KR101329012B1 - Ｍｉｍｏ 수신장치 및 그 장치의 신호검출방법 - Google Patents

Ｍｉｍｏ 수신장치 및 그 장치의 신호검출방법 Download PDF

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Abstract

본 발명의 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 수신장치 및 그 장치의 신호검출방법에 관한 것으로, ZF-SQRD 및 MMSE-SQRD를 이용하여 송신신호의 검출을 위한 계산 시에 제곱 근(square root) 연산을 수행하지 않음으로써, MIMO 채널환경 하에서 송신신호 검출을 위한 연산 복잡도를 줄이기 위한 것이다.
MIMO(Multiple Input Multiple Output), Zero Forcing-Sorted QR Decomposition), MMSE(Minimum Mean Square Error)-SQRD, 복잡도

Description

ＭＩＭＯ 수신장치 및 그 장치의 신호검출방법{A MULTIPLE INPUT MULTIPLE OUTPUT RECEIVER AND METHOD FOR DETECTING SIGNAL THEREOF}
본 발명은 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 기술에 관한 것으로, 더욱 자세하게는 MIMO 채널정보를 QR 분해(Decomposition)를 통해 송신신호를 검출하는 MIMO 수신장치 및 그 장치의 신호검출방법에 관한 것이다.
현재의 무선통신 시스템은 제한된 주파수에 고품질, 대용량의 멀티미디어 데이터의 전송을 목표로 한다. 이를 위해서 제한된 주파수를 사용해서 많은 용량의 데이터를 보내는 방법이 제시되고 있으며, MIMO 시스템이 대표적인 예이다.
MIMO 시스템은 송수신 단에 다중 안테나를 사용함으로써 독립적인 페이딩 채널을 다수 개 형성하고, 송신 안테나마다 다른 신호를 전송함으로써 데이터 전송 속도를 크게 향상시킬 수 있다. 따라서, 주파수를 더 늘리지 않고서 많은 양의 데이터를 전송할 수 있게 된다.
이 MIMO 시스템은 D-BLAST(Diagonal Bell Labs Layered Space-Time) MIMO 시스템과 V(Vertical)-BLAST MIMO 시스템으로 나뉜다. D-BLAST MIMO 시스템은 공간 다중화 이득 및 송수신 다중화 이득을 얻을 수 있지만, 구현하기 어렵다는 단점을 가진다. 이 D-BLAST MIMO 시스템의 구현 복잡도를 개선한 것이 V-BLAST MIMO 시스템이다. V-BLAST MIMO 시스템은 비교적 낮은 복잡도의 구성으로 공간 다중화 이득 및 수신 다이버시티 이득을 얻을 수 있다.
V-BLAST MIMO 시스템은 MIMO 채널을 통해 수신된 신호에서 송신신호를 검출하기 위해서 순차적 간섭 제거(Successive Interference Cancellation: 이하, "SIC"라 함)기술을 이용한다. SIC 기술은 제로 포싱 널링 벡터(zero-forcing nulling vector)를 수신신호 벡터에 곱함으로써 간섭(interference)을 무효화(nulling) 시킨다.
그러나, 이 SIC기술은 여러 번의 의사 역행렬(pseudo-inverse)을 계산해야 한다. 따라서, 안테나의 수가 많아질수록 계산이 복잡해져 MIMO 시스템의 구현이 복잡해진다는 문제점이 발생한다.
따라서, 본 발명의 목적은 상기한 종래 기술의 문제점을 해결하기 위해 안출된 것으로, 의사 역행렬의 계산을 피함으로써 송신신호의 검출을 위한 연산 복잡도를 줄인 MIMO 시스템의 수신장치 및 그 장치의 신호검출방법을 제공함에 있다.
이러한 목적을 달성하기 위한 본 발명은 ZF-SQRD(Zero Forcing-Sorted QR Decomposition)에서 직교정규(Orthonormal) 행렬 Q' 및 R'을 대각 정규화 행렬(Diagonalized normalization matrix)을 이용하여 직교변환(Orthogonal) 행렬 Q 및 R로 변환하고, 변환된 직교변환 행렬 Q 및 R을 이용하여 SIC를 수행함으로써 송신신호를 검출하는 MIMO 수신장치 및 그 장치의 신호검출방법을 제안한다.
또한, 상기 목적을 달성하기 위한 본 발명은 MMSE(Minimum Mean Square Error)-SQRD에서 채널정보 및 수신잡음정보를 포함한 확장채널행렬을 직교정규 확장행렬 Q 및 R로 분해하고, 분해된 확장행렬 Q의 일부 원소를 선택하여 직교정규 서브 셋 행렬 Q1을 생성하고, 생성된 직교정규 서브 셋 행렬 Q1 및 확장행렬 R을 대각 정규화 행렬을 이용하여 직교변환 서브 셋 행렬 Q1 및 확장행렬 R로 변환하고, 변환된 서브 셋 행렬 Q1 및 확장행렬 R을 이용하여 SIC를 수행함으로써 송신신호를 검출하는 MIMO 수신장치 및 그 장치의 신호검출방법을 제안한다.
보다 구체적으로 본 발명의 일 양상에 따르면 전술한 목적은, MIMO 수신장치에 있어서, 송신 측과 형성된 채널정보를 포함한 채널행렬을 직교정규 행렬 Q' 및 R'로 분해하고, 상기 분해된 직교정규 행렬 Q' 및 R'을 대각 정규화 행렬을 이용하여 직교변환 행렬 Q 및 R로 변환하는 채널 예측기; 와 상기 변환된 직교변환 행렬 Q 및 R을 이용하여 SIC를 수행함으로써 상기 송신 측이 전송한 송신신호를 검출하는 검출기를 포함한다.
