから同一の周波数および時間を用いて複数の信号を送信し、その信号を複数の受信アンテナを用いて受信し、複数の信号を復調（信号分離）する技術である。

図８は、ＭＩＭＯを用いた一般的な無線通信システムの構成を示すブロック図である。ここでは、送信アンテナ数をＭ（Ｍは１以上の整数）とし、受信アンテナ数をＮ（Ｎは１以上の整数）としてある。

図８を参照すると、無線通信システムは、送信装置８１および受信装置８２を有している。送信装置８１は複数の送信アンテナ８３₁〜８３_Mを有している。受信装置８２は複数の受信アンテナ８４₁〜８４_Nを有している。

送信装置８１は、複数の送信アンテナ８３₁〜８３_Mの各々から異なる信号を同一の周波数で同時に送信する。受信装置８２は、送信装置８１から送出された信号を複数の受信アンテナ８４₁〜８４_Nを用いて受信し、その受信した信号から信号分離処理によりＭ個の信号を復調する。このような無線通信システムによれば、伝送帯域幅を増加させることなく、送信アンテナ数に比例して同時に送受信する信号の数を増やすことにより、高速データ伝送を実現することができる。

一方、ＤＳ−ＣＤＭＡ（Ｄｉｒｅｃｔ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ−Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）は、移動通信の無線アクセス方式として広く用いられている。

ＤＳ−ＣＤＭＡでは、送信信号を固有の符号で時間拡散することにより、マルチセル環境で他セル干渉を効果的に低減し、１セル繰り返しを可能としている。また、逆拡散によりマルチパス信号を分離し、それらを合成（レイク合成）することでパスダイバーシチ効果を得ることができる。

近年、ＤＳ−ＣＤＭＡにＭＩＭＯ多重を適用すること（ＣＤＭＡ ＭＩＭＯ多重）により、更なる高速データ伝送を可能にする検討がされている。そして、ＣＤＭＡ ＭＩＭＯ多重における信号分離処理として種々の方法が提案されている。例えば、最小平均自乗誤差法（ＭＭＳＥ：Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕｒｅ Ｅｒｒｏｒ）、ＶＢＬＡＳＴ（Ｖｅｒｔｉｃａｌ Ｂｅｌｌ Ｌａｂｓ Ｌａｙｅｒｅｄ Ｓｐａｃｅ−Ｔｉｍｅ）、および最尤検出法（ＭＬＤ：Ｍａｘｉｍｕｍ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）がある。

ＭＭＳＥは、着目する送信アンテナ以外の送信アンテナからの干渉を線形フィルタで抑圧する方法である。ＶＢＬＡＳＴは、ＭＭＳＥと送信アンテナ信号の逐次干渉除去を繰り返す方法である（例えば、非特許文献１参照）。ＭＬＤは、全ての送信アンテナ信号のレプリカを生成し、それを用いて最も確からしい送信アンテナ信号を選択する方法である。

ＭＬＤは、ＭＭＳＥやＶＢＬＡＳＴに比べて特性に優れているが、その一方で、送信アンテナ数および変調多値数の増加に伴って演算量が指数的に増大するという欠点がある。この欠点を解消するために、ＭＬＤの演算量を大幅に削減できる演算量削減型ＭＬＤの検討が行われている。

ＭＬＤを用いてＣＤＭＡ ＭＩＭＯの信号分離処理を行う従来のＭＩＭＯ受信装置の一例を示す。図９は、従来のＭＩＭＯ受信装置の構成を示すブロック図である。ここでは、不図示の送信装置が備える送信アンテナの数をＭ（Ｍは１以上の整数）とし、受信アンテナ数をＮ（Ｎは１以上の整数）とする。

図９を参照すると、従来のＭＩＭＯ受信装置は、受信アンテナ９１₁〜９１_N、逆拡散部９２₁₁〜９２_1L、・・・、９２_N1〜９２_NL、伝送路推定部９３、およびＭＬＤ部９４を有している。

逆拡散部９２₁₁〜９２_1Lの各々は、受信アンテナ９１₁で受信された信号を各々のパス毎に逆拡散する。以下同様に、受信アンテナの各々の受信信号をＬ個の逆拡散部がパス毎に逆拡散し、逆拡散部９２_N1〜９２_NLの各々は、受信アンテナ９１_Nで受信された信号を各々のパス毎に逆拡散する。それにより得られた逆拡散信号はＭＬＤ部９４に与えられる。

ここで、受信アンテナｎのパスｌの逆拡散シンボルをｙ_n,lとすると、逆拡散シンボルベクトルｙは、式（１）のように示すことができる。

伝送路推定部９３は、受信アンテナ９１₁〜９１_Nで受信した信号を入力とし、その受信信号に含まれる既知のパイロット信号を用いて送受信アンテナ間の伝送路推定値をパス毎に推定する。送信アンテナｍと受信アンテナｎの間におけるパスｌの伝送路推定値をｈ_m,n,lとすると、伝送路行列Ｈは式（２）のように（Ｎ×Ｌ）行Ｍ列で表すことができる。

ＭＬＤ部９４は、伝送路推定部９３で得られた伝送路行列Ｈを用いて全ての送信アンテナからの信号に対する受信レプリカを生成し、各逆拡散部９２₁₁〜９２_NLからの逆拡散信号と受信レプリカとの誤差信号を計算し、最も確からしい送信アンテナ信号を選択する。

送信シンボルベクトルｓを式（３）に示すものとし、雑音ベクトルｎを式（４）に示すものとすると、逆拡散シンボルベクトルｙは伝送路行列Ｈを用いて式（５）のように表すことができる。

式（３）において、ｓ_mは送信アンテナｍの送信シンボルを示す。式（４）において、ｎ_n,lは受信アンテナｎのパスｌにおける雑音を示す。

図１０は、ＭＬＤ部９４の構成を示すブロック図である。図１０を参照すると、ＭＬＤ部９４は、送信シンボル候補生成部９４１、受信レプリカ生成部９４２、誤差信号計算部９４３、およびビット尤度計算部９４４を有している。

