KR100633310B1 - 이중 시공간 전송 다이버시티 시스템의 수신 장치 및 수신방법 - Google Patents

이중 시공간 전송 다이버시티 시스템의 수신 장치 및 수신방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 이중 시공간 전송 다이버시티(Double Space-Time Transmit Diversity ; DSTTD) 시스템의 수신 기술에 관한 것으로, 어큐뮬레이터와, 채널 추정부와, 검출 순서 결정부와, 칼럼 재배열부와, QR 분해부로 이루어지며, 채널 추정부를 통해 채널 행렬을 정의하는 단계와 검출 순서 결정부에서 평균자승오차를 기준으로 검출 순서를 결정한 후 이에 대한 간섭을 제거하는 단계와, 결정된 검출 순서에 따라 채널 행렬의 열배열을 수행하는 단계와, 열배열된 채널 행렬에 대해 의사 직교 행렬 특성을 이용한 QR 분해법을 적용하는 단계를 포함한다. 본 발명에 의하면, 동일한 성능을 유지하면서도 기존 검출 순서 결정 과정을 사용한 간섭제거 방식에 비해 낮은 복잡도로 수신기를 구현할 수 있다.
DSTTD, QR decomposition, ML, ZF, MMSE

Description

이중 시공간 전송 다이버시티 시스템의 수신 장치 및 수신 방법{METHOD AND APPARATUS FOR PROVIDING EFFICIENT INTERFERENCE CANCELLATION OF DSTTD SYSTEM}
도 1은 전형적인 이중 시공간 전송 다이버시티 시스템의 구성 블록도,
도 2는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 이중 시공간 전송 다이버시트 시스템의 수신 장치에 대한 구성 블록도,
도 3은 여러 가지 ZF 수신기들에 대한 비트 에러율을 비교한 그래프,
도 4는 여러 가지 최소 평균 자승 오차(MMSE) 수신기들에 대한 비트 에러율을 비교한 그래프.
<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>
200 : 어큐뮬레이터 202 : 채널 추정부
204 : 검출순서 결정부 206 : 칼럼 재배열부
208 : QR 분해부
본 발명은 이중 시공간 전송 다이버시티(Double Space-Time Transmit Diversity ; 이하 DSTTD라 약칭함) 시스템에 관한 것으로, 특히 DSTTD 시스템의 채 널 행렬 특성을 이용함에 있어 간섭을 효율적으로 제거하는데 적합한 DSTTD 시스템의 수신 장치 및 수신 방법에 관한 것이다.
DSTTD 시스템은 도 1에 도시한 바와 같이, 모듈레이터(100), DSTTD 인코더(102), 송신 안테나(104), 수신 안테나(106), 간섭 상쇄부(108)로 구성된다.
도 1에 도시한 바와 같이, DSTTD 시스템은 기본적으로 4개의 송신 안테나(104)와 2개의 수신 안테나(106)로 구성되며, 기본적인 동작을 살펴보면, 먼저 모듈레이터(100)를 통해 변조된 신호를 DSTTD 인코더(102)에서 인코딩하고, DSTTD 인코더(102)에서는 각각 4개의 변형된 신호를 송신 안테나(104)를 통해 송신한다. 이후, 수신단의 간섭 상쇄부(108)에서는 수신 안테나(106)를 통해 수신된 신호에서 간섭 성분을 상쇄하여 출력하도록 한다.
이와 같은 DSTTD 시스템은 수신 안테나가 송신 안테나보다 많아야만 하는 기존 공간 다중화 방식에 비해 수신 안테나의 수를 적게 구현할 수 있기 때문에 실제 시스템 적용이 용이하다는 이점이 있다. 또한, DSTTD 인코더(102)에서 알 수 있듯이, 두 개의 알라모티(Alamouti) 송신 다이버시티 기법으로 구성되어 있어서 송신 다이버시티 이득을 취할 수 있다.
이때, 알라모티 송신 다이버시티 기법은, 수신 벡터를 단순히 선형 처리함으로써 최대 개연성(Maximum Likelihood ; ML)을 취할 수 있다는 장점을 지니고 있으나, DSTTD 시스템에서는 이와 같이 단순한 선형 처리 방식을 적용할 수 없기 때문에 우수한 성능을 지니기 위해서는 복잡한 수신기 구조를 필요로 한다.
