KR100992418B1 - 다중 안테나 시스템의 송신단에서 간섭을 제거하기 위한장치 및 방법 - Google Patents

Abstract

본 발명은 다중 안테나 시스템의 송신단에서 간섭을 제거하기 위한 장치 및 방법에 관한 것이다. 본 발명에 따른 다중 안테나 시스템의 송신단에서 간섭을 제거하기 위한 방법은, 각 단말별 채널 정보로 구성된 채널 행렬을 분해하여 직교 정규화 단위 행렬을 획득하는 과정과, 각 단말의 수신 안테나별로 간섭 신호에 비례하는 값을 계산하는 과정과, 각 단말별로 해당 송신 신호와 상기 계산된 값의 합을 계산하고, 상기 계산된 합과 상기 획득된 직교 정규화 단위 행렬과의 곱을 연산하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.

다중 안테나, 간섭 신호, 채널 정보, 간섭 제거

Description

다중 안테나 시스템의 송신단에서 간섭을 제거하기 위한 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR REMOVING OF INTERFERENCE IN MULTI ANTENNA SYSTEM TRANSMITTER}

도 1은 본 발명에 따른 다중 안테나 시스템의 구성 장치를 도시한 블럭도,

도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 다중 안테나 시스템의 송신단에서 간섭을 제거하기 위한 방법을 도시한 도면,

도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 다중 안테나 시스템의 수신 단말에서 신호 검출 방법을 도시한 도면,

도 4는 위상 편이 방식(Phase Shift Keying : PSK) 성상도를 도시한 예시도,

도 5는 직교 진폭 변조 방식(Quadrature Amplitude Modulation : QAM) 성상도를 도시한 예시도,

도 6은 상기 도 5의 설명의 도식적인 표현을 나타낸 도면, 및

도 7은 2 × 2 MIMO 시스템에서 종래 기술과 본 발명의 성능을 비교한 도면.

본 발명은 다중 안테나 시스템에 관한 것으로서, 특히, 상기 다중 안테나 시스템의 송신단에서 간섭을 제거하기 위한 장치 및 방법에 관한 것이다.

다수 사용자 다중 안테나 시스템에서 기존에는 다른 사용자 혹은 다른 안테나의 간섭을 줄이기 위해 송신단이 송신 신호에 채널의 역수를 곱하여 전송하는 제로 포싱(Zero-Forcing : 이하 'ZF'라 칭함) 방식이나 채널의 잡음 분산까지 고려한 최소 평균 제곱 오차(Minimum Mean Square Error : 이하 'MMSE'라 칭함) 방식을 주로 사용하였다.

상기 방식들은 송신단 프로세스가 간단하여 구현이 쉽고, 각 사용자로부터 수신되는 채널의 피드백 정보가 적더라도 에러율이 크게 증가하지 않는 장점이 있다. 특히, 각 사용자는 전체 채널 정보를 피드백하는 것이 아니라 미리 정해진 코드북에서 가장 비슷한 벡터를 찾아 해당 코드북의 인덱스와 채널 품질 정보(Channel Quality Information : CQI)를 피드백하고, 송신단에서는 각 사용자로부터 받은 채널 정보를 이용하여 전체 용량(Sum Capacity)을 최대화하도록 스케줄링하는 구조를 가진 여러 기술이 현재 3GPP LTE(3rd Generation Partnership Project Long Term Evolution) 등 여러 표준화 회의에서 활발히 논의되고 있다.

상기와 같은 선형방식이 아닌 비선형 프리코딩에 기반을 둔 방식으로는 DPC(Dirty Paper Coding)를 1차원으로 적용한 THP(Tomlinson-Harashima Precoding), n차원 벡터로 적용한 VP(Vector Perturbation)등과 같은 방식이 있다. 상기 방식의 경우, 각 사용자는 정확한 채널의 상태 정보 (Channel State Information : CSI) 혹은 그에 준하는 정확한 채널 정보를 송신단으로 보내고 송신단은 모듈로(modulo) 연산을 통해 양의 정수값을 송신 신호에 더하거나 빼어 수신단으로 전송하고, 수신단은 상기 값을 모르더라도 상기 송신단과 같은 모듈로(modulo) 연산을 통해 송신 신호를 유추해낸다. 상기와 같은 과정을 통해 상기 송신단은 채널과 송신신호를 동시에 최적화할 수 있으며, 따라서, 상기 방식들은 송신기로의 피드백 양이 많은 TDD(Time Division Duplex)의 노메딕(Nomadic) 환경에서의 유력한 후보 기술로서 많은 학자들에 의해 연구되어 왔다.