送信シンボル候補生成部９４１は、全ての送信アンテナシンボルの組み合わせである送信シンボルベクトルｓを生成し、受信レプリカ生成部９４２へ送る。

受信レプリカ生成部９４２は、送信シンボル候補生成部９４１からの送信シンボルベクトルｓと伝送路行列Ｈとから全ての受信レプリカ

を生成し、誤差信号計算部９４３に送る。

誤差信号計算部９４３は、受信レプリカ生成部９４２からの受信レプリカ

と、逆拡散部９２₁₁〜９２_NLからの逆拡散シンボルｙとから最終的な誤差信号Λを求め、ビット尤度計算部９４４に送る。その際、誤差信号計算部９４３は、式（６）のように、受信レプリカ

と、逆拡散シンボルｙ_n,lとを比較し、式（７）に示すように、それぞれの誤差信号を加算して最終的な誤差信号Λを求める。

ビット尤度計算部９４４は、全ての送信アンテナシンボルｓに対応する誤差信号Λを入力とし、各送信アンテナから送信されたビット毎に尤度を計算する。その際、ビット尤度計算部９４４は、ビット尤度を不図示の誤り訂正復号器（例えば、ターボ復号器）に入力し、情報ビット系列を復元する。ビット尤度を計算する方法として、例えば、非特許文献２に述べられるように、着目するビットが＋１であるシンボルの最小誤差信号と、−１であるシンボルの最小誤差信号との差に基づいて計算する方法がある。

図１１は、従来の他のＭＩＭＯ受信装置の構成を示すブロック図である。図１１に示したＭＩＭＯ受信装置は、図９に示したものと比べてＭＬＤの演算量が大幅に削減されたものである（非特許文献２参照）。

図１１を参照すると、従来のＭＩＭＯ受信装置は、受信アンテナ９１₁〜９１_N、逆拡散部９２₁₁〜９２_1L、・・・、９２_N1〜９２_NL、伝送路推定値９３、ＱＲ分解部９５、Ｑ^H変換部９６、および演算量削減型ＭＬＤ部９７を有している。

受信アンテナ９１₁〜９１_N、逆拡散部９２₁₁〜９２_1L、・・・、９２_N1〜９２_NL、および伝送路推定値９３は図９と同じものである。

ＱＲ分解部９５は、伝送路推定部９３で得られた伝送路行列Ｈを式（８）のようにＱ行列とＲ行列の積に分解し、ＱをＱ^H変換部９６に送り、Ｒを演算量削減型ＭＬＤ部９７に送る。

ここで、Ｑは（Ｎ×Ｌ）行Ｍ列のユニタリ行列であり、各列ベクトルは互いに直交し（Ｑ^HＱ＝Ｉ）、ノルムは１である。Ｒは、Ｍ行Ｍ列の上三角行列である。

Ｑ^H変換部９６は、逆拡散シンボルベクトルｙにＱ^Hを乗じることにより、ｙをＱで表される直交座標系に変換する。Ｑ^H変換部９６は、乗算器および加算器でＱ^Hを乗じる演算を実現する構成である。座標変換後の信号ベクトルｚは式（９）で表される。

ここで、雑音ｎ′は雑音ｎをＱで表される直交座標系へ射影したものであるため、ｎと同電力で無相関である。

演算量削減型ＭＬＤ部９７は、ＱＲ分解部９５からのＲ行列を用いて全ての送信アンテナの信号に対する受信レプリカを生成し、受信レプリカと座標変換後の信号ベクトルｚとの誤差信号を計算し、シンボル候補削減を行った後、最も確からしい送信アンテナ信号を選択する。

図１２は、演算量削減型ＭＬＤ部９７の構成を示すブロック図である。図１２を参照すると、演算量削減型ＭＬＤ部９７は、送信シンボル候補生成部９７１、受信レプリカ生成部９７２、誤差信号計算／シンボル候補削減部９７３、およびビット尤度計算部９７４を有している。

送信シンボル候補生成部９７１は、図１０の送信シンボル候補生成部９４１と同様に、全ての送信アンテナシンボルの組み合わせである送信シンボルベクトルｓを生成し、受信レプリカ生成部９７２へ送る。

受信レプリカ生成部３０は、送信シンボル候補生成部９４１からの送信シンボルベクトルｓとＱＲ分解部９５からの行列Ｒとから、全ての受信レプリカ

を生成し、誤差信号計算／シンボル候補削減部９７３に送る。

誤差信号計算／シンボル候補削減部９７３は、複数の送信アンテナについて複数ステージに渡り、受信レプリカ

とＱ^H変換部９６による座標変換後の信号ベクトルｚ_mとから誤差信号Λ_mを求めながらシンボル候補削減を行う。

シンボル候補削減は、一例として送信アンテナ番号の大きなものから順次行われる。

シンボル候補削減の各ステージでは、誤差信号計算／シンボル候補削減部９７３は、式（１０）に示すように、受信レプリカ

と信号ベクトルｚ_mとを比較し、式（１１）に示すように、誤差信号Λ_mを求める。さらに、誤差信号計算／シンボル候補削減部９７３は、この値の小さなシンボル候補から所定数だけ選択することでシンボル候補を削減する。

ビット尤度計算部９７４は、最終的に削減された全ての送信アンテナシンボルｓに対応する誤差信号Λから、各送信アンテナから送信されたビット毎に尤度を計算する。
A. Adjoudani, E. C. Beck, A. P. Burg, G. M. Djuknic, T. G. Gvoth, D. Haessig, S. Manji, M. A. Milbrodt, M. Rupp, D. Samardzija, A. B. Siegel, T. Sizer, II, C. Tran, S. Walker, S. A. Wilkus, and P. W. Wolniansky, "Prototype Experience for MIMO BLAST over Third-Generation Wireless System," IEEE J. Select. Areas Commun., vol. 21, no. 3, pp. 440-451, April 2003. N. Maeda, K. Higuchi, J. Kawamoto, M. Sawahashi, M. Kimata, and S. Yoshida, "QRM-MLD Combined with MMSE-Based Multipath Interference Canceller for MIMO Multiplexing in Broadband DS-CDMA," in Proc. IEEE PIMRC2004,, pp.1741-1746, Sept.2004.