이러한 점을 감안하여, 종래 DSTTD 시스템의 수신기 구조의 일 형태인 저 복 잡도의 "이 단계 선형 ZF(Zero Forcing) 수신기"가 개발되었다. 이러한 이 단계 선형 ZF 수신기에 대해서는 A. F. Naguib, N. Seshadri, R. Calderbank 등에 의해 제안된 "Increasing data rate over wireless channels(IEEE Signal Processing Magazine, Vol. 17, pp.76-92, May 2000)"이라는 명칭의 논문에 상세히 개시된다.
상기 논문에 의하면, 이 단계 선형 ZF 수신기는 DSTTD 시스템의 채널 행렬 특성을 이용한 것으로, 수신단에서 다른 송신 안테나로부터 오는 신호의 간섭을 제거하기 위해 채널 행렬의 역행렬을 단순히 곱하는 수신 방식이 적용되는 수신기를 말한다. 또한, 이 단계 선형 ZF 수신기는 DSTTD 시스템의 채널 행렬 특성을 이용하여 기존 ZF 수신기보다 복잡도가 낮은 수신기 구조이다.
우선 4ㅧ4인 채널 행렬은 2ㅧ2인 몇 개의 서브 행렬로 분해가 되며, 이렇게 분해된 서브 행렬들은 전술한 알라모티 송신 다이버시티 시스템의 채널 행렬과 동일한 특성을 지닌다. 즉, 채널 행렬 전체에 대한 역행렬 연산을 수행하지 않아도 되기 때문에 수신기의 복잡도를 낮출 수 있다.
그러나 이와 같은 선형 ZF 수신기도 그 구조가 간단하다는 이점이 있는 반면, 수신기의 최대 성능은 2차 다이버시트 밖에 취할 수 없다는 단점이 있다. 즉, 수신기의 복잡도는 낮출 수 있지만 성능이 우수하지 못한 단점을 지닌다.
한편, DSTTD 시스템의 수신 기법으로, 수신되는 신호들 중 성능이 가장 우수한 신호를 먼저 검출하는 "검출 순서에 의한 간섭 제거 방식"이 채용되고 있다.
이와 같은 "검출 순서에 의한 간섭 제거 방식"은 G. D. Golden, J. G. Foschini, R. A. Valenzuela, P. W. Wolniansky 등에 의해 제안된 "Detection algorithm and initial laboratory results using V-BLAST space-time communication architecture(IEEE Electronics Letters, Vol. 35, pp.14-16, Jan. 1999)"라는 명칭의 논문과, W. Zha, S. D. Bolstein 등에 의해 제안된 "Modified de-correlating decision feedback detection of BLAST space-time system(IEEE, ICC 2002, Vol. 1, pp.335-339, May 2002)"이라는 명칭의 논문에서 상세히 다루고 있다.
상기 논문들에 의해 제안된 "검출 순서에 의한 간섭 제거 방식"에 대해 살펴보면, 먼저 수신기 각 단에서 채널 행렬에 대한 의사(Quasi) 역행렬을 계산한 후, 포스트 SNR(post Signal to Noise Ratio)이 가장 높은 신호를 검출한다. 그리고 다음 단으로 넘어갈 때 검출된 신호에 대한 간섭을 수신 벡터에서 제거한다. 이때, 이러한 과정들은 모든 신호들이 검출될 때까지 반복 수행된다.
이와 같은 "검출 순서에 의한 간섭 제거 방식"은 성능이 가장 뛰어난 순서대로 신호를 검출하기 때문에 ZF 수신기에 비해 수신기에서 취할 수 있는 다이버시티 이득이 상대적으로 높아진다.
그러나 수신기 각 단에서의 신호 검출 순서 결정 과정은 수신기에 매우 높은 복잡도를 요구하며, 이에 따라 수신기의 안정성이 떨어지는 결과를 낳게 된다.