상기 ZF나 MMSE 방식은 필연적으로 성능의 열화 및 송신파워의 낭비를 가져오며, 각 사용자 혹은 안테나별로 전송파워가 일정해야 하거나, 각 사용자가 한 개의 안테나만을 써야하는 단점이 있다. 특히, 상기 방식은 높은 신호 대 잡음 비(Signal-to-Noise Ratio : SNR)를 가질수록 이론적인 용량인 총 용량(Sum Capacity)과 큰 차이를 보이는 단점이 있다.

또한, 상기 DPC(Dirty Paper Coding)에 기반을 둔 비선형 방식 역시 각 사용자별로 전송 속도가 일정해야 하고, 각 사용자는 한 개의 안테나만을 써야 하는 단점이 있다. 따라서, 상기 방식은 사용자별 QoS(Quality of Service)가 제대로 보장되지 않는 문제점이 있다.

따라서, 다중 안테나 시스템에서 사용자별 전송 속도와 송신 파워를 최적화하여 성능을 최적화할 수 있는 방법의 제안이 필요하다.

따라서, 본 발명의 목적은 다중 안테나 시스템의 송신단에서 간섭을 제거하 기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 다른 목적은 다중 안테나 시스템의 송신단에서 각 사용자의 채널 분리를 통해 각 사용자별로 전송 속도와 송신 파워를 최적화하여 전체 채널 용량을 증대시키기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.

상기 목적을 달성하기 위해 본 발명의 실시 예에 따르면, 다중 안테나 시스템의 송신단에서 간섭을 제거하기 위한 방법은, 각 단말별 채널 정보로 구성된 채널 행렬을 분해하여 직교 정규화 단위 행렬을 획득하는 과정과, 각 단말의 수신 안테나별로 간섭 신호에 비례하는 값을 계산하는 과정과, 각 단말별로 해당 송신 신호와 상기 계산된 값의 합을 계산하고, 상기 계산된 합과 상기 획득된 직교 정규화 단위 행렬과의 곱을 연산하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 한다.

상기 목적을 달성하기 위해 본 발명의 실시 예에 따르면, 다중 안테나 시스템의 송신단에서 간섭을 제거하기 위한 장치는, 각 단말별 채널 정보로 구성된 채널 행렬을 분해하여 직교 정규화 단위 행렬을 획득하는 채널 분해부와, 각 단말의 수신 안테나별로 간섭 신호에 비례하는 값을 계산하고, 각 단말별로 해당 송신 신호와 상기 계산된 값의 합을 계산하고, 상기 계산된 합과 상기 획득된 직교 정규화 단위 행렬과의 곱을 연산하는 인코더를 포함하는 것을 특징으로 한다.

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이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면의 참조와 함께 상세히 설명한다. 그리고, 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략한다.

이하, 본 발명은 다중 안테나 시스템의 송신단에서 간섭을 제거하기 위한 장치 및 방법에 대해 설명하기로 한다. 이하 설명에서는 2 X 2 시스템을 예로 들어 설명할 것이나, 일반적인 M X N 시스템의 경우에 모두 적용 가능함은 물론이다.

도 1은 본 발명에 따른 다중 안테나 시스템의 구성 장치를 도시한 블럭도이다. 여기서, 상기 다중 안테나 시스템은 송신단인 2개의 송신 안테나를 가지는 기지국(100)과 하나의 수신 안테나를 가진 2개의 수신 단말(110-1, 110-2)로 구성된다고 가정한다. 이때, 상기 기지국(100)은 인코더(101), 송신부(103), WZ 분해부(105)를 포함하여 구성되며, 제 1, 2 수신 단말(110-1, 110-2)은 제 1, 2 수신부(111-1, 111-2), 제 1, 2 디코더(113-1, 113-2), 제 1, 2 채널 추정부(115-1, 115-2)를 포함하여 구성된다.

