KR20070092872A - 다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 통신 시스템에서신호 검파 장치 및 방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 통신 시스템에서 채널 응답 벡터들로 구성된 제 1 행렬을 확장하여 제 2 행렬들을 생성하고, 상기 제 2 행렬을 분해하여 소정의 행렬들을 생성하고, 상기 제 2 행렬을 구성하는 벡터들이 구성한 후, 상기 생성된 소정의 행렬들과 격자점을 사용하여 신호를 추정하고, 상기 추정된 신호가 미리 설정된 허용 구간의 값인 경우에는 상기 추정된 신호를 수신 신호로 검파한다.
신호 검파, 격자 감소 기법, 채널 응답 행렬, 격자점, 벡터

Description

다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 통신 시스템에서 신호 검파 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR DETECTING A SIGNAL IN A COMMUNICATION SYSTEM USING MULTIPLE INPUT MULTIPLE OUTPUT SCHEME}
도 1은 일반적인 MIMO 통신 시스템의 송신기 구조를 개략적으로 도시한 도면,
도 2는 일반적인 MIMO 통신 시스템의 수신기 구조를 개략적으로 도시한 도면,
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 채널 응답 행렬을 통해 얻어진 벡터를 도시한 도면,
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 MIMO 통신 시스템에서의 수신기의 동작을 개략적으로 도시한 순서도.
본 발명은 통신 시스템의 신호 검파 장치 및 방법에 관한 것으로서, 특히 다중 입력 다중 출력 방식의 통신 시스템에서 신호를 검파하는 장치 및 방법에 관한 것이다.
통신에서 가장 근본적인 문제는 채널(channel)을 통하여 얼마나 효율적이고 신뢰성 있게(reliably) 데이터(data)를 전송할 수 있느냐 하는 것이다. 최근에 활발하게 연구되고 있는 차세대 멀티미디어 이동 통신 시스템에서는 초기의 음성 위주의 서비스를 벗어나 영상, 무선 데이터 등의 다양한 정보를 처리하고 전송할 수 있는 고속 통신 시스템이 요구됨에 따라 시스템에 적절한 채널 부호화 방식을 사용하여 시스템의 효율을 높이는 것이 필수적이다.
그런데, 이동 통신 시스템에 존재하는 무선 채널 환경은 유선 채널 환경과는 달리 다중 경로 간섭(multipath interference)과, 쉐도잉(shadowing)과, 전파 감쇠와, 시변 잡음과, 간섭 및 페이딩(fading) 등과 같은 여러 요인들로 인해 불가피한 오류가 발생하여 정보의 손실이 생긴다.
상기 정보 손실은 실제 송신 신호에 심한 왜곡을 발생시켜 상기 이동 통신 시스템 전체 성능을 저하시키는 요인으로 작용하게 된다. 일반적으로 이러한 정보의 손실을 감소시키기 위해 채널의 성격에 따라 다양한 에러 제어 기법(error-control technique)을 이용하여 시스템의 신뢰도를 높이는데, 이러한 에러 제어 기법 중에 가장 기본적인 방법은 에러 정정 부호(error-correcting code)를 사용하는 것이다.
또한, 상기 페이딩 현상으로 인한 통신의 불안정성을 제거하기 위해 다이버시티(diversity) 방식을 사용하며, 상기 다이버시티 방식은 크게 시간 다이버시티(time diversity) 방식과, 주파수 다이버시티(frequency diversity) 방식 및 안테 나 다이버시티(antenna diversity) 방식, 즉 공간 다이버시티(space diversity) 방식으로 분류된다.
상기 안테나 다이버시티 방식은 다중 안테나(multiple antenna)를 사용하는 방식으로서, 상기 안테나 다이버시티 방식은 수신 안테나들을 다수개로 구비하여 적용하는 수신 안테나 다이버시티 방식과 송신 안테나들을 다수개로 구비하여 적용하는 송신 안테나 다이버시티 방식 및 다수개의 수신 안테나들과 다수개의 송신 안테나들을 구비하여 적용하는 다중 입력 다중 출력(MIMO: Multiple Input Multiple Output, 이하 'MIMO'라 칭하기로 한다) 방식으로 분류된다. 그러면 여기서 도 1을 참조하여 상기 MIMO 방식을 사용하는 통신 시스템(이하 'MIMO 통신 시스템'이라 칭하기로 한다)의 송신기 구조에 대해서 설명하기로 한다.
도 1은 MIMO 통신 시스템의 송신기 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 1을 참조하면, 상기 송신기는 변조기(modulator)(111)와, 부호화기(encoder)(113)와, 다수개의 송신 안테나(Tx.ANT)들, 즉 제1송신 안테나(Tx.ANT 1)(115-1) 내지 제Nt송신 안테나(Tx.ANT Nt)(115-Nt)를 포함한다.