상기 채널 예측기는, 상기 대각 정규화 행렬을 이용하여 제곱 근(square root) 연산을 수행하지 않고 상기 직교변환 행렬 Q 및 R을 구하는 것이 바람직하다.
상기 대각 정규화 행렬은 상기 직교정규 행렬 Q의 각 칼럼(column)에 대한 노름(norm)의 역을 대각(diogonal)에 갖는 행렬인 것이 바람직하다.
본 발명의 다른 양상에 따르면 전술한 목적은, MIMO 수신장치에 있어서, 송신 측과 형성된 채널정보 및 수신잡음정보를 포함한 확장채널행렬을 직교정규(Orthonormal) 확장행렬 Q 및 R로 분해하고, 상기 분해된 확장행렬 Q의 일부 원소를 선택하여 직교정규 서브 셋 행렬 Q1을 생성하고, 상기 서브 셋 행렬 Q1 및 확장행렬 R을 대각 정규화 행렬(Diagonalized normalization matrix)을 이용하여 직교변환(Orthogonal) 서브 셋 행렬 Q1 및 확장행렬 R로 변환하는 채널 예측기; 와 상기 변환된 서브 셋 행렬 Q1 및 확장행렬 R을 이용하여 SIC(Successive Interference Cancellation)를 수행함으로써 상기 송신 측이 전송한 송신신호를 검출하는 검출기를 포함하는 것이 바람직하다.
본 발명의 일 양상에 따르면 전술한 목적은, MIMO 수신장치의 신호검출방법에 있어서, (a)송신 측과 형성된 채널정보를 포함한 채널행렬을 직교정규 행렬 Q' 및 R'로 분해하는 단계; (b)상기 분해된 직교정규 행렬 Q' 및 R'을 대각 정규화 행렬을 이용하여 직교변환 행렬 Q 및 R로 변환하는 단계; 및 (c)상기 변환된 직교변 환 행렬 Q 및 R을 이용하여 SIC를 수행함으로써 상기 송신 측이 전송한 송신신호를 검출하는 단계를 포함하는 것이 바람직하다.
본 발명의 다른 양상에 따르면 전술한 목적은, MIMO 수신장치의 신호검출방법에 있어서, (a)송신 측과 형성된 채널정보 및 수신잡음정보를 포함한 확장채널행렬을 직교정규(Orthonormal) 확장행렬 Q 및 R로 분해하는 단계; (b)상기 분해된 확장행렬 Q의 일부 원소를 선택하여 직교정규 서브 셋 행렬 Q1을 생성하고, 상기 서브 셋 행렬 Q1 및 확장행렬 R을 대각 정규화 행렬(Diagonalized normalization matrix)을 이용하여 직교변환(Orthogonal) 서브 셋 행렬 Q1 및 확장행렬 R로 변환 단계: 및 (c)상기 변환된 서브 셋 행렬 Q1 및 R을 이용하여 SIC(Successive Interference Cancellation)을 수행함으로써 상기 송신 측이 전송한 송신신호를 검출하는 단계를 포함하는 것이 바람직하다.
이상 기술한 본 발명의 양상에 따르면, ZF-SQRD 및 MSE-SQRD을 이용하여 송신신호 검출을 위한 계산 시 제곱 근 연산을 수행하지 않음으로써, MIMO 채널 환경 하에서 송신신호 검출을 위한 연산 복잡도를 줄일 수 있다.
이하에서는 첨부한 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 상세히 설명한다. 본 발명을 설명함에 있어 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다. 또한, 후술 되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의된 용어들로서 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 그러므 로 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 MIMO 수신장치에 대한 구성을 나타낸 도면이다.
도 1에 도시된 바와 같이, 실시예에 따른 MIMO 수신장치는, ZF-SQRD에서 채널행렬을 직교정규 행렬 Q' 및 R'로 분해하고, 분해된 직교정규 행렬 Q' 및 R'를 대각 정교화 행렬을 이용하여 직교변환 행렬 Q 및 R로 변환하고, 변환된 직교변환 행렬 Q 및 R을 이용하여 SIC를 수행함으로써 송신신호를 검출한다.
이에 대해서 첨부된 도면을 참조하여 구체적으로 살펴보기로 한다.
도 1에 도시된 MIMO 수신장치는 다수개의 수신안테나(ANT1,...,ANTM), 각각의 수신안테나에 연결된 FFT(10,...,11), 채널 예측기(12), MIMO 검출기(15) 및 QAM 디맵퍼(16)를 포함한다.
FFT(10,..,11)는 수신 안테나를 통해 수신된 신호를 고속 푸리에 변환(Fast Fourier Transform)하여 주파수 영역의 M개의 채널 데이터로 복조한다.
채널 예측기(12)는 채널 조합부(12)와 QR 분해부(14)로 구성된다. 채널 조합부(12)는 FFT(10,..,11)에서 복조된 M개의 채널 데이터를 이용하여 채널행렬 H를 생성한다.
QR 분해부(14)는 생성된 채널행렬 H를 직교정규 행렬 Q' 및 R'로 분해하고, 분해된 직교정규 행렬 Q'를 직교변환 행렬 Q와 대각 정규화 행렬
Figure 112007073020238-pat00001
로 분해하고, 직교정규 행렬 R'를 대각 정규화 행렬
Figure 112007073020238-pat00002
와 직교변환 행렬 R로 분해한다.