상기 도 1을 참조하면, 상기 기지국(100)의 인코더(101)는 상기 WZ 분해부(105)로부터 입력되는 각 수신 단말별 채널 정보를 이용하여 해당 채널에 대한 간섭 신호의 영향이 소정 임계값 이상인지 여부를 판단하고, 첫 번째 수신 안테나에 대해서는 송신 신호를 그대로 전송하지만, 다른 채널에 의해 간섭을 받는 나머지 수신 안테나에 대해서는 모듈로 연산을 통해 상기 간섭 신호에 비례하는 정수값을 더한 송신 신호를 해당 수신 안테나로 전송한다. 그 후 수신기에서 동일한 모듈로 연산을 수행하면, 상기 간섭 신호의 영향을 보상할 수 있다. 또한, 상기 인코더(101)는 상기 각 수신 안테나로 전송하는 신호에 대해 상기 WZ 분해부(105)로부터 입력되는 W를 곱하여 상기 송신부(103)로 출력한다. 여기서, 상기 인코더(101)는 프리코더로 구현될 수 있으며, 상기 프리코더로 입력되는 신호는 변조 및 부호화된 신호이다.

상기 WZ 분해부(105)는 각 수신 단말들(110-1, 110-2)로부터 수신되는 채널 정보를 이용하여 채널 행렬 H를 생성하며, 상기 생성된 H를 WZ로 분해하고, 상기 분해된 W와 각 수신 단말별 채널 정보를 상기 인코더(101)로 출력한다. 또한, 상기 송신부(103)는 상기 인코더(101)로부터 입력되는 송신 신호를 해당 송신 안테나를 통해 각 수신 단말들(110-1, 110-2)로 전송한다.

상기 제 1, 2 단말(110-1, 110-2)의 제 1, 2 수신부(111-1, 111-2)는 상기 기지국(100)으로부터 신호를 수신하여 각각의 디코더 및 채널 추정부, 즉 상기 제 1, 2 디코더(113-1, 113-2)와 제 1, 2 채널 추정부(115-1, 115-2)로 출력한다.

상기 제 1, 2 디코더(113-1, 113-2)는 상기 제 1, 2 수신부(111-1, 111-2)로부터 입력되는 수신 신호에 상기 기지국과 같은 모듈로 연산을 수행하여 상기 수신 신호로부터 원래 자기 신호를 검출한다. 또한, 상기 제 1, 2 채널 추정부(115-1, 115-2)는 상기 제 1, 2 수신부(111-1, 111-2)로부터 입력되는 수신 신호로부터 채널을 추정하고, 추정된 채널 정보를 상기 기지국(100)으로 전송한다.

도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 다중 안테나 시스템의 송신단에서 간섭을 제거하기 위한 방법을 도시한 도면이다.

상기 도 2를 참조하면, 송신단은 201단계에서 하나 이상의 수신 단말들로부터 채널 정보를 수신하고, 상기 수신된 채널 정보들을 이용하여 채널 행렬 H를 생성한다. 예를 들어, 각 단말은 송신단이 N개의 송신 안테나를 통해 전송한 파일럿 신호를 바탕으로 하향링크 채널을 측정하고, 상기 측정된 1 × N 채널 정보를 상기 송신단으로 피드백해주며, 상기 송신단에서는 M개의 수신 단말로부터 수신되는 상기 채널 정보를 이용하여 M × N 채널 행렬 H를 생성한다.

이후, 상기 송신단은 203단계에서 그램-슈미트 직교 정규화(Gram-Schimidt Orthonormalization) 과정을 통해 상기 채널 행렬 H를 PZW로 분해(decompose)하고, 수신 안테나 인덱스 j를 1로 설정한다. 여기서, 상기 W는 프리코딩 행렬(Precoding matrix)이 되는 직교 정규화 행렬(Orthonormal matrix), 즉 N × N 단위 행렬(unitary matrix)이고, 상기 Z는 사용자의 간섭을 제거하는 방향으로 송신 신호를 인코딩하기 위한 M × N 하부 삼각 행렬(Lower-triangular matrix)이며, 상기 P는 안테나 인덱스를 바꾸는 줄바꿈 행렬, 즉 M × M 치환 행렬(permutation matrix)이다. 상기 H의 열로부터 직교 정규화 성분(Ortho-normal basis)이 구해지고, 상기 W는 각각의 열(row)이 상기 직교 정규화 성분의 요소(element)로 구성된 행렬이며, 상기 Z는 상기 H로부터 상기 직교 정규화 성분에 대응되는 값으로 이루어진 행렬이다. 일반적으로 상기 P는 I로 둘 수 있으며, 따라서, 상기 M × N 채널 행렬 H는 ZW로 분해(decompose)될 수 있다.