먼저, 정보 데이터 비트(information data bit)들이 입력되면 상기 변조기(100)는 미리 설정되어 있는 변조 방식으로 상기 입력 정보 데이터 비트들을 변조하여 변조 심벌(symbol)들로 생성한 후 상기 부호화기(113)로 출력한다. 여기서, 상기 변조 방식으로는 BPSK(Binary Phase Shift Keying, 이하 'BPSK'라 칭하기로 한다) 방식과, QPSK(Quadrature Phase Shift Keying, 이하 'QPSK'라 칭하기로 한 다) 방식과, QAM(Quadrature Amplitude Modulation, 이하 'QAM'이라 칭하기로 한다) 방식과, PAM(Pulse Amplitude Modulation, 이하 'PAM'이라 칭하기로 한다) 방식과, PSK(Phase Shift Keying, 이하 'PSK'라 칭하기로 한다) 방식 등과 같은 변조 방식들 중 어느 한 방식이 사용될 수 있다.
상기 부호화기(113)는 상기 변조기(111)에서 출력한 직렬 변조 심벌들을 입력하여 미리 설정된 부호화 방식으로 부호화하여 상기 제1송신 안테나(115-1) 내지 제Nt송신 안테나(115-Nt)를 통해 송신한다. 상기 부호화기(113)의 부호화 방식은 상기 변조기(111)에서 출력한 직렬 변조 심벌들을 입력하여 상기 송신 안테나들의 개수에 상응하게 병렬 변환하는 방식이다. 여기서, 상기 Nt개의 송신 안테나들을 통해 송신되는 신호들로 구성되는 송신 벡터(vector)는 하기 수학식 1과 같다고 가정하기로 한다.
Figure 112006016776298-PAT00001
상기 도 1에서는 MIMO 통신 시스템의 송신기 구조에 대해서 설명하였으며, 다음으로 도 2를 참조하여 MIMO 통신 시스템의 수신기 구조에 대해서 설명하기로 한다.
상기 도 2는 MIMO 통신 시스템의 수신기 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 2를 참조하면, 상기 수신기는 다수의, 일 예로 Nr개의 수신 안테나 (Rx.ANT)들, 즉 제1수신 안테나(Rx.ANT 1)(211-1) 내지 제Nr수신 안테나(Rx.ANT Nr)(211-Nr)와, 검파기(detector)(213)와, 복조기(de-modulator)(215)로 구성된다. 상기 도 2에서는 상기 수신기가 구비하는 수신 안테나들의 개수가 상기 도 1에서 설명한 송신기의 송신 안테나들의 개수와 상이한 경우를 가정하였으나, 상기 송신기의 송신 안테나들의 개수와 상기 수신기의 수신 안테나들의 개수는 동일할 수도 있음은 물론이다.
먼저, 상기 도 1에서 설명한 바와 같이 상기 송신기에서 Nt개의 송신 안테나들을 통해 송신된 신호는 상기 제1수신 안테나(211-1) 내지 제Nr수신 안테나(211-Nr) 각각을 통해 수신된다. 여기서, 상기 제1수신 안테나(211-1) 내지 제Nr수신 안테나(211-Nr) 각각을 통해 수신된 신호들로 구성되는 수신 벡터는 하기 수학식 2와 같다고 가정하기로 한다.
Figure 112006016776298-PAT00002
또한, 상기 수신 벡터
Figure 112006016776298-PAT00003
는 하기 수학식 3과 같이 표현할 수 있다.
Figure 112006016776298-PAT00004
상기 수학식 3에서
Figure 112006016776298-PAT00005
는 상기 제1수신 안테나(211-1) 내지 제Nr수신 안테 나(211-Nr) 각각의 채널 응답(channel response)들로 구성된 채널 응답 벡터를 나타내며,
Figure 112006016776298-PAT00006
는 상기 제1수신 안테나(211-1) 내지 제Nr수신 안테나(211-Nr) 각각을 통해 수신된 잡음(noise) 신호들로 구성된 잡음 벡터를 나타낸다. 여기서, 상기 채널 응답 벡터
Figure 112006016776298-PAT00007
는
Figure 112006016776298-PAT00008
크기의 행렬로 나타낼 수 있으며, 상기 송신기와 수신기 사이의 채널은 플랫 페이딩(falt fading) 채널이라고 가정하기로 한다.
한편, 상기에서 설명한 모든 송수신 신호 벡터들 및 채널 응답 벡터
Figure 112006016776298-PAT00009
는 복소(complex)값을 가지며 설명의 편의상 상기 모든 송수신 신호 벡터들, 즉 송신 벡터
Figure 112006016776298-PAT00010
와, 수신 벡터
Figure 112006016776298-PAT00011
와, 잡음 벡터
Figure 112006016776298-PAT00012
및 채널 응답 벡터
Figure 112006016776298-PAT00013
를 실수값으로 표현하면 하기 수학식 4와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112006016776298-PAT00014
상기 수학식 4에서
Figure 112006016776298-PAT00015
,
Figure 112006016776298-PAT00016
Figure 112006016776298-PAT00017
,
Figure 112006016776298-PAT00018
이다.