본 발명은 상술한 종래 기술의 단점들을 상호 보완하고 제반 문제들을 해결하기 위한 것으로, 채널 행렬 특성에서 특정 열의 프로베너스 놈(Frobenius norm)의 크기로 검출 순서를 결정하고 결정된 검출 순서에 따라 열 배열만을 다시 한 다 음 QR 분해법(QR decomposition)을 수행함으로써 안정성을 유지하면서 저복잡도로 간섭 제거를 구현할 수 있는 DSTTD 시스템의 수신 장치 및 수신 방법을 제공하는데 그 목적이 있다.
이러한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 실시예에 따르면, 이중 시공간 전송 다이버시티 시스템의 수신 장치로서, 상기 수신 장치의 수신 안테나를 통해 수신된 신호를 두 심볼 동안 대기시키는 어큐뮬레이터와, 상기 수신 안테나를 통해 수신된 신호에서 채널 행렬을 정의하는 채널 추정부와, 상기 신호의 평균자승오차를 기준으로 검출 순서를 결정한 후 이에 대한 간섭을 제거한 다음 나머지 신호를 검출하는 검출 순서 결정부와, 상기 검출 순서 결정부를 통해 결정된 검출 순서에 따라 상기 정의된 채널 행렬의 열배열을 수행하는 칼럼 재배열부와, 상기 열배열된 채널 행렬에 대해 의사 직교 행렬 특성을 이용한 QR 분해법을 적용하는 QR 분해부를 포함하는 이중 시공간 전송 다이버시티 시스템의 수신 장치를 제공한다.
본 발명의 목적을 달성하기 위한 다른 실시예에 따르면, 채널 추정부, 검출 순서 결정부, 칼럼 재배열부, QR 분해부로 이루어지는 이중 시공간 전송 다이버시티 시스템의 수신 장치에서의 간섭 제거 방법으로서, 상기 채널 추정부를 통해 채널 행렬을 정의하는 단계와, 상기 검출 순서 결정부에서 평균자승오차를 기준으로 검출 순서를 결정한 후 이에 대한 간섭을 제거하는 단계와, 상기 결정된 검출 순서에 따라 상기 채널 행렬의 열배열을 수행하는 단계와, 상기 열배열된 채널 행렬에 대해 의사 직교 행렬 특성을 이용한 QR 분해법을 적용하는 단계를 포함하는 이중 시공간 전송 다이버시티 시스템의 수신 방법을 제공한다.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예에 대하여 상세하게 설명한다.
실시예의 설명에 앞서, 도 1에서 설명한 바와 같이 일반적인 DSTTD 시스템의 송/수신기 구조는 4개의 송신 안테나(104)와 2개의 수신 안테나(102)로 크게 이루어지는데, 수신 안테나(102)를 2개로 예시한 이유는 본 실시예에 적용되는 수신기는 최소 2개의 수신 안테나가 필요함을 보이기 위해서이다.
도 2는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 DSTTD 시스템의 수신 장치에 대한 상세 구성 블록도로서, 어큐뮬레이터(200), 채널 추정부(202), 검출순서 결정부(204), 칼럼 재배열부(206), QR 분해부(208)를 포함한다.
이하에서는, 이러한 DSTTS 시스템 수신 장치의 구성 설명과 함께, 본 실시예에 따른 효율적 간섭 제거를 위한 수신 장치의 수신 과정에 대해 상세히 설명하기로 한다.
먼저, 어큐뮬레이터(200)는 수신 안테나(106)를 통해 수신된 신호를 두 심볼 동안 대기시키는 역할을 수행하며, 채널 추정부(202)는 본 DSTTD 시스템의 채널 행렬을 정의한다. 채널 추정부(202)를 통해 얻어지는 채널 행렬은 다음 [수학식 1]과 같이 표현될 수 있다.
[수학식 1]
Figure 112005030154035-pat00001
QR 분해부(208)에서는 이와 같은 [수학식 1]에 대해 QR 분해법(QR decomposition)을 수행하여 채널 행렬의 간섭을 연속적으로 제거하고 그에 따른 결과 신호를 검출한다.
이러한 QR 분해부(208)의 수행 결과는 다음 [수학식 2]와 같이 표현된다.
[수학식 2]
Figure 112005030154035-pat00002
이와 같은 DSTTD 채널 행렬의 특성을 보다 상세히 살펴보면 다음과 같다.