여기서, 예를 들어, 2×2 채널 행렬 H를 ZW로 분해하는 과정을 살펴보면 다음과 같다. 먼저, 상기 2×2 채널 행렬 H는 하기 <수학식 1>과 같이 나타낼 수 있다.

여기서, 상기 h_ji는 j번째 사용자의 수신 안테나와 기지국 i번째 송신 안테나 사이의 채널 계수, 즉 경로 세기 값을 나타낸다.
여기서, 상기 W는 첫째 정규화 조건(채널의 이득(gain), 즉 놈(norm)= 1)을 만족하고, 둘째 사용자간 채널 정보가 직교(orthogonal) 조건(즉,

)을 만족하는 행렬이다. 먼저, 상기 채널 행렬 H에 대한 열(row) 방향의 그램-슈미트 직교 정규화(Gram-Schimidt Orthonormalization) 과정을 통해 첫 번째 정규화된 벡터 v₁을 구하면 하기 <수학식 2>와 같이 나타낼 수 있다.

여기서, 상기 v₁을 벡터(vector) u₂를 이용하여 이동(span)시키면, W₁의 공간(subspace)이 생긴다. 이를 수학식으로 표현하면, 공간 W₁에 대한 사영 행렬(projection matrix)은 하기 <수학식 3>과 같이 나타낼 수 있다.

여기서, 상기 공간 W₁에 대한 사영 행렬(projection matrix)을 이용하여 두 번째 정규화된 벡터 v₂를 구하면 하기 <수학식 4>와 같이 나타낼 수 있다.

여기서, 위상 쉬프트(phase shift)와 정규화(normalization)를 통해 불필요한 성분을 제거하면, 벡터 v₁과 v₂로 구성된 상기 W는 하기 <수학식 5>와 같이 나타낼 수 있다.

따라서, 상기 채널 행렬 H는 하기 <수학식 6>과 같이 Z와 W로 분해된다.

이후, 상기 송신단은 205단계에서 1 번째 단말기의 수신 안테나로 전송되는 송신 신호에 W 곱 연산을 수행한다. 이와 같이, 송신단에서 송신 신호에 단위 행렬(unitary matrix) W를 미리 곱하여 전송할 수 있다면, 상기 단위 행렬(unitary matrix)의 성질에 의해 WW=I가 되고, 결국 전송되는 신호는 하기 <수학식 7>과 같이 나타낼 수 있다.

여기서, y는 수신 신호이고, x는 입력 신호이다. 따라서, 상기 1 번째 단말이 수신하는 신호 y는 상기 Zx에 잡음 신호가 더해진 Zx+n이 되며, 상기 1 번째 단말은 아무런 간섭 없이 상기 신호를 수신할 수 있다.

이후, 상기 송신단은 207단계에서 상기 j를 상기 j에 1을 더한 수로 갱신하고, 209단계로 진행하여 모든 수신 안테나별 송신 신호에 대한 곱 연산 수행을 완료하였는지 여부를 검사한다. 상기 모든 수신 안테나별 송신 신호에 대한 곱 연산 수행을 완료하였을 시, 상기 송신단은 219단계로 진행하여 상기 곱 연산을 수행한 송신 신호를 해당 단말로 전송한 후, 본 발명에 따른 알고리즘을 종료한다.

반면, 상기 모든 수신 안테나별 송신 신호에 대한 곱 연산 수행을 완료하지 않았을 시, 상기 송신단은 211단계에서 해당 안테나에 대해서 원래 신호에 대한 간섭 신호의 영향이 소정 임계값보다 큰지 여부를 검사한다.

여기서, 상기 해당 안테나에 대해서 원래 신호에 대한 간섭 신호의 영향이 소정 임계값보다 큰지 여부는 하기 <수학식 8>을 이용하여 검사할 수 있다.