상기 제1수신 안테나(211-1) 내지 제Nr수신 안테나(211-Nr) 각각을 통해 수신된 신호, 즉 상기 수신 벡터
Figure 112006016776298-PAT00019
는 상기 검파기(213)로 전달되고, 상기 검파기(213)는 상기 제1수신 안테나(211-1) 내지 제Nr수신 안테나(211-Nr) 각각을 통해 수신된 신호를 검파하여 상기 복조기(215)로 출력한다. 상기 복조기(215)는 상기 검 파기(213)에서 출력한 신호를 입력하여 상기 송신기의 변조기(111)에서 적용한 변조 방식에 상응하는 복조 방식으로 복조하여 원래의 정보 데이터 비트들로 복원한다.
한편, 상기 MIMO 통신 시스템에서 동시에 송수신되는 심벌들을 검파하는 방식들 중 대표적인 방식으로 제로 포싱(ZF: Zero-Forcing, 이하 'ZF'라 칭하기로 한다) 방식과 최소 평균 제곱 오차(MMSE: Minimum Mean Square error, 이하 'MMSE'라 칭하기로 한다) 방식, 연속 간섭 제거(SIC: Successive Interference Cancellation, 이하 'SIC'라 칭하기로 한다) 방식, 구 디코딩(SD: Sphere Decoding, 이하 'SD'라 칭하기로 한다) 방식, 최대우도(ML: Maximum Likelihood, 이하 'ML'이라 칭하기로 한다) 방식 등으로 구현된다.
이와 같은 신호 검파 방식 중에서도 상기 ZF 방식, MMSE 방식, SIC 방식을 사용하여 신호 검출을 하는 경우 낮은 복잡도로 구현이 가능하지만, 채널의 상태가 좋지 못한 경우에는 실제 신호 검파 성능이 감소한다는 문제점이 있었다. 그리고, 상기 SD 방식과 ML 방식을 사용하는 경우에는 신호 검파 성능이 증가하지만 이에 따른 연산량 즉, 복잡도가 증가하게 된다는 문제점이 있었다.
따라서, 본 발명의 목적은 다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 통신 시스템에서 최소 복잡도를 가지는 신호 검파 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 통신 시스템에 서 최소 복잡도로 신호 검파 성능을 보장하는 신호 검파 장치 및 방법을 제공함에 있다.
상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 방법은 다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 통신 시스템에서 신호 검파 방법에 있어서, 채널 응답 벡터들로 구성된 제 1 행렬을 확장하여 제 2 행렬들을 생성하는 과정과, 상기 제 2 행렬을 분해하여 소정의 행렬들을 생성하고, 상기 제 2 행렬을 구성하는 벡터들이 구성하는 격자점을 생성하는 과정과, 상기 생성된 소정의 행렬들과 격자점을 사용하여 신호를 추정하는 과정과, 상기 추정된 신호가 미리 설정된 허용 구간의 값인 경우에는 상기 추정된 신호를 수신 신호로 검파하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.
상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 장치는 다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 통신 시스템에서 신호 검파 장치에 있어서, 채널 응답 벡터들로 구성된 제 1 행렬을 확장하여 제 2 행렬들을 생성하고, 상기 제 2 행렬을 분해하여 소정의 행렬들을 생성하고, 상기 제 2 행렬을 구성하는 벡터들이 구성하는 격자점을 생성한 후, 상기 소정의 행렬들과 격자점을 사용하여 신호를 추정하고, 상기 추정된 신호가 미리 설정된 허용 구간의 값인 경우에는 상기 추정된 신호를 수신 신호로 검파하는 검파기를 포함함을 특징으로 한다.
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설 명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.
본 발명은 공간 다이버시티(space diversity) 방식, 일예로 다중 입력 다중 출력(MIMO: Multiple Input Multiple Output, 이하 'MIMO'라 칭하기로 한다) 방식을 사용하는 이동 통신 시스템(이하 'MIMO 통신 시스템'이라 칭하기로 한다)에서 연산량을 최소화시키는 신호 검파(dection) 장치 및 방법을 제안한다.
본 발명을 설명하기에 앞서, 본 발명은 격자 감소(LR: Lattice Reduction, Lattice Reduction) 기법을 사용하고 있다. 여기서 상기 격자 감소 기법은 주어진 통신 시스템의 송수신기 간의 채널에 대한 채널 응답 행렬 즉, H에 의해 생성된 격자점(lattice point)을 사용하여 신호를 검파하는 방식이며, 상기 격자점은 하기의 수학식 5에 나타내었다.
Figure 112006016776298-PAT00020
상기 k는 임의의 정수를 나타내고, 상기 i는 채널 응답 행렬의 원소들을 구성하는 m개 벡터들의 각 인덱스 i를 의미하며 1에서 m까지의 값을 갖는다.
다음으로 상기 격자 감소 기법을 적용한 수신기의 신호 검파 방식을 하기에서 살펴보기로 한다.
첫 번째로 상기 수신기는 상기 제로 포싱(ZF: Zero Forcing, 이하 'ZF'이라 칭하기로 한다) 방식을 사용하여 신호를 검파할 수 있으며, 이러한 경우 채널 응답 행렬 H에 무어-펜로즈 의사 역(Moore-Penrose Pseudo-inverse) 행렬을 곱하여 간섭을 제거한다. 만약 이때 상기 H가 직교(orthogonal)하는 경우에는 상기 ZF 신호 검파 방식은 ML 신호 검파 방식과 동일한 동작의 신호 검파를 수행하게 된다. 그리고, 상기 ZF 검파 방식은 잡음이 증폭됨으로 인해서 성능의 열화가 발생하기도 한다.