먼저, 채널의 첫 번째 열과 두 번째 열은 서로 직교 특성을 지니고 있으며, 세 번째 열과 네 번째 열도 마찬가지로 서로 직교 특성을 지니고 있다. 이로 인해 채널 행렬은 의사 직교 행렬(Quasi-orthogonal matrix) 특성을 지닌다. 이때, QR 분해법을 수행할 때 열 간의 직교 특성이 있을 경우, 몇 개의 요소들은 0인 값을 가지므로 계산할 필요가 없다.
다음으로, 두 번째 열과 네 번째 열은 첫 번째 열과 세 번째 열의 변형된 형태를 가진다. QR 분해법 수행시, 몇 요소의 값이 동일한 값을 지니면서 위상이 변 화되는 형태로 나타남을 알 수 있다. 채널 특성을 이용한 채널 행렬에 대한 QR 분해법을 적용할 경우, 다음 [수학식 3]과 같이 표현 가능하며, 이를 정리하면 다음 [수학식 4] 및 [수학식 5]와 같이 정리될 수 있다.
[수학식 3]
Figure 112005030154035-pat00003
[수학식 4]
Figure 112005030154035-pat00004
[수학식 5]
Figure 112005030154035-pat00005
[수학식 4] 및 [수학식 5]를 살펴보면, 채널 행렬에 대한 QR 분해를 전부 수행할 필요가 없으며, 특정 요소에 대해서만 QR 분해를 수행하면 되기 때문에 계산 복잡도를 상당 수준 낮출 수 있음을 알 수 있다. 따라서 본 실시예에 따라 QR 분해법을 사용할 경우, 저 복잡도로 간섭을 연속적으로 제거하는 수신기 구조가 가능하다.
하지만
Figure 112005030154035-pat00006
및
Figure 112005030154035-pat00007
=2이고, 신호 검출 순서로 볼 때 R33을 경험하는 신호가 먼저 검출되기 때문에 에러 전파로 인해 성능이 급격히 감소하는 경우가 발생할 수 있다.
이러한 경우를 감안하여, 본 실시예에서는 신호 검출 과정을 통한 간섭 제거 방법이 적용되는 것을 특징으로 한다. 신호 검출 과정을 통한 간섭 제거 방법은 도 2의 검출 순서 결정부(204)를 통해 수행되는데, 본 실시예에 따른 검출 순서 결정부(204)는 수신단에 성능이 가장 우수한 신호를 먼저 검출한 후 이에 대한 간섭을 제거한 다음 나머지 신호를 검출함으로써 에러 전파 효과를 줄이는 역할을 수행한다.
신호 검출 과정을 수행하기 위해서는 먼저 채널의 역행렬을 계산한 후, 포스트(post) SNR(신호 대 잡음비)이 가장 큰 신호를 검출하는 방법이 일반적이지만 이 러한 방법은 매우 높은 수신기의 복잡도를 요구한다.
본 실시예에서는 채널 행렬의 특성을 이용하는 검출 순서 결정 방법이 적용됨을 특징으로 한다. 종래의 방법이 포스트 SNR을 기준으로 검출 순서를 결정하나 본 발명에서는 각 신호의 평균자승오차(Mean Squared Error : 이하 MSE라 함)를 기준으로 검출 순서를 결정한다.
포스트 SNR을 사용하여 검출 순서를 결정하는 방법은 ZF 수신 방식에는 적용 가능하나 최소평균자승오차(Minimum Mean Squared Error : 이하 MMSE라 함) 수신 방식의 적용은 불가능하다. 반면, 본 발명의 MSE를 적용한 방법은 ZF 수신 방식은 물론이고, 후술하는 바와 같이 MMSE 수신 방식에도 적용이 가능하다. ZF 수신 방식은 간섭을 제거하기 위해 채널 행렬에 단순한 역행렬을 곱하는 반면, MMSE 수신 방식은 노이즈 전력을 고려하여 간섭을 제거하기 때문에 ZF 수신 방식에 비해 우수한 성능을 가진다.
먼저, ZF 수신 방식에서의 검출 순서 결정 과정을 적용한 경우의 DSTTD 시스템의 수신 과정에 대해 기술하기로 한다.