여기서, 상기 b_j,j는 상기 j번째 수신 안테나에 대한 Z 행렬의 원소 중 상기 j번째 수신 안테나의 원래 신호에 대한 원소를 나타내고, 상기 c_i는 기지국 i번째 송신 안테나를 통해 전송되는 송신 신호를 나타낸다. 또한, 상기

는 상기 j번째 수신 안테나에 대한 간섭 신호의 합, 즉 간섭이 되는 채널과 송신 신호의 곱의 합을 나타내며, 상기 T_j는 상기 소정 임계값을 나타낸다.

상기 211단계에서 해당 안테나에 대해서 원래 신호에 대한 간섭 신호의 영향이 소정 임계값보다 클 시, 상기 송신단은 217단계로 진행하여 상기 송신 신호에 0을 곱하고, 상기 207단계로 돌아가 이하 단계를 반복 수행한다. 이는 원래 신호에 대한 간섭 신호의 영향이 클 시, 수신단에서 디코딩을 수행하여도 에러가 발생할 경우가 높기 때문이다.

반면, 상기 211단계에서 해당 안테나에 대해서 원래 신호에 대한 간섭 신호의 영향이 소정 임계값보다 크지 않을 시, 상기 송신단은 213단계로 진행하여 상기 간섭 신호에 비례하는 정수값을 계산한다.

여기서, 상기 간섭 신호에 비례하는 정수값은 하기 <수학식 9>를 이용하여 계산할 수 있다.

이후, 상기 송신단은 215단계에서 해당 안테나에 대한 송신 신호에 상기 계산한 정수값을 더하고, 상기 정수값을 더한 송신 신호에 W 곱 연산을 수행한 후, 상기 207단계로 돌아가 이하 단계를 반복 수행한다.

여기서, 상기 송신 신호(v_j)는 하나의 성상도 포인트에 매핑되어 해당 단말로 전송된다. 상기 송신 신호를 매핑하기 위한 qj개의 성상도 포인트(constellation point)로 이루어진 집합 A_j = {a₁, a₂, …, a_qj}와, 공통원소를 갖지 않는 q_j개의 성상도 포인트(constellation point) 셋(disjoint)의 합집합인 B_j가 있다고 가정한다.

여기서, 도 4와 같은 위상 편이 방식(Phase Shift Keying : PSK) 성상도를 예로 들면, 상기 A_j는 가장 가운데 원에 위치한 □, △, ×, ○로 구성될 수 있으며, 상기 B_j는 상기 □, △, ×, ○들의 위치가 가장 바깥 원까지 확대된 것이라 할 수 있다. 여기서, 상기 성상도는 기본 성상도의 심볼과 동일한 거리를 가지면서 동일 심볼들 사이의 거리가 최대가 되도록 확장시킨 확장된 성상도이다. 또한, 도 5와 같은 직교 진폭 변조 방식(Quadrature Amplitude Modulation : QAM) 성상도를 예로 들면, 상기 A_j는 양축의 가장 가운데에 위치한 □, △, ×, ○로 구성될 수 있으며, 상기 B_j는 상기 □, △, ×, ○들의 위치가 가장 바깥 부분까지 확대될 수 있다. 여기서, 상기 성상도는 기본 성상도를 쉬프트(shift)시켜 동일한 패턴을 가지도록 확장시킨 확장된 성상도이다. 여기서, 상기 B_j는 무한대까지 확대될 수 있다. 여기서, 가장 가운데에 위치한 □, △, ×, ○가 위치하고 있는 영역을 펀더멘털 보로노이 영역(Fundamental Voronoi Region)이라 하고, 이는 이론적으로 채널 코딩(channel coding) 혹은 변조 포인트(modulation point)를 나타낸다. 반면, 가장 가운데의 영역을 제외한 바깥쪽 영역에 위치한 □, △, ×, ○은 QAM 방식의 경우 가장 가운데 영역이 동일하게 반복되는 구조를 가지는데, 이를 소스 코딩(source coding) 혹은 격자(lattice)라고 지칭한다.