図９に示した従来のＭＩＭＯ受信装置は、逆拡散で分離したマルチパス信号と、各パスの伝送路推定値を用いて生成した受信レプリカとを直接比較し、ＭＬＤによる信号分離処理を行う。その際、マルチパス信号のレベル差が考慮されていないので、各マルチパス信号にレベル差があると、各パスで被るマルチパス干渉が異なり、レベルの小さなマルチパスは大きなマルチパス干渉を受ける。従来のＭＩＭＯ受信装置では、誤差信号の計算においてマルチパス干渉の影響を考慮していないため、レベルの小さなマルチパスの誤差信号を大きく加算してしまい、信号分離特性が劣化していた。

また、図１１に示した従来の他のＭＩＭＯ受信装置は、逆拡散信号をＱ^H変換した信号を用いてＭＬＤの処理を行うが、伝送路行列を直接ＱＲ分解しているので、原理的には図９のＭＩＭＯ受信装置の動作と等価であり、同様の問題を有する。

本発明の目的は、マルチパス信号のレベル差によらず優れた信号分離特性を得ることのできるＭＩＭＯ受信装置、受信方法、および無線通信システムを提供することである。

上記目的を達成するために、本発明のＭＩＭＯ受信装置は、
複数の送信アンテナから送信された信号を複数の受信アンテナで受信するＭＩＭＯ受信装置であって、
複数の前記送信アンテナと複数の前記受信アンテナの間の伝送路行列により、前記受信アンテナの受信信号におけるマルチパスを線形合成するマルチパス線形合成部と、
前記マルチパス線形合成部により前記マルチパスが合成された信号と前記伝送路行列を用いて求めた受信レプリカとを比較することにより前記送信アンテナの各々の送信信号を推定する最尤検出部とを有している。

本発明によれば、マルチパス信号のレベル差を考慮した合成方法により、送信アンテナ信号毎にマルチパス信号の最適な合成を行うことができ、マルチパス信号のレベル差によらず優れた信号分離特性を得ることができる。

また、前記マルチパス線形合成部により前記マルチパスが合成された信号における雑音を白色化して前記最尤検出部に与える白色化フィルタをさらに有することとしてもよい。

これによれば、マルチパス信号を合成した後に雑音の白色化を行ってから最尤検出法の処理を行うので、雑音の影響を軽減して優れた信号分離特性を実現できる。

また、前記最尤検出部は、前記伝送路行列のＱＲ分解の結果を用いた演算量を削減した推定の演算を行うこととしてもよい。

また、前記マルチパス線形合成部は、前記伝送路行列を用いて、前記送信アンテナ毎に前記受信アンテナのマルチパスをレイク合成することとしてもよい。

あるいは、前記マルチパス線形合成部は、前記伝送路行列から得られる等化ウエイトを用いて、前記受信アンテナに対して最小平均自乗誤差法あるいはＺＦ法の等化フィルタリングを行うこととしてもよい。

また、前記受信アンテナの受信信号から前記送信アンテナ毎の送信信号を１次復調し、得られた結果を用いて、前記受信アンテナにて受信されたマルチパス信号を再生するマルチパス信号再生部と、
前記マルチパス信号再生部にて再生された前記マルチパス信号を用いて、前記受信アンテナにて受信された信号からマルチパス干渉を除去するマルチパス干渉除去部とをさらに有することとしてもよい。

また、前記マルチパス信号再生部は、前記１次復調に最小平均自乗誤差法を用いることとしてもよい。あるいは、前記マルチパス信号再生部は、前記１次復調に最尤検出法を用いることとしてもよい。

また、前記マルチパス信号再生部と前記マルチパス干渉除去部が多段接続されているものとしてもよい。

本発明によれば、マルチパス信号のレベル差を考慮した合成方法により、送信アンテナ信号毎にマルチパス信号の最適な合成を行うことができ、マルチパス信号のレベル差によらず優れた信号分離特性を得ることができる。

本発明を実施するための形態について図面を参照して詳細に説明する。

図１は、第１の実施形態による無線通信システムの構成を示すブロック図である。本システムは、ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）多重方式を用いており、ここでは送信アンテナ数をＭ（Ｍは１以上の整数）とし、受信アンテナ数をＮ（Ｎは１以上の整数）としてある。

図１を参照すると、無線通信システムは、送信装置１１および受信装置１２を有している。送信装置１１は複数の送信アンテナ１３₁〜１３_Mを有している。受信装置１２は複数の受信アンテナ１４₁〜１４_Nを有している。

送信装置１１は、複数の送信アンテナ１３₁〜１３_Mの各々から異なる信号を同一の周波数で同時に送信する。受信装置１２は、送信装置１１から送出された信号を複数の受信アンテナ１４₁〜１４_Nを用いて受信し、その受信した信号から信号分離処理によりＭ個の信号を復調する。

図２は、第１の実施形態による受信装置の構成を示すブロック図である。この受信装置は、例えば移動通信システムの基地局無線装置または移動局無線装置のどちらであってもよい。図２を参照すると、受信装置１２は、受信アンテナ１４₁〜１４_N、逆拡散部２１₁₁〜２１_1L、・・・、２１_N1〜２１_NL、伝送路推定部２２、レイク合成部２３、白色化フィルタ計算部２４、白色化フィルタ２５、およびＭＬＤ部２６を有している。