ZF 수신 방식을 사용할 경우에 대한 오차상관 행렬은 다음 [수학식 6]과 같다.
[수학식 6]
Figure 112005030154035-pat00008
여기서,
Figure 112005030154035-pat00009
[수학식 6]에서 오차 상관 행렬의 대각 성분은 각 신호에 대한 평균자승오차를 의미한다. 신호 검출 순서를 결정하는데 평균자승오차의 절대적인 값은 의미가 없으며 상대적인 값으로 검출순서 결정이 가능하다. 이는 검출 순서를 결정할 때 오차상관 행렬을 직접적으로 계산할 필요가 없으며, 다만 채널 행렬의 2개의 특정 열의 프로베너스 놈의 크기만을 비교할 경우, 매우 낮은 복잡도로 검출 순서를 결정할 수 있다. 추가적으로 검출 순서 결정에서 모든 신호에 대한 검출 순서를 비교할 필요가 없으며, 두 개의 알라모티 송신 다이버시티 중 어느 것을 선택할 것인지만 결정하면 된다.
이상과 같이 검출 순서 결정부(204)를 통해 검출 순서가 결정되면, 도 2의 칼럼 재배열부(206)를 통해 검출 순서에 따른 채널 행렬의 열 배열 과정이 수행된다.
이때, 채널 행렬에서 세 번째 열의 프로배너스 놈의 크기가 첫 번째 행렬의 프로베너스 놈의 크기보다 클 경우에는 채널 행렬에 대한 열 배열을 수행할 필요가 없다. 반대의 경우, 즉 첫 번째 행렬의 프로베너스 놈의 크기가 클 경우에는 칼럼 재배열부(206)는 채널 행렬에 대해 채널 행렬 열 배열을 수행한다. 이러한 채널 행렬 열 배열 결과는 다음 [수학식 7]로 표현된다.
[수학식 7]
Figure 112005030154035-pat00010
채널 행렬의 열 배열이 완료되면, 도 2의 QR 분해부(208)에서는 상술한 바와 같이 채널 특성을 이용한 QR 분해법을 수행한다.
예를 들어, 도 1의 DSTTD 인코더(102)의 하단의 알라모티 송신 다이버시티가 먼저 결정될 경우에는 QR 분해법의 특성으로 인해
Figure 112005030154035-pat00011
의 결과를 낳게 되며, 검출 순서가 반대일 경우, 즉 DSTTD 인코더(102)의 상단의 알라모티 송신 다이버시티가 먼저 결정될 경우에는
Figure 112005030154035-pat00012
의 결과를 낳게 된다. 즉, 본 발명에서의 검출 순서 결정의 부수적인 결과로 인해 QR 분해의 복잡도를 더욱 낮출 수 있다. 이때, 본 실시예에 적용되는 QR 분해법은 수신기 안정성을 위해 MGS(the Modified Gram-schmidt) 기법이 적용됨을 특징으로 한다.
이하에는, 이와 같은 결과를 MMSE 방식으로 확장한 경우의 신호 수신 방법에 대해 기술하기로 한다.
먼저, MMSE 방식을 적용한 간섭 제거 방법은 다음 [수학식 8]과 같다.
[수학식 8]
Figure 112005030154035-pat00013
여기서 +는 의사 역행렬을 칭한다. [수학식 8]의 결과로부터 MMSE 방식의 수신기도 ZF 방식과 동일하게 채널 행렬 특성을 이용할 수 있음을 알 수 있다. 이때, 검출 순서도 ZF 방식과 동일하게 수행되어 결정되는데, 이는 다음 [수학식 9]를 통해 알 수 있다.
[수학식 9]
Figure 112005030154035-pat00014
여기서,
Figure 112005030154035-pat00015
이다.
다음으로, 도 3 및 도 4를 참조하여 본 발명에 따른 DSTTD 시스템의 수신 방법과 상술한 선행논문들 - "Increasing data rate over wireless channels(IEEE Signal Processing Magazine, Vol. 17, pp.76-92, May 2000)"(이하 선행논문1이라 함), "Detection algorithm and initial laboratory results using V-BLAST space-time communication architecture(IEEE Electronics Letters, Vol. 35, pp.14-16, Jan. 1999)"(이하 선행논문2라 함), "Modified de-correlating decision feedback detection of BLAST space-time system(IEEE, ICC 2002, Vol. 1, pp.335-339, May 2002)"(이하 선행논문3이라 함) - 의 수신 방법의 성능을 비교 설명하기로 한다.