여기서, 도 6은 상기 도 5의 설명의 도식적인 표현을 나타낸 도면이다. 상기 도 6은 송신 신호가 있고 간섭신호 S가 있을 때 성상도를 확장해서 보내면 수신기가 어떻게 수신하고 복호화하는지 상세하게 보여준다. 먼저, 보내고자 하는 신호에 적절한 변조(modulation) 과정을 거치면, 상기 보내고자 하는 신호는 도 6a의 색칠한 사각형이 된다고 가정한다. 여기서, 송신기는 간섭신호 S를 알고 있으므로, 도 6b와 같이, 원래 보내고자 하는 신호에 간섭 신호를 더한 후, 도 6c와 같이, 제일 가까운 점(상기 도 6c의 경우, 사각형)을 찾아 송신한다. 이후, 도 6d와 같이, 채널을 거치면서 상기 송신한 신호에 잡음이 더해지면, 수신기가 수신하는 수신신호 Y는 도 6e와 같이 된다. 이때, 수신기는 적절한 복호화 과정을 통해 제일 가까운 점인 사각형으로 복호화하게 되고 다시 모듈로(modulo) 연산을 통해 원래 보내고자 했던 신호가 맨 가운데 있는 사각형임을 유추해 낼 수 있게 된다.

이와 같이, 상기 송신단은 자신이 c_j를 수신단으로 전송하였을 때 수신단이 c_j + u_j, 즉 v_j를 수신할 것을 미리 알고, 상기 도 2를 이용하여 v_j(즉, c_j + u_j)를 찾는다. 여기서, 상기 v_j는 B_j 상의 한 점이다. 이후, 상기 송신단은 송신 파워를 만족시키기 위해 상기 v_j에서 u_j를 뺀 c_j를 j번째 안테나를 통해 수신단으로 보낸다. 이와 같이, 원래 신호에 대한 간섭 신호를 제거하기 위해 특정 값을 더하거나 빼는 것을 모듈로 연산이라 한다. 이때, 해당 수신 단말은 하기 <수학식 11>과 같이 간섭 신호가 포함된 신호를 수신하게 된다.

즉, 상기 수신 단말이 수신하는 신호 y는 Zx'+n이 된다.

다시 말해, 상기 두 개의 수신 단말이 있다고 가정하였을 시, 각 단말이 수신하는 신호는 하기 <수학식 12>와 같이 나타낼 수 있다.

여기서, 상기 두 번째 단말은 상기 하부 삼각 행렬 Z가 곱해진 형태이기 때문에 수신 신호 r₂에서 모듈로 연산을 통해 다른 사용자의 간섭을 순차적으로 제거하여 원래의 자기 신호만을 검출할 수 있다.

여기서, 상기 도 5를 예로 들어 설명하면, 상기 송신단은 특정 수신 단말로부터 수신된 채널 정보를 통해 해당 수신 안테나와의 채널이 간섭을 받고 있음을 판단하고, 송신 신호를 501 위치에 매핑하여 상기 수신 단말로 전송하였을 시, 상기 수신 단말에 의해 상기 송신 신호가 디매핑되는 위치(503)는 상기 간섭의 영향으로 상기 송신단에서 전송한 원래의 데이터와 거리 차가 발생할 수 있음을 판단할 수 있다. 따라서, 상기 송신단이 상기 발생할 수 있는 거리 차만큼을 보상하여 송신 신호를 전송한다면, 상기 수신 단말은 상기 송신단이 원래 전송하고자 했던 신호를 수신할 수 있게 된다. 이때 송신 파워를 증가시키지 않으면서 신호를 보상하는 방법으로 모듈로 연산이 쓰인다.

도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 다중 안테나 시스템의 수신 단말에서 신호 검출 방법을 도시한 도면이다.

상기 도 3을 참조하면, 수신 단말은 301단계에서 송신단으로부터 신호를 수신한다. 이후, 상기 수신 단말은 303단계에서 상기 수신한 신호에 대해 모듈로 연산을 수행하여 간섭 신호를 제거함으로써 원래 신호를 검출한다. 또한, 상기 수신 단말은 상기 수신한 신호를 이용하여 하향링크 채널을 추정하고, 채널 정보를 송신단으로 전송한다. 이와 같이, 상기 수신한 신호에서 원래 신호와 잡음을 유추 및 분리하기 위해 상기 모듈로 연산을 수행하면, 신호 검출을 위한 모든 영역에서의 탐색(exhaustive search)을 방지할 수 있다.

이후, 상기 수신 단말은 본 발명에 따른 알고리즘을 종료한다.

도 7은 2 × 2 MIMO 시스템에서 종래 기술과 본 발명의 성능을 비교한 도면이다.