이때, 대각 정규화 행렬
Figure 112007073020238-pat00003
은 아래의 수학식 1과 같다.
Figure 112007073020238-pat00004
이러한 대각 정규화 행렬은 직교정규 행렬 Q'의 각 칼럼에 대해 노름의 역을 대각에 갖는 행렬이다.
한편, 그리고, 직교정규 행렬 Q'의 원소 q'와 직교변환 행렬 Q의 원소 q는 아래의 수학식 2와 같은 관계를 가진다.
Figure 112007073020238-pat00005
이후, QR 분해부(14)는 이러한 직교변환 행렬 Q 및 R을 계산한다. 이때, 직교변환 행렬 Q 및 R를 구하기 위한 알고리즘의 일 예는 아래와 같다.
Figure 112007073020238-pat00006
즉, QR 분해부(14)는 알고리즘의 (1) 단계에서 직교변환 행렬 R=0, 채널행렬 H = 직교변환 행렬 Q, p = 1,...,N으로 초기화한다.
QR 분해부(14)는 (2) 단계 내지 (15) 단계를 통해서 채널행렬 H의 칼럼에 대해 각각 노름의 제곱을 계산하고, 계산된 노름의 최소 제곱 값부터 오름차순으로 상기 직교변환 행렬 Q 및 R의 칼럼의 순서를 교환하고, 교환된 직교변환 행렬 Q의 칼럼 및 R의 원소(element) 값을 계산한다.
이때, 교환된 직교변환 행렬 R의 원소인 ri ,j는 qi Hqj을 이용하여 구해지고, 직교변환 행렬 Q의 칼럼 qj는 ri , jqi/ri ,i을 이용하여 구해진다. 그리고, i = 1,...,N(자연수)이고 j = i+1,...,N(자연수)이고, qi H는 qi의 허밋션(Hermitian)이다. 그리고, R' 행렬과 R 행렬은 아래의 수학식 3으로 표현된다.
Figure 112007073020238-pat00007
이에 따라 R'의 원소 ri , j'는 아래의 수학식 4와 같이 표현된다.
Figure 112007073020238-pat00008
MIMO 검출기(15)는 채널 예측기(12)에서 계산된 직교변환 행렬 Q 및 R을 이용하여 SIC를 수행함으로써 송신신호를 검출한다.
이에 대해서 구체적으로 살펴보기로 한다.
수신장치에 수신된 신호 y는 채널행렬 H와 송신신호 x의 곱(y = Hx)으로 나타낼 수 있다.
채널행렬 H = Q'R'=Q∑-1/2∑-1/2R이므로 y=Hx=Q∑-1/2∑-1/2Rx가 된다.
여기서, (Q∑-1/2)Hy = (Q∑-1/2)H(Q∑-1/2)∑-1/2Rx,
∑-1/2QHy = ∑-1/2Rx,
QHy = Rx로 되고, 마지막 수학식을 이용하여 송신신호 x를 구할 수 있게 된다. 즉, 본 발명의 일 실시예에 따른 수신장치는 상기 수학식 QHy = Rx에서 송신신호 x 검출 시 대각 정규화 행렬 ∑-1/2이 소거됨으로써 직교변환 행렬 Q 및 R을 제곱 근 연산을 수행하지 않고 송신신호 x를 구할 수 있다.
이에 따라, 복잡한 제곱 근 연산이 불필요하게 되므로 MIMO 채널환경 하에서 송신신호 검출을 위한 연산 복잡도를 줄일 수 있다.
한편, QAM 디맵퍼(16)는 복조된 M개의 채널 데이터를 QAM 변조 방식에 따라 원래의 비트 데이터로 대응시킨다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 MIMO 수신장치의 신호검출방법에 대한 플로차트를 나타낸 도면이다.
도 2에 도시된 바와 같이, 수신장치는 송신 측과 형성된 채널정보를 포함한 채널행렬을 직교정규 행렬 Q' 및 R'로 분해한다(S20).
수신장치는 직교정규 Q' 행렬 및 R' 행렬을 대각 정규화 행렬
Figure 112007073020238-pat00009
을 이용하여 직교변환 행렬 Q 및 R로 변환한다(S21).
즉, 수신장치는 분해된 직교정규 행렬 Q'를 직교변환 행렬 Q와 대각 정규화 행렬
Figure 112007073020238-pat00010
로 분해하고, 직교정규 행렬 R'를 대각 정규화 행렬
Figure 112007073020238-pat00011
와 직교변환 행렬 R로 분해한다.
이때, 대각 정규화 행렬
Figure 112007073020238-pat00012
은 상기 수학식 1과 같고, 직교정규 행렬 Q'의 각 칼럼에 대해 노름의 역을 대각에 갖는 행렬이다. 그리고, 직교정규 행렬 Q'의 원소 q'와 직교변환 행렬 Q의 원소 q는 상기 수학식 2와 같은 관계를 가진다.
이후, 수신장치는 도 1의 QR 분해부(14)에서 수행되는 알고리즘을 통해 직교변환 행렬 Q 및 R의 원소를 구한다.
수신장치는 구해진 직교변환 행렬 Q 및 R을 이용하여 SIC를 수행함으로써 송신 측에서 전송된 송신신호를 검출한다(S22).
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 행렬 계산방법에 대한 플로차트를 나타낸 방법이다.
도 3에 도시된 바와 같이, 수신장치는 직교정규 행렬 Q'를 직교변환 행렬 Q 행렬 및 대각 정규화 행렬로 분해하고, 직교정규 R' 행렬을 대각 정규화 행렬 및 직교변환 R 행렬로 분해한다(S23).