逆拡散部２１₁₁〜２１_1Lの各々は、受信アンテナ１４₁で受信された信号を各々のパス毎に逆拡散する。以下同様に、各受信アンテナの受信信号をパス毎のＬ個の逆拡散部が逆拡散し、逆拡散部２１_N1〜２１_NLの各々は、受信アンテナ１４_Nで受信された信号をパス毎に逆拡散する。それにより得られた逆拡散信号はレイク合成部２３に与えられる。

伝送路推定部２２は、受信アンテナ１４₁〜１４_Nで受信した信号を入力とし、その受信信号に含まれる既知のパイロット信号を用いて送受信アンテナ間の伝送路推定値をパス毎に推定する。

レイク合成部２３は、伝送路推定部２２で得られた伝送路推定値を用いて、送信アンテナ毎に、最適なレイク合成を行う。レイク合成では、一般に、合成後の信号電力対雑音電力比（Ｓ／Ｎ）を最大とする最大比合成（ＭＲＣ：Ｍａｘｉｍｕｍ Ｒａｔｉｏ Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ）が行われる。ここではそれを用いるものとする。レイク合成部２３は、乗算器および加算器で、マルチパスを合成する演算を実現する構成である。レイク合成後の信号ベクトルｚは式（１２）で表される。

ここで、ｈ′_m,n,l＝ｈ_m,n,l／σ² _m,n,lであり、σ² _m,n,lは雑音干渉電力である。雑音ｎ′はＨ′^H変換により相関が生じているため、レイク合成後の信号ベクトルｚをそのまま直接用いてＭＬＤの処理を行うと信号分離特性が劣化する。そこで、本実施形態ではレイク合成後の信号ベクトルｚの雑音を白色化する。

白色化フィルタ計算部２４は、レイク合成後の信号ベクトルｚの雑音を白色化する白色化フィルタ（線形フィルタ）の係数を計算し、白色化フィルタ２５に与える。ここでは白色化フィルタ行列をＤとする。白色化フィルタ行列Ｄは式（１３）を満足すればよい。

ここで、相関行列Ｒ_inの固有値行列をΛとし、固有ベクトル行列をＵとすると、相関行列Ｒ_inは、Ｒ_in＝ＵΛＵ^Hと分解できるので、白色化フィルタ行列Ｄは、式（１５）により求めることができる。

白色化フィルタ２５は、白色化フィルタ計算部２４で得られた白色化フィルタ行列Ｄを用いてレイク合成後の信号ベクトルｚをフィルタリングし、雑音を白色化した信号ベクトルｚ′を式（１６）のように求め、ＭＬＤ部２６に送る。

ＭＬＤ部２６は、伝送路推定部２２で得られた伝送路行列Ｈと、白色化フィルタ計算部２４で得られた白色化フィルタ行列Ｄを用いて、全ての送信アンテナからの信号に対する受信レプリカを生成し、白色化フィルタ２５からの信号ベクトルｚ′と受信レプリカとの誤差信号を計算し、最も確からしい送信アンテナ信号を選択する。

図３は、ＭＬＤ部２６の構成を示すブロック図である。図３を参照すると、ＭＬＤ部２６は、送信シンボル候補生成部３１、受信レプリカ生成部３２、誤差信号計算部３３、およびビット尤度計算部３４を有している。

送信シンボル候補生成部３１は、全ての送信アンテナシンボルの組み合わせである送信シンボルベクトルｓを生成し、受信レプリカ生成部３２へ送る。

ここで、式（１２）および式（１６）から、雑音を白色化した信号ベクトルｚ′は式（１７）のように示すことができる。

雑音ｎ′は白色化されているため無相関である。

受信レプリカ生成部３２は、送信シンボル候補生成部３１からの送信シンボルｓと、伝送路行列Ｈおよび白色化フィルタ行列Ｄとから、全ての受信レプリカ

を生成し、誤差信号計算部３３に送る。

誤差信号計算部３３は、式（１８）のように、複数の送信アンテナに渡り、受信レプリカ生成部３２からの受信レプリカ

と、雑音を白色化した信号ｚ_m′とを比較して誤差信号を求め、式（１９）示すように各誤差信号を加算して最終的な誤差信号Λを計算する。

ビット尤度計算部３４は、全ての送信アンテナシンボルｓに対応する誤差信号Λを入力とし、各送信アンテナから送信されたビット毎に尤度を計算する。その際、ビット尤度計算部３４は、ビット尤度を不図示の誤り訂正復号器（例えば、ターボ復号器）に入力し、情報ビット系列を復元する。ビット尤度を計算する方法として、例えば、非特許文献２に述べられるように、着目するビットが＋１であるシンボルの最小誤差信号と、−１であるシンボルの最小誤差信号との差に基づいて計算する方法がある。なお、本実施形態のビット尤度計算部３４は他のいかなる既存の計算方法をも適用することができる。

以上説明したように、本実施形態によれば、レイク合成部２３は、伝送路行列Ｈを用いて、複数の受信アンテナ１４₁〜１４_Nの受信信号を送信アンテナ１３₁〜１３_M毎にレイク合成することにより、マルチパスのレベル差の影響を考慮した合成を行い、白色化フィルタ２５は、レイク合成部２３によるレイク合成後の信号を、白色化フィルタ行列Ｄを用いてフィルタリングすることにより雑音を白色化し、ＭＬＤ部２６は、伝送路行列Ｈおよび白色化フィルタ行列Ｄを用いて、白色化フィルタ２５により雑音の白色化がされた信号から、各送信アンテナについて最も確からしい送信アンテナ信号を決定する。

そのため、送信アンテナ信号毎にマルチパス信号の最適な合成を行ってレベルの小さなマルチパス信号に小さな重み付けを行うことにより、マルチパス信号のレベル差によらず優れた信号分離特性を得ることができる。また、マルチパス信号の合成後に雑音の白色化を行ってＭＬＤの処理を行うことにより、雑音の影響を軽減して優れた信号分離特性を実現できる。