상기 도 7을 참조하면, 사용자 1은 종래 기술에 따른 제로 포싱(Zero-Forcing : 이하 'ZF'라 칭함) 기반의 방식에 비해 성능 향상이 월등함을 알 수 있고, 사용자 2는 상기 ZF 기반의 방식과 거의 동일한 성능을 가짐을 알 수 있다. 이때, 상기 사용자 2의 전송속도는 상기 ZF 기반 방식의 두 배가 된다. 따라서, 송신단은 오류 확률이 높은 단말에게는 송신 안테나 1을 할당하고, 전송 속도가 낮은 수신 단말에게는 송신 안테나 2를 할당할 수 있다.

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 아니 되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

상술한 바와 같이, 본 발명은 다중 안테나 시스템의 송신단에서 각 사용자의 채널 분리(decomposition)를 통해 각 사용자별로 송신 신호의 간섭을 제거함으로써, 각 사용자별로 전송속도와 송신파워를 최적화하여 전체적인 채널 용량을 향상시킬 수 있으며, DPC(Dirty Paper Coding)를 적용하여 사용자별로 다른 성능을 낼 수 있는 이점이 있다.

Claims (28)

1. 다중 안테나 시스템의 송신단에서 간섭을 제거하기 위한 방법에 있어서,

   각 단말별 채널 정보로 구성된 채널 행렬을 분해하여 직교 정규화 단위 행렬을 획득하는 과정과,

   각 단말의 수신 안테나별로 간섭 신호에 비례하는 값을 계산하는 과정과,

   각 단말별로 해당 송신 신호와 상기 계산된 값의 합을 계산하고, 상기 계산된 합과 상기 획득된 직교 정규화 단위 행렬과의 곱을 연산하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
2. 제 1 항에 있어서,

   상기 채널 행렬은 그램-슈미트 직교 정규화(Gram-Schimidt Orthonormalization) 과정을 통해 프리코딩 행렬(Precoding matrix)이 되는 직교 정규화(Orthonormal) 단위 행렬(unitary matrix)과 수신단의 간섭을 제거하는 방향으로 송신 신호를 인코딩하기 위한 하부 삼각 행렬(Lower-triangular matrix)과 안테나 인덱스를 바꾸는 줄바꿈 행렬인 치환 행렬(permutation matrix) 중 적어도 하나로 분해하는 것을 특징으로 하는 방법.
3. 삭제
4. 제 2 항에 있어서,

   상기 간섭 신호에 비례하는 값은 하기 <수학식 13>을 이용하여 계산하는 것을 특징으로 하는 방법.

   

   여기서, 상기 b_j,j는 상기 j번째 수신 안테나에 대한 하부 삼각 행렬의 원소 중 상기 j번째 수신 안테나의 원래 신호에 대한 원소를 나타내고, 상기 c_i는 송신단 i번째 송신 안테나를 통해 전송되는 송신 신호를 나타낸다. 또한, 상기

   

   는 상기 j번째 수신 안테나에 대한 간섭 신호의 합, 즉 간섭이 되는 채널과 송신 신호의 곱의 합을 나타냄.
5. 제 2 항에 있어서,

   상기 프리코딩 행렬이 되는 직교 정규화 단위 행렬에서 각각의 열(row)은 상기 채널 행렬의 열로부터 구해지는 직교 정규화 성분(Ortho-normal basis)의 요소(element)로 구성되는 행렬로 정규화 및 직교 조건을 만족하는 행렬이고, 상기 하부 삼각 행렬은 상기 채널 행렬로부터 상기 직교 정규화 성분에 대응되는 값으로 이루어진 행렬임을 특징으로 하는 방법.
6. 제 1 항에 있어서,

   상기 곱 연산된 신호를 하나의 성상도 포인트에 매핑하여 해당 단말로 전송하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
7. 제 6 항에 있어서,

   상기 성상도는 기본 성상도를 쉬프트(shift)시켜 동일한 패턴을 가지도록 확장시킨 확장된 성상도임을 특징으로 하는 방법.
8. 제 6 항에 있어서,

   상기 성상도는 기본 성상도의 심볼과 동일한 거리를 가지면서 동일 심볼들 사이의 거리가 최대가 되도록 확장시킨 확장된 성상도임을 특징으로 하는 방법.
9. 제 7 항 혹은 제 8 항에 있어서,