그러므로, 상기 채널 응답 행렬 H를 상기 LR 기법을 사용하여 수직(roughly orthogonal)에 가까운 형태로 변환하면 성능이 향상된다. 그러면 여기서 상기 수신기에서 사용되는 격자 감소-제로 포싱(LR-ZF: Lattice Reduction-Zero Forcing, 이하 'LR-ZF'라 칭하기로 한다) 방식을 하기의 수학식 6을 통해 살펴보기로 한다.
Figure 112006016776298-PAT00021
여기서 y는 채널의 응답을 나타내며, 상기 y는 수신 신호를 나타내며, x는 송신측에서 송신한 신호를 나타낸다. 여기서
Figure 112006016776298-PAT00022
는 상기 무어-펜로즈 의사 역 행렬과의 연산을 나타내는 기호이며, Q는 양자화(qunatization) 함수이다. 그리고 상기 z 값은 송신기에서 실제 송신한 신호를 추정하기 위해서 중간 단계에서 구한 값을 나타낸다.
두 번째로 상기 수신기는 최소 평균 제곱 오차(MMSE: Minimum Mean Square Error, 이하 'MMSE'라 칭하기로 한다) 방식을 사용하여 신호를 검파할 수 있으며, 이와 같은 신호 검파 시에 평균 제곱 오차(mean squere error)가 최소가 되도록 잡음을 고려한다. 따라서 상기한 MMSE 방식을 사용하는 경우에는 제로-포싱 방식에 비해서 잡음 증폭이 작으며 성능은 개선된다. 그러면 여기서 상기 수신기에서 사용되는 격자 감소-제로 포싱(LR-MMSE: Lattice Reduction-Minimum Mean Square Error, 이하 'LR-MMSE'라 칭하기로 한다) 방식을 하기의 수학식 7을 통해 살펴보기로 한다.
Figure 112006016776298-PAT00023
여기서 상기
Figure 112006016776298-PAT00024
는 잡음의 세기를 나타내며, R은 상삼각 행렬, T는 유니모듈러 행렬, 상기 Q()는 양자화 함수이다.
세 번째로 상기 수신기는 LLL(Lenstra-Lenstra-Lovasz, 이하 'LLL'이라 칭하기로 한다)-알고리즘을 사용하여 신호를 검파할 수 있다. 그리고 상기 LR-MMSE 방식의 성능 개선을 위해서 채널을 확장(extended)하여 채널 응답 행렬을 생성한다. 상기 수신기에서는 채널을 확장하여 확장 채널 응답 행렬
Figure 112006016776298-PAT00025
를 생성하며, 상기 확장 채널 응답을 위한 확장 신호 행렬
Figure 112006016776298-PAT00026
를 사용한다.
이에 따른 확장 채널 응답 행렬은
Figure 112006016776298-PAT00027
으로 나타나며, 상기 확장 신호 행렬은
Figure 112006016776298-PAT00028
로 나타난다. 그리고 상기 확장 채널 응답 행렬의
Figure 112006016776298-PAT00029
는 잡음의 세기를 나타내며, I는 단위행렬을 나타낸다.
따라서 상기 LLL-알고리즘을 사용하여
Figure 112006016776298-PAT00030
의 관계식을 만족하는
Figure 112006016776298-PAT00031
와
Figure 112006016776298-PAT00032
를 계산하는 것이 가능하다. 그리고, 상기한 관계식을 사용하여 신호를 검파하는 수학식 8을 하기에 나타내었다.
Figure 112006016776298-PAT00033
한편, 상기 격자 감소 기법은 주어진 통신 시스템의 송수신기 간의 채널에 대한 채널 응답 행렬 즉, H의 기저 다시말해 상기 H의 열벡터들을 수직(roughly orthogonal)에 가까운 형태로 변환하는 것이다. 이에 상기 변환된 벡터들로 구성된 변환된 채널 응답 행렬,
Figure 112006016776298-PAT00034
를 구할 수 있다. 여기서 상기
Figure 112006016776298-PAT00035
의 상태수(condition number)는 상기 H에 비하여 큰 값을 가지므로 상기
Figure 112006016776298-PAT00036
를 사용하여 신호를 검출하면 H를 사용하여 신호를 검출하는 것보다 성능을 개선할 수 있다. 상기 상태수는 상기 H 행렬에 대한
Figure 112006016776298-PAT00037
를 나타내는 값이다.
그리고, 상기 H에 해당하는 격자점과 상기
Figure 112006016776298-PAT00038
에 해당하는 격자점이 동일하다면 하기의 수학식 9의 조건을 만족하게 된다.