なお、ここでは好適な例として、信号ベクトルｚの雑音を白色化フィルタ２５により白色化してからＭＬＤの処理を行うこととしたが、本発明はこれに限定されない。白色化フィルタ２５による雑音の白色化を行うことなくＭＬＤの処理を行うこととしても受信装置は動作可能である。その場合、図２において白色化フィルタ計算部２４および白色化フィルタ２５が不要となり、ＭＬＤ部２６に白色化フィルタ行列Ｄを入力する必要もない。

本発明の第２の実施形態について図面を参照して説明する。第２の実施形態の無線通信システムは図１に示した第１の実施形態と同じ構成である。

図４は、第２の実施形態による受信装置の構成を示すブロック図である。図４を参照すると、受信装置１２は、受信アンテナ１４₁〜１４_N、逆拡散部２１₁₁〜２１_1L、・・・、２１_N1〜２１_NL、伝送路推定値２２、レイク合成部２３、白色化フィルタ計算部２４、白色化フィルタ２５、ＱＲ分解部４１、Ｑ^H変換部４２、および演算量削減型ＭＬＤ部４３を有している。

受信アンテナ１４₁〜１４_N、逆拡散部２１₁₁〜２１_1L、・・・、２１_N1〜２１_NL、伝送路推定値２２、レイク合成部２３、白色化フィルタ計算部２４、および白色化フィルタ２５は図２に示した第１の実施形態と同じものである。

白色化フィルタ計算部２４は、上述の式（１３）に示した白色化フィルタ行列Ｄを求める。白色化フィルタ行列Ｄは、白色化フィルタ２５およびＱＲ分解部４１に与えられる。

また、白色化フィルタ２５は、白色化フィルタ行列Ｄを用いて、レイク合成部２３によるレイク合成後の信号ベクトルｚをフィルタリングし、雑音を白色化した信号ベクトルｚ′を式（１６）のように求め、ＱＨ変換部４２に送る。

ＱＲ分解部４１は、伝送路推定部２２からの伝送路行列Ｈと白色化フィルタ計算部２４からの白色化フィルタ行列Ｄを用いて、行列Ｄ^HＨ^HＨを式（２０）に示すようにＱ行列とＲ行列の積に分解し、Ｑ行列をＱ^H変換部４２に送り、Ｒ行列を演算量削減型ＭＬＤ部４３に送る。

ここで、Ｑ行列はＭ行Ｍ列のユニタリ行列である。また、Ｑ行列の各列ベクトルは互いに直交し（Ｑ^HＱ＝Ｉ）、ノルムは１である。Ｒ行列はＭ行Ｍ列の上三角行列である。

Ｑ^H変換部４２は雑音を白色化した信号ｚ′にＱ^Hを乗じることにより、ｚ′をＱで表される直交座標系に変換する。Ｑ^H変換部４２は、乗算器および加算器でＱ^Hを乗じる演算を実現する構成である。座標変換後の信号ベクトルｚ″は式（２１）で表される。

ここで、雑音ｎ″は、雑音ｎ′をＱで表される直交座標系へ射影したものであるため、ｎ′と同電力で無相関である。

演算量削減型ＭＬＤ部４３は、ＱＲ分解部４１からのＲ行列を用いて全ての送信アンテナ信号に対する受信レプリカを生成し、受信レプリカと座標変換後の信号ベクトルｚ″との誤差信号を計算し、シンボル候補削減を行った後、最も確からしい送信アンテナ信号を選択する。

図５は、演算量削減型ＭＬＤ部４３の構成を示すブロック図である。図５を参照すると、演算量削減型ＭＬＤ部４３は、送信シンボル候補生成部５１、受信レプリカ生成部５２、誤差信号計算／シンボル候補削減部５３、およびビット尤度計算部５４を有している。

送信シンボル候補生成部５１は、図３の送信シンボル候補生成部３１と同様に、全ての送信アンテナシンボルの組み合わせである送信シンボルベクトルｓを生成し、受信レプリカ生成部５２へ送る。

受信レプリカ生成部５２は、送信シンボル候補生成部５１からの送信シンボルベクトルｓとＱＲ分解部４１からの行列Ｒとから、全ての受信レプリカ

を生成し、誤差信号計算／シンボル候補削減部５３に送る。

誤差信号計算／シンボル候補削減部５３は、複数の送信アンテナについて複数ステージに渡り、受信レプリカ

とＱ^H変換部９６による座標変換後の信号ベクトルｚ_m″とから誤差信号Λ_mを求めながらシンボル候補削減を行う。

シンボル候補削減は、一例として送信アンテナ番号の大きなものから順次行われる。

シンボル候補削減の各ステージでは、誤差信号計算／シンボル候補削減部５３は、式（２２）に示すように、受信レプリカ

と信号ベクトルｚ_m″とを比較し、式（２３）に示すように、誤差信号Λ_mを求める。さらに、誤差信号計算／シンボル候補削減部５３は、この値の小さなシンボル候補から所定数だけ選択することでシンボル候補を削減する。

ビット尤度計算部５４は、最終的に削減された全ての送信アンテナシンボルｓに対応する誤差信号Λから、各送信アンテナから送信されたビット毎に尤度を計算する。

なお、本実施形態の演算量削減型ＭＬＤ部４３では、一例としてＱＲ分解に基づく演算量削減アルゴリズムを用いたが、本発明はこれに限定されるものではない。他のいかなる既存の演算量削減アルゴリズムも本発明に適用可能である。

以上説明したように、本実施形態によれば、演算量削減型ＭＬＤの処理を行う受信装置においても、第１の実施形態と同様に、マルチパス信号のレベル差によらず優れた信号分離特性を得ることができる。

なお、本実施形態においても、白色化フィルタによる雑音の白色化を行わないこととしても受信装置は動作可能である。

本発明の第３の実施形態について図面を参照して説明する。上述した第１の実施形態では、マルチパス信号を合成する方法としてレイク合成（ＭＲＣ）を用いる例を示した。しかし、マルチパス合成の方法としては他の方法もある。