수신장치는 직교변환 행렬 R = 0, 채널행렬 H = 직교변환 행렬 Q로 하여 초 기화 한다(S24).
수신장치는 채널행렬 H의 칼럼에 대해 각각 노름의 제곱을 계산하고(S25), 계산된 노름의 최소 제곱 값부터 오름차순으로 직교변환 행렬 Q의 칼럼 및 직교변환 행렬 R의 칼럼 순서를 교환한다(S26).
수신장치는 순서가 교환된 직교변환 행렬 Q 및 직교변환 행렬 R의 원소를 구다(S27). 즉 순서가 교환된 직교변환 행렬 R의 원소인 ri ,j 는 qi Hqj을 이용하여 구하고, 상기 순서가 교환된 직교변환 행렬 Q의 칼럼 qj 는 ri , jqi/ri ,i을 이용하여 구한다. 이때 i = 1,...,N(자연수)이고 j = i+1,...,N(자연수)이고, qi H는 qi의 허밋션이다. R' 행렬과 R 행렬은 상기 수학식 3으로 표현되고, R'의 원소 ri , j'는 상기 수학식 4와 같이 표현된다.
상기한 단계 S23는 도 1의 QR 분해부(14)에서 수행되는 알고리즘 중 (1) 단계에 해당되며, 단계 S24 내지 S27은 도 1의 QR 분해부(14)에서 수행되는 알고리즘 중 (2)단계 내지 (15)단계를 반복하여 수행함으로써 이루어진다.
살펴본 바와 같이, 본 발명의 일 실시예에 따른 수신장치의 신호검출방법은 상기 수학식 QHy = Rx에서 송신신호 x 검출 시 대각 정규화 행렬 ∑-1/2이 소거됨으로써 직교변환 행렬 Q 및 R을 제곱 근 연산을 수행하지 않고 송신신호 x를 구할 수 있다.
이에 따라, 복잡한 제곱 근 연산이 불필요하게 되므로 MIMO 채널환경 하에서 송신신호 검출을 위한 연산 복잡도를 줄일 수 있다.
도 4는 본 발명의 다른 실시예에 따른 MIMO 수신장치에 대한 구성을 나타낸 도면이다.
도 4에 도시된 MIMO 수신장치는 MMSE-SQRD에서 채널정보 및 수신잡음정보를 포함한 확장채널행렬을 직교정규 확장행렬 Q 및 R로 분해하고, 분해된 확장행렬 Q의 일부 원소를 선택하여 직교정규 서브 셋 행렬 Q1을 생성하고, 생성된 직교정규 서브 셋 행렬 Q1 및 확장행렬 R을 대각 정규화 행렬을 이용하여 직교변환 서브 셋 행렬 Q1 및 확장행렬 R로 변환하고, 변환된 서브 셋 행렬 Q1 및 확장행렬 R을 이용하여 SIC를 수행함으로써 송신신호를 검출하는 것이다.
이에 대해서 첨부된 도면을 참조하여 살펴보기로 한다.
도 4에 도시된 MIMO 수신장치는 다수개의 수신안테나(ANT1,...,ANTM), 각각의 수신안테나에 연결된 FFT(10,...,11), 채널 예측기(30), MIMO 검출기(33) 및 QAM 디맵퍼(16)를 포함한다.
FFT(10,..,11)는 수신 안테나를 통해 수신된 신호를 고속 푸리에 변환하여 주파수 영역의 M개의 채널 데이터로 복조한다.
채널 예측기(30)는 채널 조합부(31)와 QR 분해부(32)로 구성된다. 채널 조합부(31)는 FFT(10,..,11)에서 복조된 M개의 채널 데이터를 이용하여 채널행렬 H를 생성한다.
QR 분해부(32)는 생성된 채널행렬 H를 수신잡음정보를 포함시켜 확장채널행 렬을 생성하고, 생성된 확장채널행렬을 직교정규 확장행렬 Q 및 R로 분해한다. QR 분해부(32)는 분해된 확장행렬 Q의 일부 원소를 선택하여 직교정규 서브 셋 행렬 Q1을 생성하고, 생성된 직교정규 서브 셋 행렬 Q1 및 직교정규 확장행렬 R을 대각 정규화 행렬을 이용하여 직교변환 서브 셋 행렬 Q1 및 확장행렬 R로 변환한다.
이때, 대각 정규화 행렬은 직교정규 서브 셋 행렬 Q1의 각 칼럼에 대해 노름의 역을 대각에 갖는 행렬이다.
이러한 직교변환 서브 셋 행렬 Q1 및 확장행렬 R을 구하기 위한 알고리즘의 일 예는 아래와 같다.
Figure 112007073020238-pat00013
즉, QR 분해부(32)는 알고리즘의 (1) 단계에서 직교변환 확장행렬 R=0, 채널행렬 H = 서브 셋 행렬 Q1, p = 1,...,N으로 초기화한다.
QR 분해부(32)는 (2) 단계 내지 (15) 단계를 통해서 채널행렬 H의 칼럼에 대해 각각 노름의 제곱 값에 수신잡음의 제곱 값을 더하여 전력(power) E를 구하고, 구해진 전력의 최소값에서 오름차순으로 상기 서브 셋 행렬 Q1 및 확장행렬 R의 칼럼의 순서를 교환하고, 교환된 서브 셋 행렬 Q1의 칼럼 및 확장행렬 R의 원소 값을 계산한다.