Figure 112006016776298-PAT00039
여기서 상기 T는 단위모듈로(unimodular) 행렬을 의미하며, 상기 단위모듈로 행렬은 정방행렬(squere matrix)로서 원소가 모두 정수이고 행렬식(determinant)이
Figure 112006016776298-PAT00040
인 행렬을 의미한다. 여기서 상기한 조건을 만족하는
Figure 112006016776298-PAT00041
를 계산하는 알고리즘이 LLL-알고리즘이다. 한편, 상기
Figure 112006016776298-PAT00042
가 하기의 나타나있는 조건을 만족하는 경우 상기
Figure 112006016776298-PAT00043
를 LLL-알고리즘에 따른 감소된 행렬이라 칭하기로 한다.
그러면 다음으로 상기 감소된 행렬
Figure 112006016776298-PAT00044
를 다음과 같이 정의한다.
(1)
Figure 112006016776298-PAT00045
,
Figure 112006016776298-PAT00046
는 단일(unitary) 행렬이고,
Figure 112006016776298-PAT00047
은 상삼각(upper triangular) 행렬이다.
(2)
Figure 112006016776298-PAT00048
(3)
Figure 112006016776298-PAT00049
여기서 상기
Figure 112006016776298-PAT00050
는 상기 상삼각 행렬 즉,
Figure 112006016776298-PAT00051
을 구성하는 원소들이고, k는 신호 수신 시간을 의미하며, l, k, m은 행렬의 크기에 의하여 정의되는 인덱스들을 의미합니다. 또한 상기
Figure 112006016776298-PAT00052
가 상기 조건 (1), (2)를 만족하는 경우에는 상기
Figure 112006016776298-PAT00053
의 벡터들의 크기는 감소한다. 여기서 사용된 임의의 실수,
Figure 112006016776298-PAT00054
는 감소한 벡터들의 품질에 영향을 준다. 상기 LLL-알고리즘은 상기 행렬 H의 벡터들이 주어졌을 경우 조건 (2)를 만족하도록 크기를 감소시키고, 조건 (3)을 만족하지 않는 경우에는 행렬 의 인자 즉, 벡터들의 순서를 변경한다. 여기서 상기 벡터들의 순서를 변경하기 위해서는 예를 들어 QR 분해, Sorted QR 등의 방식을 사용하는 것이 가능하다. 상기 QR 분해는 행렬을 직교 행렬(orthogonal matrix)인 Q와 상삼각 행렬인 R로 나타내어 행렬을 분해하는 것이다.
그러면 여기서 상기 LLL-알고리즘에 따라
Figure 112006016776298-PAT00055
의 벡터들이 구성하는 격자를 하기의 도 3을 참조하여 살펴보기로 한다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 채널 응답 행렬을 통해 얻어진 벡터를 도시한 도면이다.
상기 도 3을 참조하면, 상기 LLL-알고리즘을 수행한 후에 획득한 행렬 T를 살펴보면 다음과 같다. 상기 채널 응답 행렬 H가 주어진 경우 상기 단위모듈로 행렬 T를 구하는 수학식 10은 하기에 나타내었다.
Figure 112006016776298-PAT00056
상기 t는 상기 단위모듈러 행렬 T의 원소이고, 상기 i, m, k는 행렬의 크기에 의하여 결정되는 index를 의미합니다.
상기 도 3에는 상기 LR 방식에 따른 격자점들이 도시되어 있으며, 상기 채널 응답 행렬의 벡터들, 예를 들어
Figure 112006016776298-PAT00057
과
Figure 112006016776298-PAT00058
가 도시되어 있다. 그리고 상기 H에 따라 변환된 채널 응답 행렬
Figure 112006016776298-PAT00059
의 벡터들은
Figure 112006016776298-PAT00060
라 할 수 있다. 여기서 상기 단일모듈로 행렬 T가
Figure 112006016776298-PAT00061
라 할때 상기 H에 따라 변환된 채널 응답 행렬
Figure 112006016776298-PAT00062
의 벡터들을 예를 들어
Figure 112006016776298-PAT00063
과
Figure 112006016776298-PAT00064
로 도시하였다. 상기
Figure 112006016776298-PAT00065
는 H에 비해 벡터의 크기가 감소한 것을 알 수 있다.
그러면 여기서 본 발명의 실시예에 따른 신호 검파를 수행하는 동작을 보다 구체적으로 하기에 도 4를 참조하여 설명하기로 한다.
도 4은 본 발명의 실시예에 따른 MIMO 통신 시스템에서의 수신기의 동작을 개략적으로 도시한 순서도이다.
상기 도 4를 참조하기에 앞서, 본 발명은 수신 신호를 검파하는 수신기의 동작에 대한 것이며, 상기한 동작은 상기 LR 방식이 적용된 상기 도 2의 수신기 구조를 참조하여 설명한다.
상기 도 4을 참조하면, 401단계에서 상기 검파기는 채널 응답 행렬 H를 확장하여 확장 채널 응답 행렬
Figure 112006016776298-PAT00066
를 생성하고 403단계로 진행한다. 이하 k의 시간에서 수신한 수신신호는
Figure 112006016776298-PAT00067
라 하기로 한다.