ＣＤＭＡでは、拡散率が十分に大きく、拡散率に対して符号多重数が少なければ、レイク合成により、マルチパス干渉を十分に逆拡散処理で抑圧しつつマルチパス信号を合成することができる。しかし、拡散率に対して符号多重数が多い場合にはレイク合成ではマルチパス干渉によって特性が大きく劣化する。

マルチパス干渉の抑圧を考慮した合成法（等化法）として、最小平均自乗誤差法（ＭＭＳＥ：Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕｒｅ Ｅｒｒｏｒ）やＺＦ法（Ｚｅｒｏ Ｆｏｒｃｉｎｇ）がある。第３の実施形態では、マルチパス合成方法としてＭＭＳＥあるいはＺＦ法を用いた例を示す。

第３の実施形態の無線通信システムも図１に示した第１の実施形態と同じ構成である。

図６は、第３の実施形態による受信装置の構成を示すブロック図である。図６を参照すると、第３の実施形態による受信装置１２は、受信アンテナ１４₁〜１４_N、伝送路推定部２２、等化ウエイト計算部６１、ＭＭＳＥ／ＺＦ等化器６２、逆拡散部６３₁〜６３_M、白色化フィルタ計算部６４、白色化フィルタ６５、ＭＬＤ部６６を有している。

伝送路推定部２２は、受信アンテナ１４₁〜１４_Nで受信した信号を入力とし、その受信信号に含まれる既知のパイロット信号を用いて送受信アンテナ間の伝送路推定値をパス毎に推定する。

等化ウエイト計算部６１は、伝送路推定部２２で得られた伝送路推定値を用いて、ＭＭＳＥあるいはＺＦ基準で等化フィルタ（線形フィルタ）のウエイトを計算し、ＭＭＳＥ／ＺＦ等化器６２に与える。ウエイトを計算するアルゴリズムには様々なものがあるが、本実施形態の等化ウエイト計算部６１は、いかなる既存のウエイト計算アルゴリズムを用いてもよい。

ＭＭＳＥ／ＺＦ等化器６２は、等化ウエイト計算部６１から与えられたウエイトを用いて、受信アンテナ１４₁〜１４_Nの受信信号を等化フィルタリングすることにより、送信アンテナ毎にマルチパス干渉を抑圧しつつマルチパス信号の合成を行う。ＭＭＳＥ／ＺＦ等化器６２によりマルチパス合成された、送信アンテナ毎の信号の各々は逆拡散部６３₁〜６３_Mに与えられる。ＭＭＳＥを用いた場合、合成後の信号電力対雑音干渉電力比（Ｓ／（Ｎ＋Ｉ））が最大となる合成が行われる。他方、ＺＦ法を用いた場合、合成後の信号電力対干渉電力比（Ｓ／Ｉ）が最大となる合成が行われる。

逆拡散部６３₁〜６３_Mは、ＭＭＳＥ／ＺＦ等化部６２からの送信アンテナ毎の信号を逆拡散する。

等化ウエイト計算部６１で求められＭＭＳＥ／ＺＦ等化部６２で用いられた等化フィルタ行列をＷとすると、逆拡散部６３１〜６３Ｍの出力する信号ベクトルｚは式（２４）で表される。

ここで、伝送路行列Ｈは、等化フィルタ行列Ｗとサイズを合わせるため、等化窓に相当する全ての逆拡散タイミングで定義される。その場合、パスが存在しないタイミングには０がおかれる。

また、雑音ｎ′はＷ^H変換により相関が生じているため、逆拡散後の信号ベクトルｚをそのまま用いてＭＬＤの処理を行うと信号分離特性が劣化する。そこで、本実施形態では、逆拡散後の信号ベクトルｚの雑音を白色化する。

白色化フィルタ計算部６４は、逆拡散後の信号ベクトルｚの雑音を白色化する白色化フィルタ（線形フィルタ）の係数を計算し、白色化フィルタ６５およびＭＬＤ部６６に与える。白色化フィルタ計算部６６の動作は、図２および図４に示した受信装置の白色化フィルタ計算部２４と同様である。ただし、本実施形態の白色化フィルタ計算部６６は、相関行列Ｒ_inを、Ｒ_in＝Ｗ^HＷとおく点が図２、４の白色化フィルタ計算部２４と異なる。

白色化フィルタ６５は、白色化フィルタ計算部２４で得られた白色化フィルタ行列Ｄを用いて逆拡散後の信号ベクトルｚをフィルタリングし、雑音を白色化した信号ベクトルｚ′を求め、ＭＬＤ部６６に送る。白色化フィルタ６５の動作は図２および図４に示した受信装置の白色化フィルタ２５と同様である。

ＭＬＤ部６６は、伝送路行列Ｈ、等化フィルタ行列Ｗ、および白色化フィルタ行列Ｄを用いて全ての送信アンテナからの信号に対する受信レプリカを生成し、白色化フィルタ６５からの信号ベクトルｚ′と受信レプリカとの誤差信号を計算し、最も確からしい送信アンテナ信号を選択する。

ＭＬＤ部６６の動作は図２に示した受信装置のＭＬＤ部２６と同様である。ただし、受信レプリカ

を式（２５）により求める点で図２のＭＬＤ部２６と異なる。

なお、本実施形態の等化ウエイト計算部６１およびＭＭＳＥ／ＺＦ等化部６２は、一例として時間領域処理を想定しているが、本発明はこれに限定されることはなく、周波数領域処理を適用することもできる。