이때, 교환된 직교변환 확장행렬 R의 원소인 ri ,j는 qi Hqj을 이용하여 구해지고, 서브 셋 행렬 Q1의 칼럼 qj는 ri , jqi/ri ,i을 이용하여 구해진다. 그리고, i = 1,...,N(자연수)이고 j = i+1,...,N(자연수)이고, qi H는 qi의 허밋션이다.
MIMO 검출기(33)는 채널 예측기(30)에서 구해진 서브 셋 행렬 Q1 및 직교변환 확장행렬 R을 이용하여 SIC를 수행함으로써 송신신호를 검출한다.
이에 대해서 구체적으로 살펴보기로 한다.
수신장치에 수신된 신호 y는 확장채널행렬 H와 송신신호 x의 곱(y = Hx)으로 나타낼 수 있다.
확장채널행렬 H=QR=Q1R=Q1∑-1/2∑-1/2R이므로 y=Hx=Q1Rx=Q1∑-1/2∑-1/2Rx가 된다.
여기서, (Q1∑-1/2)Hy = (Q1∑-1/2)H(Q1∑-1/2)∑-1/2Rx,
∑-1/2Q1Hy = ∑-1/2Rx,
Q1Hy = Rx로 되고, 마지막 수학식을 이용하여 송신신호 x를 구할 수 있게 된다. 즉, 본 발명의 다른 실시예에 따른 수신장치는 상기 수학식 Q1Hy = Rx에서 송신신호 x 검출 시 대각 정규화 행렬 ∑-1/2이 소거됨으로써 직교변환 서브 셋 행렬 Q1 및 확장행렬 R을 제곱 근 연산을 수행하지 않고 송신신호 x를 구할 수 있다.
이에 따라, 복잡한 제곱 근 연산이 불필요하게 되므로 MIMO 채널환경 하에서 송신신호 검출을 위한 연산 복잡도를 줄일 수 있다.
QAM 디맵퍼(16)는 복조된 M개의 채널 데이터를 QAM 변조 방식에 따라 원래의 비트 데이터로 대응시킨다.
도 5는 본 발명의 다른 실시예에 따른 MIMO 수신장치의 신호검출방법에 대한 플로차트를 나타낸 도면이다.
도 5에 도시된 바와 같이, 수신장치는 송신 측과 형성된 채널행렬에 수신잡음을 포함시켜 확장채널행렬을 생성하고, 생성된 확장채널행렬을 확장행렬 Q 및 R로 분해한다(S40). 이때, 채널행렬이 M×N 크기의 행렬이면, 확장채널행렬은 수신잡음(σIN)이 포함됨으로써 (M+N)×N 크기의 행렬이 되고, 확장행렬 R은 N×N 크기의 행렬이 된다.
이 관계는 아래의 수학식 5로 나타낼 수 있다.
Figure 112007073020238-pat00014
이때, H는 확장채널행렬을 나타내고, H는 채널행렬을 나타내고, σIN은 수신잡음을 나타내며, Q 및 R은 각각 확장행렬 R 및 Q를 나타낸다. σ는 수신잡음의 표준편차를 나타낸다.
수신장치는 확장행렬 Q의 일부 원소를 선택하여 직교정규 서브 셋 행렬 Q1을 생성한다. 이때, 직교정규 서브 셋 행렬 Q1의 크기는 M×N의 크기를 가지며, 수학식 5에서 Q1에 해당된다.
이후, 수신장치는 변환된 서브 셋 행렬 Q1 및 확장행렬 R을 도 4의 QR 분해부(32)에서 수행하는 알고리즘을 통해 구하고(S41), 구해진 서브 셋 행렬 Q1 및 확장행렬 R을 이용하여 SIC를 수행함으로써 송신 측에서 전송한 송신신호를 검출한다(S42).
도 6은 본 발명의 다른 실시예에 따른 행렬 계산방법에 대한 플로차트를 나타낸 도면이다.
도 6에 도시된 바와 같이, 수신장치는 직교변환 확장행렬 R =0, 채널행렬 H = 직교변환 서브 셋 행렬 Q1로 초기화한다(S45).
수신장치는 채널행렬의 칼럼에 대해 각각 노름의 제곱 값에 수신잡음의 제곱 값을 더하여 전력을 계산하고(S46), 계산된 전력의 최소값부터 오름차순으로 상기 채널행렬, 서브 셋 행렬 Q1 및 확장행렬 R의 칼럼의 순서를 교환한다(S47).
수신장치는 상기 교환된 서브 셋 행렬 Q1의 칼럼 및 확장행렬 R의 원소 값을 계산한다(S48).
이때, 상기 교환된 확장행렬 R의 원소인 ri ,j는 qi Hqj을 이용하여 구해지고, 상기 교환된 서브 셋 행렬 Q1의 칼럼 qj는 ri , jqi/ri .i을 이용하여 구해진다. 그리고, i = 1,...,N(자연수)이고 j = i+1,...,N(자연수)이고, qi H는 qi의 허밋션이다.
이때, 단계 S42는 도 4의 QR 분해부(32)에서 수행되는 알고리즘 중 (1)단계에 해당 되며, 단계 S43 내지 S45는 도 4의 QR 분해부(32)에서 수행되는 알고리즘의 (2) 단계 내지 (15)단계를 반복하여 수행함으로써 이루어진다.
살펴본 바와 같이, 본 발명의 다른 실시예에 따른 수신장치의 신호검출방법은 상기 수학식 Q1Hy = Rx에서 송신신호 x 검출 시 대각 정규화 행렬 ∑-1/2이 소거됨으로써 직교변환 서브 셋 행렬 Q1 및 확장행렬 R을 제곱 근 연산을 수행하지 않고 송신신호 x를 구할 수 있다.