먼저, 도 3의 분포선 ZF는 선행논문1의 ZF 방식 수신기 검출 성능을 나타낸 것이고, 도 3의 분포선 ZF-SIC(Successive Interference Cancellation)-QR 및 도 4 의 분포선 MMSE-SIC-QR은 검출 순서를 적용하지 않은 ZF 방식 및 MMSE 방식 수신기 검출 성능을 나타낸 것이다. 여기서 SIC는 간섭을 연속적으로 제거하는 방법을 의미한다.
또한, 도 3의 분포선 ZF-OSIC(Ordered Successive Interference Cancellation)-QR은 본 발명의 ZF 방식 수신기 검출 성능과 선행논문2 및 선행논문3의 ZF 방식 수신기 검출 성능을 나타낸 것으로, 서로 동일한 성능을 나타냄을 알 수 있다. 즉, 본 발명은 상술한 바와 같이 선행논문2 및 선행논문3에 비해 매우 낮은 복잡도를 가지면서도, 도 3의 그래프에서 알 수 있듯이 수신기 검출 성능은 선행논문2 및 선행논문3의 수준으로 유지됨을 알 수 있다. 이때, OSIC는 성능이 제일 우수한 순서로 검출 순서를 결정한 후 간섭을 연속적으로 제거하는 방법을 의미한다.
또한, 도 4의 분포선 MMSE-OSIC-QR은 본 발명의 MMSE 방식 수신기 검출 성능을 나타낸 것이다. 도 4에서 알 수 있듯이, ZF, MMSE, MMSE-SIC-QR 등의 분포선에 비해 검출 성능이 향상됨을 알 수 있다.
요약하면, 본원 발명에 따른 ZF 방식 수신기 검출 성능은 선행논문1의 경우보다 비트 에러율 10-4에 대해서 약 2.4dB 정도 향상됨을 알 수 있으며, 본원 발명에 따른 MMSE 방식 수신기 검출 성능은 근사적으로 3.8dB 정도 성능이 향상됨을 알 수 있다.
한편, 하기 [표 1]은 상술한 각각의 수신기 구조에 대한 복소수 연산량을 비 교한 결과를 나타낸 것이다.
[표 1]
알고리즘 복소수 연산량
Two-stage ZF(선행논문1) nt 2nr 2 + nt 2nr/2 + 3nt - ntnr 2/2
ZF-OSIC(선행논문2) 3nt 3/8 + 15nt 2nr/2 - 5nt 2/8 + 11ntnr/2 - nt
ZF-MDDF(선행논문3) nt 3/3 + 4nt 2nr + 13nt 2/2 + ntnr + 7nt/6
ZF-OSIC-QR(본원 발명) 9ntnr - nt - 4nr + 1
MMSE-OSIC-QR(본원 발명) 7nt 2/2 + 9ntnr - nt - 4nr +1
[표 1]에서 알 수 있듯이, 4ㅧ2 DSTTD에 대하여, 본원 발명의 ZF 방식 수신기는 선행논문2의 약 21% 정도의 복잡도로 구현이 가능하며, 본원 발명의 MMSE 방식 수신기는 선행논문2의 약 40% 정도의 복잡도로 구현이 가능하다.
선행논문1과 선행논문2는 각 선행논문3의 29% 및 93% 정도의 복잡도를 필요로 한다. 즉, 본원 발명은 선행논문들에 비해 매우 낮은 복잡도로 수신기 구현이 가능하며, 선행논문1보다 더 낮은 수신기 복잡도를 필요로 함을 알 수 있다.
이상, 본 발명을 실시예에 근거하여 구체적으로 설명하였지만, 본 발명은 이러한 실시예에 한정되는 것이 아니라, 후술하는 특허청구범위의 범주 내에서 여러 가지 변형이 가능한 것은 물론이다.