また、本実施形態では通常のＭＬＤの処理を行うこととしたが、第２の実施形態と同様に演算量削減型ＭＬＤを適用することもできる。

以上説明したように、本実施形態によれば、等化ウエイト計算部６１は、伝送路推定値Ｈを用いてＭＭＳＥあるいはＺＦ法の等化フィルタのウエイトを計算し、ＭＭＳＥ／ＺＦ等化部６２は、そのウエイトを用いて、受信アンテナ１４₁〜１４_Nの受信信号を等化フィルタリングすることにより、マルチパス干渉を抑圧しつつマルチパス信号を合成してマルチパスのレベル差の影響を考慮した合成を行い、逆拡散部６３₁〜６３_Mは、送信アンテナ毎の信号を逆拡散し、白色化フィルタ６５は、逆拡散後の信号の雑音を白色化し、ＭＬＤ部６６は、伝送路行列Ｈ、白色化フィルタ行列Ｄ、および等化フィルタ行列Ｗを用いて、雑音の白色化がされた信号から、各送信アンテナについて最も確からしい送信アンテナ信号を決定する。そのため、ＭＭＳＥあるいはＺＦ法などのマルチパス干渉の抑圧を考慮した合成法を用いた受信装置においてもマルチパス信号のレベル差によらず優れた信号分離特性を得ることができる。

なお、本実施形態においても、白色化フィルタによる雑音の白色化を行わないこととしても受信装置は動作可能である。

第４の実施形態について図面を参照して説明する。

上述した第３の実施形態では、マルチパス干渉の抑圧を考慮した例として、マルチパス干渉に対してＭＭＳＥあるいはＺＦ法に基づく等化フィルタリングを行った後に、ＭＬＤの処理を行う構成を示した。しかし、マルチパス干渉の抑圧を考慮した構成として他の例も考えられる。第４の実施形態では、ＣＤＭＡ受信信号を一旦復調（１次復調）した結果を用いてマルチパス信号を再生し、そのマルチパス信号からマルチパス干渉を除去した信号を用いてレイク合成およびＭＬＤの処理を行う構成例を示す。

第４の実施形態の無線通信システムも図１に示した第１の実施形態と同じ構成である。

図７は、第４の実施形態による受信装置の構成を示すブロック図である。図７を参照すると、第４の実施形態の受信装置は、受信アンテナ１４₁〜１４_N、マルチパス信号再生部７１、マルチパス干渉除去部７２₁〜７２_N、逆拡散部２１₁₁〜２１_1L、・・・、２１_N1〜２１_NL、伝送路推定部２２、レイク合成部２３、白色化フィルタ計算部２４、白色化フィルタ２５、およびＭＬＤ部２６を有している。逆拡散部２１₁₁〜２１_1L、・・・、２１_N1〜２１_NL、伝送路推定部２２、レイク合成部２３、白色化フィルタ計算部２４、白色化フィルタ２５、およびＭＬＤ部２６は図２に示した第１の実施形態と同様のものである。

マルチパス信号再生部７１は、受信アンテナ１４₁〜１４_Nの受信信号を入力とし、送信信号を１次復調し、その結果を用いて受信アンテナ毎かつパス毎にマルチパス信号を再生し、マルチパス干渉除去部７２₁〜７２_Nに与える。

なお、１次復調には様々な方法が考えられ、本実施形態のマルチパス信号再生部７１の１次復調には、いかなる復調方法を適用してもよい。例えば、非特許文献２に述べられているようにＭＭＳＥあるいはＭＬＤを用いる１次復調の方法がある。

また、その復調信号に対して誤り訂正復号まで行うこととしてもよい。これにより、マルチパス再生信号の信頼度を向上させることができる。

また、マルチパス信号再生と干渉除去からなる構成を多段接続し、処理を繰り返すことによりマルチパス再生信号の信頼度を向上させる方法も考えられる。

マルチパス干渉除去部７２₁〜７２_Nは、受信アンテナ１４₁〜１４_N毎かつパス毎にマルチパス干渉を除去する。

受信アンテナｎのパスｌについてのマルチパス干渉除去後の受信信号ｒ_n,l（ｔ）は、式（２６）に示すように、受信信号ｒ_n（ｔ）からパスｌ以外のマルチパス干渉を差し引くことで求められる。

ここで、τ_lはパスｌのタイミングを示し、Ｉ_n,l（ｔ−τ_l）はパスｌの全送信アンテナ分のマルチパス信号を示す。

逆拡散部２１₁₁〜２１_NLは、マルチパス干渉除去部７２₁〜７２_Nによりマルチパス干渉の除去された受信信号を入力とし、受信アンテナ毎かつパス毎に逆拡散を行う。

伝送路推定部２２は、マルチパス干渉の除去された受信信号を入力とし、その受信信号に含まれる既知のパイロット信号を用いて、送受信アンテナ間の伝送路推定値をパス毎に推定する。なお、本実施形態において、伝送路推定部２２は、マルチパス干渉の除去された信号を用いず、受信アンテナ１４₁〜１４_Nの受信信号を直接用いることも可能であるが、その場合には伝送路推定の精度が劣化する。

レイク合成部２３は、伝送路推定部２２による伝送路推定値を用いて送信アンテナ毎にマルチパス信号の最適なレイク合成を行う。

白色化フィルタ計算部２４は、伝送路推定値から白色化フィルタ（線形フィルタ）の係数を計算する。

白色化フィルタ２５は、レイク合成部２３によるレイク合成後の信号ベクトルｚをフィルタリングして雑音の白色化された信号ｚ′を求める。

ＭＬＤ部２６は、伝送路行列Ｈと白色化フィルタ行列Ｄを用いて全ての送信アンテナ信号に対する受信レプリカを生成し、その受信レプリカと信号ベクトルｚの各信号との誤差信号を計算し、最も確からしい送信アンテナ信号を選択する。

以上に説明したように、本実施形態によれば、ＣＤＭＡ受信信号を一旦復調した結果を用いてマルチパス信号を再生し、そのマルチパス信号からマルチパス干渉を除去した信号を用いてレイク合成およびＭＬＤの処理を行う構成においても、各パスで被る干渉除去後の残留マルチパス干渉が異なるため、マルチパス信号のレベル差によらず優れた信号分離特性を得ることができる。

なお、上述した各実施形態としてレイク合成、ＭＭＳＥ、あるいはＺＦ法によりマルチパスの線形合成を行うことで、マルチパスのレベル差によらず優れた信号分離特性を得ることを可能とする構成を示した。しかし、本発明は、このレイク合成、ＭＭＳＥ、ＺＦ法を用いることに限定されるものではなく、いかなるマルチパス線形合成の構成を適用することも可能である。