상기 403단계에서 상기 검파기는 상기 확장 채널 응답 행렬
Figure 112006016776298-PAT00068
를 LLL-알고리즘을 수행하여
Figure 112006016776298-PAT00069
,
Figure 112006016776298-PAT00070
,
Figure 112006016776298-PAT00071
를 생성하고 405단계로 진행한다. 상기
Figure 112006016776298-PAT00072
,
Figure 112006016776298-PAT00073
,
Figure 112006016776298-PAT00074
행렬들은 상기
Figure 112006016776298-PAT00075
를 구성하는 행렬들이고, 상기
Figure 112006016776298-PAT00076
를 구성하는 행렬들을 계산하는 것을 하기의 수학식 11에 나타내었다.
Figure 112006016776298-PAT00077
상기
Figure 112006016776298-PAT00078
은 1보다 큰 임의의 실수이고, 여기서 상기 LLL-알고리즘을 수행하여 상기
Figure 112006016776298-PAT00079
,
Figure 112006016776298-PAT00080
,
Figure 112006016776298-PAT00081
를 구하는 것은 채널이 블록 페이딩(block fading) 환경이기 때문이고, 프레임의 시작시점에서 상기 H를 상기 LLL-알고리즘을 적용하여 계산한 유니터리 행렬들(Q,
Figure 112006016776298-PAT00082
), 상삼각행렬들(R,
Figure 112006016776298-PAT00083
)유니 모듈러 행렬들(T,
Figure 112006016776298-PAT00084
) 간의 관계는 하기의 수학식 12에 나타내었다.
Figure 112006016776298-PAT00085
Figure 112006016776298-PAT00086
Figure 112006016776298-PAT00087
, ,
상기 Q, R, T와
Figure 112006016776298-PAT00088
,
Figure 112006016776298-PAT00089
,
Figure 112006016776298-PAT00090
는 유사한 함수이므로 유니터리 행렬, 상삼각 행렬, 단일모듈러 행렬들로 표현하였으며, 각 행렬들은 상기한 관계를 가진다. 따라서 계산의 복잡도를 감소하는 것이 가능하다.
상기 405단계에서 상기 검파기는 상기
Figure 112006016776298-PAT00091
에 의해 생성된 격자점 즉,
Figure 112006016776298-PAT00092
를 생성하고 407단계로 진행한다. 상기 생성된
Figure 112006016776298-PAT00093
는 하기의 수학식 13에 나타내었다.
Figure 112006016776298-PAT00094
상기 407단계에서 상기 검파기는 상기 행렬들과 격자점을 사용하여 신호를 추정한다. 상기
Figure 112006016776298-PAT00095
의 마지막 열은 놈(norm)이 상당히 작은
Figure 112006016776298-PAT00096
의 원소이므로 제 1 추정값으로 결정하고 409단계로 진행한다.
만약,
Figure 112006016776298-PAT00097
이라고 가정하면, 하기와 같은 두 가지 조건을 만족하게 되며, 이것은 수학식 14에 나타내었다.
Figure 112006016776298-PAT00098
Figure 112006016776298-PAT00099
상기 수학식 14를 통해서 추정한 신호가 실제 수신 신호와의 거리를 알 수 있으며, 상기한 조건을 만족하는 경우 추정한 신호가 실제 수신신호와의 거리가 짧다는 것을 나타낸다. 그리고 상기
Figure 112006016776298-PAT00100
는 벡터의 크기를 나타낸다.
상술한 바와 같이 상기 검파기는 LLL-알고리즘의
Figure 112006016776298-PAT00101
의 마지막 열을 계산하는 것의 일부만을 수행하여 송신 신호를 추정한다. 이를 위해 상기 LLL-알고리즘에서 상기 k를 n으로 수정하고 LLL-알고리즘을 수행하여 상기 제 1 추정값 즉, 송신기에서의 송신신호
Figure 112006016776298-PAT00102
를 추정한다.
상기 409단계에서 상기 검파기는 상기 제 1 추정값이 미리 설정된 기준 허용 구간 즉,
Figure 112006016776298-PAT00103
의 구간 내에 존재하는지 확인한다. 여기서 상기 허용 구간은 변조 레벨을 기준으로 설정된 구간인 것을 특징으로 하며, 따라서 상기 M은 미리 설정한 변조 레벨을 나타낸다.
상기 확인결과 상기 제 1 추정값이 상기 허용 구간 내에 존재하는 경우에는 419단계로 진행하여 상기 제 1 추정값으로 신호를 검파한다. 그러나, 상기 확인결과 상기 제 1 추정값이 상기 허용구간 내에 존재하지 않는 경우에는 411단계로 진행한다.
상기 411단계에서 상기 검파기는
Figure 112006016776298-PAT00104
를 구하고 413단계로 진행한다. 상기 411단계에서 상기 검파기는 변형된 LR-MMSE 방식을 사용하며, 이때 상기
Figure 112006016776298-PAT00105
는 하기의 수학식 15에 나타내었다.