이에 따라, 복잡한 제곱 근 연산이 불필요하게 되므로 MIMO 채널환경 하에서 송신신호 검출을 위한 연산 복잡도를 줄일 수 있다.
한편, 도 2 및 도 5에 도시된 본 발명의 실시예에 따른 신호검출방법의 효과를 종래의 일반적인 신호검출방법의 효과와 비교해 보기로 한다.
종래의 일반적인 신호검출방법을 살펴보면, 먼저 채널행렬을 행렬 Q 및 R로 분해하고, 아래의 알고리즘을 이용하여 행렬 Q 및 R를 구한다.
Figure 112007073020238-pat00015
상기 (1)단계에서 분해된 행렬 R = 0, 행렬 Q = 채널행렬 H로 초기화한다. 이후, (2) 내지 (16)을 통해서, 채널행렬 H의 칼럼에 대해 노름의 제곱을 계산한다. 계산된 노름의 최소 제곱 값부터 오름차순으로 행렬 Q의 칼럼 및 행렬 R의 순서를 교환한다. 순서가 교환된 행렬 Q의 칼럼 및 R의 원소를 계산한다. 이후, 계산된 행렬 Q 및 R의 원소를 이용하여 SIC를 수행함으로써 송신신호를 검출한다.
그러나, 종래의 일반적인 신호검출방법에 따르면, 상기 (8) 및 (9)단계와 같 은 복잡한 제곱 근 및 나눗셈 연산을 반드시 필요로 한다. 이에 따라, 송신신호 검출을 위한 연산 복잡도가 증가하는 문제점이 있었다.
보다 구체적으로, 본 발명의 실시예에 따른 신호검출방법 및 일반적인 신호검출방법의 복잡도를 비교하여 보기로 한다.
본 발명의 실시예에 따른 알고리즘 및 일반적인 신호검출방법에서 사용되는 알고리즘에서 Mult, Add 및 Div는 각각 실수 곱셈(real multiplication), 실수 덧셈(real addition) 및 실수 나눗셈(real division)을 나타낸다.
본 발명의 실시예에서 사용되는 알고리즘은 일반적인 신호검출방법에서 사용되는 알고리즘과 달리 제곱 근 연산을 필요로 하지 않는다. 즉, 본 발명의 실시예에서 사용되는 알고리즘은 일반적인 신호검출방법에서 사용되는 알고리즘 중 (8)단계 및 (10)단계를 수행하지 않는다.
본 발명의 실시예에 따른 신호검출방법의 복잡도 및 일반적인 신호검출방법의 복잡도를 비교해 보기로 한다.
이를 위해서, 1번의 복소수 곱셈(complex multiplication)은 3번의 실수 곱셈(real multiplication)으로 간주하고, 1 크기(magnitude)는 2번의 실수 곱셈(real multiplication)으로 간주하며, 다른 연산은 고려하지 않기로 한다.
이에 따른 본 발명의 실시예에 따른 알고리즘은 아래의 표 1과 같다. 본 발명의 일 실시예에 따라 도 1 내지 도 4에서 수행되는 알고리즘인 본 발명에 따른 ZF-SQRD의 복잡도 및 도 4 내지 도 6에서 수행되는 알고리즘인 본 발명에 따른 MMSE-SQRD의 복잡도는 아래의 표 1과 같다.
본 발명 복잡도
ZF-SQRD 3MN2-MN+2.5N2-2.5N
MMSE-SQRD 3MN2-MN+2.5N2-2.5N
위의 표 1에서 본 발명에 따른 ZF-SQRD의 복잡도 및 본 발명에 따른 MMSE-SQRD의 복잡도는 동일함을 알 수 있다. 다만, 덧셈을 고려한 경우 본 발명에 다른 MMSE-SQRD의 알고리즘은 본 발명에 따른 ZF-SQRD의 알고리즘과 달리, 도 1의 QR 분해부(14)에서 수행되는 알고리즘의 (3)단계에서 같이 서브 셋 행렬의 칼럼에 대해 각각 노름의 제곱 값에 수신잡음의 분산만을 더해 준다는 것이다.
일반적인 신호검출방법의 복잡도 및 본 발명의 실시예에 따른 복잡도의 비교가 아래의 표 2에 도시되어 있다.
Sqrt 일반적인 방법 본 발명

ZF
 0 3MN2+MN+N2-N 3MN2-MN+2.5N2-2.5N
1 3MN2+MN+N2 -
3 3MN2+MN+N2+2N -


MMSE
 0 3MN2+N3+MN+N2-2N 3MN2-MN+2.5N2-2.5N
1 3MN2+N3+MN+N2-N -
3 3MN2+N3+MN+N2+N -
위의 표 2에서 M=N=4인 경우를 예를 들면, 복잡도는 아래의 표 3과 같이 된다. 즉, 수신안테나의 개수(M)가 4개이고, 송신안테나의 개수(N)가 4개인 경우의 복잡도는 다음과 같다.
Sqrt 일반적인 방법 본 발명

ZF
 0 220 206
1 224 -
3 232 -


MMSE
 0 280 206
1 284 -
3 292 -
표 3에서 나타낸 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 복잡도는 일반적이 방법보다 복잡도가 감소하였음을 알 수 있다.
일반적으로, 제곱 근 연산은 실제 RTL로 설계하거나, DSP에서 사용하는 경우에 다중 클럭(multi-clock) 또는 다중 연산(multi-operation)을 필요로 한다. 이는 시스템 구현을 복잡하게 하는 원인이 된다.