第１の実施形態による無線通信システムの構成を示すブロック図である。 第１の実施形態による受信装置の構成を示すブロック図である。 ＭＬＤ部の構成を示すブロック図である。 第２の実施形態による受信装置の構成を示すブロック図である。 演算量削減型ＭＬＤ部の構成を示すブロック図である。 第３の実施形態による受信装置の構成を示すブロック図である。 第４の実施形態による受信装置の構成を示すブロック図である。 ＭＩＭＯを用いた一般的な無線通信システムの構成を示すブロック図である。 従来のＭＩＭＯ受信装置の構成を示すブロック図である。 図９に示したＭＬＤ部の構成を示すブロック図である。 従来の他のＭＩＭＯ受信装置の構成を示すブロック図である。 図１１に示した演算量削減型ＭＬＤ部の構成を示すブロック図である。

符号の説明

１１ 送信装置
１２ 受信装置
１３₁〜１３_M 送信アンテナ
１４₁〜１４_N 受信アンテナ
２１₁₁〜２１_1L、・・・、２１_N1〜２１_NL 逆拡散部
２２ 伝送路推定部
２３ レイク合成部
２４ 白色化フィルタ計算部
２５ 白色化フィルタ
２６ ＭＬＤ部
３１ 送信シンボル候補生成部
３２ 受信レプリカ生成部
３３ 誤差信号計算部
３４ ビット尤度計算部
４１ ＱＲ分解部
４２ Ｑ^H変換部
４３ 演算量削減型ＭＬＤ部
５１ 送信シンボル候補生成部
５２ 受信レプリカ生成部
５３ 誤差信号計算／シンボル候補削減部
５４ ビット尤度計算部
６１ 等化ウエイト計算部
６２ ＭＭＳＥ／ＺＦ等化器
６３₁〜６３_M 逆拡散部
６４ 白色化フィルタ計算部
６５ 白色化フィルタ
６６ ＭＬＤ部
７１ マルチパス信号再生部
７２₁〜７２_N マルチパス干渉除去部

Claims (12)

1. 複数の送信アンテナから送信された信号を複数の受信アンテナで受信するＭＩＭＯ受信装置であって、
   複数の前記送信アンテナと複数の前記受信アンテナの間の伝送路行列により、前記受信アンテナの受信信号におけるマルチパスを線形合成するマルチパス線形合成部と、
   前記マルチパス線形合成部により前記マルチパスが合成された信号と前記伝送路行列を用いて求めた受信レプリカとを比較することにより前記送信アンテナの各々の送信信号を推定する最尤検出部とを有するＭＩＭＯ受信装置。
2. 前記マルチパス線形合成部により前記マルチパスが合成された信号における雑音を白色化して前記最尤検出部に与える白色化フィルタをさらに有する、請求項１記載のＭＩＭＯ受信装置。
3. 前記最尤検出部は、前記伝送路行列のＱＲ分解の結果を用いた演算量を削減した推定の演算を行う、請求項１または２に記載のＭＩＭＯ受信装置。
4. 前記マルチパス線形合成部は、前記伝送路行列を用いて、前記送信アンテナ毎に前記受信アンテナのマルチパスをレイク合成する、請求項１〜３のいずれか１項に記載のＭＩＭＯ受信装置。
5. 前記マルチパス線形合成部は、前記伝送路行列から得られる等化ウエイトを用いて、前記受信アンテナに対して最小平均自乗誤差法あるいはＺＦ法の等化フィルタリングを行う、請求項１〜３のいずれか１項に記載のＭＩＭＯ受信装置。
6. 前記受信アンテナの受信信号から前記送信アンテナ毎の送信信号を１次復調し、得られた結果を用いて、前記受信アンテナにて受信されたマルチパス信号を再生するマルチパス信号再生部と、
   前記マルチパス信号再生部にて再生された前記マルチパス信号を用いて、前記受信アンテナにて受信された信号からマルチパス干渉を除去するマルチパス干渉除去部とをさらに有する、請求項１〜５のいずれか１項に記載のＭＩＭＯ受信装置。
7. 前記マルチパス信号再生部は、前記１次復調に最小平均自乗誤差法を用いる、請求項６記載のＭＩＭＯ受信装置。
8. 前記マルチパス信号再生部は、前記１次復調に最尤検出法を用いる、請求項６記載のＭＩＭＯ受信装置。
9. 前記マルチパス信号再生部と前記マルチパス干渉除去部が多段接続されている、請求項６〜８のいずれか１項に記載のＭＩＭＯ受信装置。
10. 複数の送信アンテナから送信された信号を複数の受信アンテナで受信するためのＭＩＭＯ受信方法であって、
    複数の前記送信アンテナと複数の前記受信アンテナの間の伝送路行列により、前記受信アンテナの受信信号におけるマルチパスを線形合成するステップと、
    前記マルチパスが合成された信号と前記伝送路行列を用いて求めた受信レプリカとを比較することにより前記送信アンテナの各々の送信信号を推定するステップとを有するＭＩＭＯ受信方法。
11. マルチパスのレベル差を等化して合成するステップの前に、
    前記受信アンテナの受信信号から前記送信アンテナ毎の送信信号を１次復調し、得られた結果を用いて、前記受信アンテナにて受信されたマルチパス信号を再生するステップと、
    再生された前記マルチパス信号を用いて、前記受信アンテナにて受信された信号からマルチパス干渉を除去するステップとをさらに有する、請求項１０記載のＭＩＭＯ受信方法。
12. 請求項１〜９のいずれか１項に記載のＭＩＭＯ受信装置と、
    複数の前記送信アンテナを備え、前記送信アンテナの各々から信号を送信するＭＩＭＯ送信装置とを有するＭＩＭＯ無線通信システム。

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