Figure 112006016776298-PAT00106
상기 검파기는 상기 수학식 15를 계산한 이후에
Figure 112006016776298-PAT00107
를 통해 제 2 추정값 즉,
Figure 112006016776298-PAT00108
를 추정한다. 한편, 상기
Figure 112006016776298-PAT00109
는
Figure 112006016776298-PAT00110
를 원소로 가진다.
상기 413단계에서 상기 검파기는 상기 제 2 추정값이 미리 설정된 기준 허용 구간 즉,
Figure 112006016776298-PAT00111
의 구간 내에 존재하는지 확인한다.
상기 확인결과 상기 제 1 추정값이 상기 허용 구간 내에 존재하는 경우에는 상기 419단계로 진행하여 상기 제 1 추정값으로 신호를 검파한다. 그러나, 상기 확인결과 상기 제 1 추정값이 상기 허용구간 내에 존재하지 않는 경우에는 417단계로 진행한다.
상기 417단계에서 상기 검파기는 상기 검출된 신호를 T와 + 또는 - 연산을 수행하고 419단계로 진행한다. 상기 415단계에서 상기 제 2 추정값이 허용 구간의 범위에 존재하지 않는 경우에는
Figure 112006016776298-PAT00112
에 양자화 오류가 발생하였다고 가정할 수 있다. 이러한 경우 상기
Figure 112006016776298-PAT00113
는 하기의 수학식 16의 관계가 성립한다.
Figure 112006016776298-PAT00114
상기 k는 수신 신호의 시간을 나타내며, 상기 True는 실제 송신기에서 송신한 송신 신호를 의미한다. 그리고, 상기 i-th는 I번째 열 벡터를 의미하고, T(:, i)는 행렬 T의 i번째 열벡터를 나타낸다.
상기 수학식 16에 나타나 있는 바와 같이 상기 검파기는 단위모듈로 행렬 T와 +, -연산을 수행하여 상기 419단계에 나타난 바와 같이 신호를 검파한다.
상기 검파기에서 출력한 신호는 상기한 복조기로 입력되며, 상기 복조기는 상기 검파기에서 출력한 신호를 입력하여 상기 송신기의 변조기에서 적용한 변조 방식에 상응하는 복조 방식으로 복조하여 원래의 정보 데이터 비트들로 복원한다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
상술한 바와 같은 본 발명은, 다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 통신 시스템에서 격자 감소 기법을 적용하여 송신기에서 송신한 신호를 검파하며, LLL-알고리즘과 MMSE 기법을 확장하여 적용하여 신호를 추정하여 상기 신호를 검파한다. 이에 따라 본 발명을 적용함에 따라서 최소 복잡도를 가지고 신호를 검파한다는 이점을 갖는다. 더욱이 신호 검파 성능이 최우도 기법과 유사한 정도의 성능을 보장하는 것이 가능하다는 이점을 갖는다.

Claims (19)

  1. 다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 통신 시스템에서 신호 검파 방법에 있어서,
    채널 응답 벡터들로 구성된 제 1 행렬을 확장하여 제 2 행렬들을 생성하는 과정과,
    상기 제 2 행렬을 분해하여 소정의 행렬들을 생성하고, 상기 제 2 행렬을 구성하는 벡터들이 구성하는 격자점을 생성하는 과정과,
    상기 생성된 소정의 행렬들과 격자점을 사용하여 신호를 추정하는 과정과,
    상기 추정된 신호가 미리 설정된 허용 구간의 값인 경우에는 상기 추정된 신호를 수신 신호로 검파하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 신호 검파 방법.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 제 2 행렬은 상기 제 1 행렬을 구성하는 벡터들을 수직으로 변환하여 구성한 행렬인 것을 특징으로 하는 신호 검파 방법.
  3. 제 2항에 있어서,
    상기 제 2 행렬은 하기의 수학식 17과 같이 표현되는 것을 특징으로 하는 상 기 방법.
    Figure 112006016776298-PAT00115
    Figure 112006016776298-PAT00116
    는 제 2 행렬을 나타내고, 상기 H는 제 1 행렬을 나타내고, 상기
    Figure 112006016776298-PAT00117
    는 잡음의 세기를 나타내며, I는 단위행렬을 나타냄.
  4. 제 1항에 있어서,
    상기 소정의 행렬들은 유니터리 행렬, 상삼각 행렬, 단위 모듈로 행렬을 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 검파 방법.
  5. 제 4항에 있어서,
    상기 행렬들은 엘엘엘(LLL: Lenstra-Lenstra-Lovasz, 이하 'LLL'이라 칭하기로 한다 )-알고리즘을 사용하여 생성하는 것을 특징으로 하는 신호 검파 방법.
  6. 제 1항에 있어서,
    상기 신호의 추정은 단위모듈로 행렬의 마지막 열을 송신기에서 송신한 신호 의 추정값으로 추정하는 것을 특징으로 하는 신호 검파 방법.
  7. 제 1항에 있어서,
    상기 허용 구간은 변조 레벨을 기준으로 설정된 구간인 것을 특징으로 하는 신호 검파 방법.