따라서, 일반적인 신호검출방법과 달리 본 발명의 실시예에 따른 신호검출방법과 같이 송신신호 검출을 위해 제곱 근 연산을 수행하지 않음으로써, 송신신호를 검출하기 위한 복잡도를 줄여서 시스템 구현을 간단하게 할 수 있다.
살펴본 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따르면, ZF-SQRD 및 MMSE-SQRD를 이용하여 송신신호의 검출을 위한 계산 시에 제곱 근 연산을 수행하지 않음으로써, MIMO 채널환경 하에서 송신신호 검출을 위한 연산 복잡도를 줄일 수 있다.
이제까지 본 발명에 대하여 그 바람직한 실시예들을 중심으로 살펴보았다. 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자는 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 변형된 형태로 구현될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로 개시된 실시예들은 한정적인 관점이 아니라 설명적인 관점에서 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 전술한 설명이 아니라 특허청구범위에 나타나 있으며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 차이점은 본 발명에 포함된 것으로 해석되어야 할 것이다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 MIMO 수신장치에 대한 구성을 나타낸 도면.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 MIMO 수신장치의 신호검출방법에 대한 플로차트를 나타낸 도면.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 행렬 계산방법에 대한 플로차트를 나타낸 도면.
도 4는 본 발명의 다른 실시예에 따른 MIMO 수신장치에 대한 구성을 나타낸 도면.
도 5는 본 발명의 다른 실시예에 따른 MIMO 수신장치의 신호검출방법에 대한 플로차트를 나타낸 도면.
도 6은 본 발명의 다른 실시예에 따른 행렬 계산방법에 대한 플로차트를 나타낸 도면.

Claims (20)

  1. MIMO(Multiple Input Multipe Output) 수신장치에 있어서,
    송신 측과 형성된 채널정보를 포함한 채널행렬을 직교정규(Orthonormal) 행렬 Q' 및 R'로 분해하고, 상기 분해된 직교정규 행렬 Q' 및 R'을 대각 정규화 행렬(Diagonalized normalization matrix)을 이용하여 직교변환(Orthogonal) 행렬 Q 및 R로 변환하는 채널 예측기; 와
    상기 변환된 직교변환 행렬 Q 및 R을 이용하여 SIC(Successive Interference Cancellation)를 수행함으로써 상기 송신 측이 전송한 송신신호를 검출하는 검출기를 포함하는 MIMO 수신장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 채널 예측기는,
    상기 대각 정규화 행렬을 이용하여 제곱 근(square root) 연산을 수행하지 않고 상기 직교변환 행렬 Q 및 R을 구하는 MIMO 수신장치.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 대각 정규화 행렬은,
    상기 직교정규 행렬 Q의 각 칼럼(column)에 대한 노름(norm)의 역을 대 각(diogonal)에 갖는 행렬인 MIMO 수신장치.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 채널 예측기는,
    상기 채널행렬의 칼럼에 대해 각각 노름의 제곱을 계산하고, 계산된 노름의 최소 제곱 값부터 오름차순으로 상기 직교변환 행렬 Q 및 R의 칼럼의 순서를 교환하고, 상기 교환된 직교변환 행렬 Q의 칼럼 및 R의 원소(element) 값을 계산하는 MIMO 수신장치.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 채널 예측기는,
    상기 교환된 직교변환 행렬 R의 원소인 ri ,j를 qi Hqj을 이용하여 구하고, 상기 교환된 직교변환 행렬 Q의 칼럼 qj를 ri , jqi/ri ,i을 이용하여 구하며, i = 1,...,N(자연수)이고 j = i+1,...,N(자연수)이고, qi H는 qi의 허밋션(Hermitian)인 MIMO 수신장치.
  6. MIMO(Multiple Input Multiple Output) 수신장치에 있어서,
    송신 측과 형성된 채널정보 및 수신잡음정보를 포함한 확장채널행렬을 직교 정규(Orthonormal) 확장행렬 Q 및 R로 분해하고, 상기 분해된 확장행렬 Q의 일부 원소를 선택하여 직교정규 서브 셋 행렬 Q1을 생성하고, 상기 서브 셋 행렬 Q1 및 확장행렬 R을 대각 정규화 행렬(Diagonalized normalization matrix)을 이용하여 직교변환(Orthogonal) 서브 셋 행렬 Q1 및 확장행렬 R로 변환하는 채널 예측기; 와
    상기 변환된 서브 셋 행렬 Q1 및 확장행렬 R을 이용하여 SIC(Successive Interference Cancellation)를 수행함으로써 상기 송신 측이 전송한 송신신호를 검출하는 검출기를 포함하는 MIMO 수신장치.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 채널 예측기는,
    상기 변환된 서브 셋 행렬 Q1 및 확장행렬 R을 제곱 근(square root) 연산 없이 구하는 MIMO 수신장치.
  8. 제6항에 있어서,
    상기 대각 정규화 행렬은,
    상기 직교정규 서브 셋 행렬 Q1의 각 칼럼(column)에 대한 노름(norm)의 역을 대각(diagonal)에 갖는 행렬인 MIMO 수신장치.