   송신 파워를 만족시키기 위해 상기 확장된 성상도의 하나의 포인트에서 상기 계산된 값을 빼고, 해당 성상도 포인트에 상기 곱 연산된 신호를 매핑하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
10. 제 8 항에 있어서,

    상기 간섭 신호의 영향이 임계값보다 클 시, 해당 송신 신호와 0과의 곱 연산을 수행하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
11. 제 1 항에 있어서,

    상기 안테나의 수는 적어도 2임을 특징으로 하는 방법.
12. 다중 안테나 시스템의 송신단에서 간섭을 제거하기 위한 장치에 있어서,

    각 단말별 채널 정보로 구성된 채널 행렬을 분해하여 직교 정규화 단위 행렬을 획득하는 채널 분해부와,

    각 단말의 수신 안테나별로 간섭 신호에 비례하는 값을 계산하고, 각 단말별로 해당 송신 신호와 상기 계산된 값의 합을 계산하고, 상기 계산된 합과 상기 획득된 직교 정규화 단위 행렬과의 곱을 연산하는 인코더를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
13. 제 12 항에 있어서, 상기 인코더는,

    상기 간섭 신호의 영향이 임계값보다 클 시, 해당 송신 신호와 0과의 곱 연산을 수행하는 것을 특징으로 하는 장치.
14. 제 12 항에 있어서,

    상기 곱 연산된 신호를 하나의 성상도 포인트에 매핑하여 해당 송신 안테나를 통해 해당 단말로 전송하는 송신부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
15. 제 14 항에 있어서,

    상기 성상도는 기본 성상도를 쉬프트(shift)시켜 동일한 패턴을 가지도록 확장시킨 확장된 성상도임을 특징으로 하는 장치.
16. 제 14 항에 있어서,

    상기 성상도는 기본 성상도의 심볼과 동일한 거리를 가지면서 동일 심볼들 사이의 거리가 최대가 되도록 확장시킨 확장된 성상도임을 특징으로 하는 장치.
17. 제 15 항 혹은 16 항에 있어서,

    송신 파워를 만족시키기 위해 상기 확장된 성상도의 하나의 포인트에서 상기 계산된 값을 빼고, 해당 성상도 포인트에 상기 곱 연산된 신호를 매핑하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
18. 제 12 항에 있어서,

    상기 채널 행렬은 그램-슈미트 직교 정규화(Gram-Schimidt Orthonormalization) 과정을 통해 프리코딩 행렬(Precoding matrix)이 되는 직교 정규화(Orthonormal) 단위 행렬(unitary matrix)과 수신단의 간섭을 제거하는 방향으로 송신 신호를 인코딩하기 위한 하부 삼각 행렬(Lower-triangular matrix)과 안테나 인덱스를 바꾸는 줄바꿈 행렬인 치환 행렬(permutation matrix) 중 적어도 하나로 분해하는 것을 특징으로 하는 장치.
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20. 제 18 항에 있어서,

    상기 간섭 신호에 비례하는 값은 하기 <수학식 14>를 이용하여 계산하는 것을 특징으로 하는 장치.

    

    여기서, 상기 b_j,j는 상기 j번째 수신 안테나에 대한 하부 삼각 행렬의 원소 중 상기 j번째 수신 안테나의 원래 신호에 대한 원소를 나타내고, 상기 c_i는 송신단 i번째 송신 안테나를 통해 전송되는 송신 신호를 나타낸다. 또한, 상기

    

    는 상기 j번째 수신 안테나에 대한 간섭 신호의 합, 즉 간섭이 되는 채널과 송신 신호의 곱의 합을 나타냄.
21. 제 18 항에 있어서,

    상기 프리코딩 행렬이 되는 직교 정규화 단위 행렬에서 각각의 열(row)은 상기 채널 행렬의 열로부터 구해지는 직교 정규화 성분(Ortho-normal basis)의 요소(element)로 구성되는 행렬로 정규화 및 직교 조건을 만족하는 행렬이고, 상기 하부 삼각 행렬은 상기 채널 행렬로부터 상기 직교 정규화 성분에 대응되는 값으로 이루어진 행렬임을 특징으로 하는 장치.
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