  8. 제 1항에 있어서,
    상기 추정된 신호가 허용 구간에 존재하지 않는 경우에는 하기의 수학식 18의 격자 감소-최소 평균 제곱 오차 방식을 사용하여 제 2 추정값을 설정하는 과정을 더 포함함을 특징으로 하는 신호 검파 방법.
    Figure 112006016776298-PAT00118
    ,
    Figure 112006016776298-PAT00119
    는 제 2 추정값이고, T는 단위모듈로 행렬이고,
    Figure 112006016776298-PAT00120
    는
    Figure 112006016776298-PAT00121
    들을 원소로 가지며,
    Figure 112006016776298-PAT00122
    는 무어-펜로즈 의사 역(Moore-Penrose Pseudo inverse) 행렬과의 연산이고,
    Figure 112006016776298-PAT00123
    는 k의 시간에서 수신한 수신 신호이고, Q()는 양자화 함수임.
  9. 제 8항에 있어서,
    상기 제 2 추정값이 미리 설정된 허용 구간의 값인 경우에는 상기 추정된 제 2 추정값을 수신 신호로 검파하는 과정과,
    상기 제 2 추정값이 미리 설정된 허용 구간의 이외의 값인 경우에는 상기 제 2 추정값을 단위모듈로 행렬과 연산하여 수신 신호로 검파하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 신호 검파 방법.
  10. 다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 통신 시스템에서 신호 검파 장치에 있어서,
    채널 응답 벡터들로 구성된 제 1 행렬을 확장하여 제 2 행렬들을 생성하고, 상기 제 2 행렬을 분해하여 소정의 행렬들을 생성하고, 상기 제 2 행렬을 구성하는 벡터들이 구성하는 격자점을 생성한 후, 상기 소정의 행렬들과 격자점을 사용하여 신호를 추정하고, 상기 추정된 신호가 미리 설정된 허용 구간의 값인 경우에는 상기 추정된 신호를 수신 신호로 검파하는 검파기를 포함함을 특징으로 하는 신호 검파 장치.
  11. 제 10항에 있어서,
    상기 제 2 행렬은 상기 제 1 행렬을 구성하는 벡터들을 수직으로 변환하여 구성한 행렬인 것을 특징으로 하는 신호 검파 장치.
  12. 제 11항에 있어서,
    상기 제 2 행렬은 하기의 수학식 19과 같이 표현되는 것을 특징으로 하는 신호 검파 장치.
    Figure 112006016776298-PAT00124
    Figure 112006016776298-PAT00125
    는 제 2 행렬을 나타내고, 상기 H는 제 1 행렬을 나타내고, 상기
    Figure 112006016776298-PAT00126
    는 잡음의 세기를 나타내며, I는 단위행렬을 나타냄.
  13. 제 10항에 있어서,
    상기 소정의 행렬들은 유니터리 행렬, 상삼각 행렬, 단위 모듈로 행렬을 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 검파 장치.
  14. 제 13항에 있어서,
    상기 행렬들은 엘엘엘(LLL: Lenstra-Lenstra-Lovasz, 이하 'LLL'이라 칭하기로 한다 )-알고리즘을 적용 생성하는 것을 특징으로 하는 신호 검파 장치.
  15. 제 10항에 있어서,
    상기 검파기는 단위모듈로 행렬의 마지막 열을 송신기에서 송신한 신호의 추정값으로 신호를 추정하는 것을 특징으로 하는 신호 검파 장치.
  16. 제 10항에 있어서,
    상기 허용 구간은 변조 레벨을 기준으로 설정된 구간인 것을 특징으로 하는 신호 검파 장치.
  17. 제 10항에 있어서,
    상기 검파기는 상기 추정된 신호가 허용 구간에 존재하지 않는 경우, 하기의 수학식 20의 격자 감소-최소 평균 제곱 오차 방식을 사용하여 제 2 추정값을 설정하는 것을 특징으로 하는 신호 검파 장치.
    Figure 112006016776298-PAT00127
    ,
    Figure 112006016776298-PAT00128
    는 제 2 추정값이고, T는 단위모듈로 행렬이고,
    Figure 112006016776298-PAT00129
    는
    Figure 112006016776298-PAT00130
    들을 원소로 가지며,
    Figure 112006016776298-PAT00131
    는 무어-펜로즈 의사 역(Moore-Penrose Pseudo inverse) 행렬과의 연산이고,
    Figure 112006016776298-PAT00132
    는 k의 시간에서 수신한 수신 신호이고, Q()는 양자화 함수임.
  18. 제 17항에 있어서,
    상기 검파기는 상기 제 2 추정값이 미리 설정된 허용 구간의 값인 경우에는 상기 추정된 제 2 추정값을 수신 신호로 검파하고, 상기 제 2 추정값이 미리 설정된 허용 구간의 이외의 값인 경우에는 상기 제 2 추정값을 단위모듈로 행렬과 연산하여 수신 신호로 검파하는 것을 특징으로 하는 신호 검파 장치.
  19. 제 10항에 있어서,
    상기 검파된 심볼 조합을 상기 송신기에서 적용한 변조 방식에 상응하는 복조 방식으로 복조하는 복조기를 더 포함함을 특징으로 하는 신호 검파 장치.
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