본 발명에 의하면, 동일한 성능을 유지하면서도 기존 검출 순서 결정 과정을 사용한 간섭제거 방식에 비해 낮은 복잡도로 수신기를 구현할 수 있다.

Claims (12)

  1. 이중 시공간 전송 다이버시티 시스템의 수신 장치로서,
    상기 수신 장치의 수신 안테나를 통해 수신된 신호를 두 심볼 동안 대기시키는 어큐뮬레이터와,
    상기 수신 안테나를 통해 수신된 신호에서 채널 행렬을 정의하는 채널 추정부와,
    상기 신호의 평균자승오차를 기준으로 검출 순서를 결정한 후 이에 대한 간섭을 제거한 다음 나머지 신호를 검출하는 검출 순서 결정부와,
    상기 검출 순서 결정부를 통해 결정된 검출 순서에 따라 상기 정의된 채널 행렬의 열배열을 수행하는 칼럼 재배열부와,
    상기 열배열된 채널 행렬에 대해 의사 직교 행렬 특성을 이용한 QR 분해법을 적용하는 QR 분해부
    를 포함하는 이중 시공간 전송 다이버시티 시스템의 수신 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 검출 순서 결정부는 상기 채널 행렬의 2개의 특정 열의 프로베너스 놈의 크기만을 비교하여 검출 순서를 결정하는 것을 특징으로 하는 이중 시공간 전송 다이버시티 시스템의 수신 장치.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 열배열은 상기 프로배너스 놈의 첫 번째 열이 세 번째 열보다 클 경우에 수행되는 것을 특징으로 하는 이중 시공간 전송 다이버시티 시스템의 수신 장치.
  4. 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 수신 장치는 ZF 방식이 적용되는 것을 특징으로 하는 이중 시공간 전송 다이버시티 시스템의 수신 장치.
  5. 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 수신 장치는 MMSE 방식이 적용되는 것을 특징으로 하는 이중 시공간 전송 다이버시티 시스템의 수신 장치.
  6. 채널 추정부, 검출 순서 결정부, 칼럼 재배열부, QR 분해부로 이루어지는 이중 시공간 전송 다이버시티 시스템의 수신 장치에서의 간섭 제거 방법으로서,
    상기 채널 추정부를 통해 채널 행렬을 정의하는 단계와,
    상기 검출 순서 결정부에서 평균자승오차를 기준으로 검출 순서를 결정한 후 이에 대한 간섭을 제거하는 단계와,
    상기 결정된 검출 순서에 따라 상기 채널 행렬의 열배열을 수행하는 단계와,
    상기 열배열된 채널 행렬에 대해 의사 직교 행렬 특성을 이용한 QR 분해법을 적용하는 단계
    를 포함하는 이중 시공간 전송 다이버시티 시스템의 수신 방법.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 채널 추정부를 통해 얻어지는 채널 행렬은 수학식
    Figure 112005030154035-pat00016
    로 표현되는 것을 특징으로 하는 이중 시공간 전송 다이버시티 시스템의 수신 방법.
  8. 제 6 항에 있어서,
    상기 검출 순서는 상기 채널 행렬의 첫 번째 및 세 번째 칼럼의 프로베너스 놈의 크기를 비교하여 결정되는 것을 특징으로 하는 이중 시공간 전송 다이버시티 시스템의 수신 방법.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 검출 순서는 오차 상관 행렬
    Figure 112005030154035-pat00017
    에 의해 결정되는 것을 특징으로 하는 이중 시공간 전송 다이버시티 시스템의 수신 방법.
  10. 제 6 항에 있어서,
    상기 열배열은 수학식
    Figure 112005030154035-pat00018
    에 의해 수행되는 것을 특징으로 하는 이중 시공간 전송 다이버시티 시스템의 수신 방법.
  11. 제 6 항에 있어서,
    상기 QR 분해법은 MGS 기법이 적용됨을 특징으로 하는 이중 시공간 전송 다이버시티 시스템의 수신 방법.
  12. 제 6 항에 있어서,
    상기 방법은 ZF 수신 방식 및 MMSE 수신 방식에 적용되는 것을 특징으로 하 는 이중 시공간 전송 다이버시티 시스템의 수신 방법.
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