  9. 제6항에 있어서,
    상기 채널 예측기는,
    상기 채널행렬의 칼럼에 대해 각각 노름의 제곱 값에 수신잡음정보의 제곱 값을 더하여 전력(power)을 구하고, 상기 구해진 전력의 최소값부터 오름차순으로 상기 채널행렬, 서브 셋 행렬 Q1 및 확장행렬 R의 칼럼 순서를 교환하고, 상기 교환된 서브 셋 행렬 Q1의 칼럼 및 확장행렬 R의 원소 값을 계산하는 MIMO 수신장치.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 채널 예측기는,
    상기 교환된 확장행렬 R의 원소인 ri ,j를 qi Hqj을 이용하여 구하고, 상기 교환된 서브 셋 행렬 Q1의 칼럼 qj를 ri , jqi/ri ,i을 이용하여 구하며, i = 1,...,N(자연수)이고 j = i+1,...,N(자연수)이고, qi H는 qi의 허밋션(Hermitian)인 MIMO 수신장치.
  11. MIMO(Multiple Input Multiple Output) 수신장치의 신호검출방법에 있어서,
    (a)송신 측과 형성된 채널정보를 포함한 채널행렬을 직교정규(Orthonormal) 행렬 Q' 및 R'로 분해하는 단계;
    (b)상기 분해된 직교정규 행렬 Q' 및 R'을 대각 정규화 행렬(Diagonalized normalization matrix)을 이용하여 직교변환(Orthogonal) 행렬 Q 및 R로 변환하는 단계; 및
    (c)상기 변환된 직교변환 행렬 Q 및 R을 이용하여 SIC(Successive Interference Cancellation)를 수행함으로써 상기 송신 측이 전송한 송신신호를 검출하는 단계를 포함하는 신호검출방법.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 (b)단계는,
    상기 대각 정규화 행렬을 이용하여 제곱 근(square root) 연산을 수행하지 않고 상기 직교변환 행렬 Q 및 R을 구하는 신호검출방법.
  13. 제11항에 있어서,
    상기 대각 정규화 행렬은,
    상기 직교정규 행렬 Q의 각 칼럼(Column)에 대한 노름(norm)의 역을 대각(diagonal)에 갖는 행렬인 신호검출방법.
  14. 제11항에 있어서,
    상기 (b)단계는,
    (b1)상기 분해된 직교정규 행렬 Q를 직교변환 행렬 Q 및 대각 정규화 행렬로 분해하고, 상기 분해된 직교정규 행렬 R을 대각 정규화 행렬 및 직교변환 행렬 R로 분해하는 단계;
    (b2)상기 채널행렬의 칼럼에 대해 각각 노름의 제곱을 계산하는 단계;
    (b3)상기 계산된 노름의 최소 제곱 값부터 오름차순으로 상기 직교변환 행렬 Q 및 R의 칼럼 순서를 교환하는 단계; 및
    (b4)상기 교환된 직교변환 행렬 Q의 칼럼 및 R의 원소(element) 값을 계산하는 단계를 포함하는 신호검출방법.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 (b4) 단계는,
    상기 교환된 직교변환 행렬 R의 원소인 ri ,j를 qi Hqj을 이용하여 구하고, 상기 교환된 직교변환 행렬 Q의 칼럼 qj를 ri , jqi/ri ,i,을 이용하여 구하는 단계를 포함하며, i = 1,...,N(자연수)이고 j = i+1,...,N(자연수)이고, qi H는 qi의 허밋션(Hermitian)인 신호검출방법.
  16. MIMO(Multiple Input Multiple Output) 수신장치의 신호검출방법에 있어서,
    (a)송신 측과 형성된 채널정보 및 수신잡음정보를 포함한 확장채널행렬을 직교정규(Orthonormal) 확장행렬 Q 및 R로 분해하는 단계;
    (b)상기 분해된 확장행렬 Q의 일부 원소를 선택하여 직교정규 서브 셋 행렬 Q1을 생성하고, 상기 서브 셋 행렬 Q1 및 확장행렬 R을 대각 정규화 행렬(Diagonalized normalization matrix)을 이용하여 직교변환(Orthogonal) 서브 셋 행렬 Q1 및 확장행렬 R로 변환 단계; 및
    (c)상기 변환된 서브 셋 행렬 Q1 및 R을 이용하여 SIC(Successive Interference Cancellation)을 수행함으로써 상기 송신 측이 전송한 송신신호를 검출하는 단계를 포함하는 신호검출방법.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 (b)단계는,
    상기 서브 셋 행렬 Q1 및 확장행렬 R을 제곱 근(square root) 연산 없이 구하는 신호검출방법.
  18. 제16항에 있어서,
    상기 대각 정규화 행렬은,
    상기 직교정규 서브 셋 행렬 Q1의 각 칼럼(column)에 대해 노름(norm)의 역을 대각(diagonal)에 갖는 행렬인 신호검출방법.
  19. 제16항에 있어서,
    상기 (b)단계는,
    (b1)상기 채널행렬의 칼럼에 대해 각각 노름의 제곱 값에 수신잡음의 제곱 값을 더하여 전력(power)을 구하는 단계;
    (b2)상기 구해진 전력의 최소값부터 오름차순으로 상기 채널행렬, 서브 셋 행렬 Q1 및 확장행렬 R의 칼럼의 순서를 교환하는 단계; 및
    (b3)상기 교환된 서브 셋 행렬 Q1의 칼럼 및 확장행렬 R의 원소(element) 값을 계산하는 단계를 포함하는 신호검출방법.
  20. 제19항에 있어서,
    상기 (b3)단계는,
    상기 교환된 확장행렬 R의 원소인 ri ,j를 qi Hqj을 이용하여 구하고, 상기 교환된 서브 셋 행렬 Q1의 칼럼 qj를 ri , jqi/ri ,i을 이용하여 구하는 단계를 포함하며, i = 1,...,N(자연수)이고 j = i+1,...,N(자연수)이고, qi H는 qi의 허밋션(Hermitian)인 신호검출방법.
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