KR101383523B1

KR101383523B1 - 통신시스템에서 수신 신호 검출 방법 및 장치

Info

Publication number: KR101383523B1
Application number: KR1020070082026A
Authority: KR
Inventors: 한승희; 윤상보; 권영훈; 황성수; 강준혁; 신우람
Original assignee: 삼성전자주식회사; 한국과학기술원
Priority date: 2007-08-14
Filing date: 2007-08-14
Publication date: 2014-04-18
Also published as: KR20090017354A

Abstract

본 발명은 DSTTD(Double Space Time Transmit Diversity) 시스템에서 수신신호를 검출하는 방법에 있어서, 잡음 에너지와 기준 부반송파에게 제1범위에 포함된 인접 부반송파들이 미치는 간섭의 에너지 합인 제1계수를 계산하고, 상기 제1계수를 적용한 제1Unbiased-MMSE(Minimum Mean Squared Error) DF(Decision Feedback)방식을 사용하여 상기 기준 부반송파로부터 수신된 제1신호를 검출하는 과정과, 상기 제1신호에서 상기 기준 부반송파를 기준으로 전후 미리 결정된 인접 부반송파들의 수인 제2범위를 사용하여 상기 기준 부반송파에게 상기 제2범위에 포함된 인접 부반송파들이 미치는 간섭의 에너지 합인 제2계수를 계산하고, 상기 제2계수가 적용된 제2Unbiased-MMSE DF방식을 사용하여 상기 기준 부반송파로부터 수신된 제2신호를 검출하는 과정을 포함하며; 상기 제1범위는 신호를 검출하고자 하는 기준 부반송파로부터 간섭이 미리 정해진 기준 이상인 간섭을 갖는 부반송파들의 수임을 특징으로 한다.

신호 검출, 이중 시공간 송신 다이버시티, 직교주파수 멀티플렉싱, 다중 안테나

Description

통신시스템에서 수신 신호 검출 방법 및 장치{Method and apparatus for detecting received signal in a communication system}

본 발명은 통신시스템에서 다중 안테나 기술이 적용된 신호 검출 방법 및 장치에 관한 것이다.

최근 무선 통신 시스템은 초고속전송을 위해 광대한 주파수 대역이 요구되어 진다. 그러나, 넓은 주파수 대역을 사용할 경우, 다중경로 채널 환경 하에서 주파수 선택적(Frequency Selective) 효과에 의해 상호 심볼 간섭(Inter-symbol Interference, 이하, 'ISI'라 칭한다)를 초래되어 성능 열화를 가져오게 된다.

초고속 이동 환경에서 성능 저하를 극복하기 위해서 제안된 기술 중 하나가 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)에 다중 안테나 기법을 적용하는 기술이다.

일예로, 다중 안테나 기법인 DSTTD(Double Space Time Transmit Diversity)방식을 OFDM 시스템에 적용하면, 고속전송이 가능하게 되고 다중경로 채널 효과를 효과적으로 극복할 수 있다. 상기 DSTTD 방식은 2개의 안테나를 각각 구비한 2개의 STTD 유닛(Space Time Transmit Diversity unit)으로 구성되고, 매 송신 주기마다 상기 2개의 STTD 유닛 각각 2개의 심볼을 다중 송신한다.

그러나, 상기 DSTTD 방식은 두 송신주기 동안에 채널이 변하지 않는다는 가정이 전제되기 때문에, 실제로 시간적 채널 변화가 심한 초고속 이동환경에서는 각 부반송파들 사이에 상당한 ICI(Inter-carrier Interference)가 발생한다. 또한, 상기 STTD(Space Time Transmit Diversity unit) 각각의 직교성을 떨어뜨려 서로 간의 간섭(intra-unit Interference)을 발생시켜 상당한 성능 열화를 가져오는 문제점이 있었다.

본 발명은 통신 시스템에서 수신 신호 검출 방법 및 장치를 제안한다.

본 발명에서 제안하는 장치는; DSTTD(Double Space Time Transmit Diversity) 시스템에서 수신신호를 검출하는 장치에 있어서, 잡음 에너지와 기준 부반송파에게 제1범위에 포함된 인접 부반송파들이 미치는 간섭의 에너지 합인 제1계수를 계산하고, 제1신호에서 상기 기준 부반송파를 기준으로 전후 미리 결정된 인접 부반송파들의 수인 제2범위를 사용하여 상기 기준 부반송파에게 상기 제2범위에 포함된 인접 부반송파들이 미치는 간섭의 에너지 합인 제2계수를 계산하는 계산부와, 상기 제1계수를 적용한 제1Unbiased-MMSE(Minimum Mean Squared Error) DF(Decision Feedback)방식을 사용하여 상기 기준 부반송파로부터 수신된 상기 제1신호를 검출하고, 상기 제2계수가 적용된 제2Unbiased-MMSE DF방식을 사용하여 상기 기준 부반송파로부터 수신된 제2신호를 검출하는 검출부를 포함하며; 상기 제1범위는 신호를 검출하고자 하는 기준 부반송파로부터 간섭이 미리 정해진 기준 이상인 간섭을 갖는 부반송파들의 수임을 특징으로 한다.

본 발명에서 제안하는 방법은; DSTTD(Double Space Time Transmit Diversity) 시스템에서 수신신호를 검출하는 방법에 있어서, 잡음 에너지와 기준 부반송파에게 제1범위에 포함된 인접 부반송파들이 미치는 간섭의 에너지 합인 제1계수를 계산하고, 상기 제1계수를 적용한 제1Unbiased-MMSE(Minimum Mean Squared Error) DF(Decision Feedback)방식을 사용하여 상기 기준 부반송파로부터 수신된 제1신호를 검출하는 과정과, 상기 제1신호에서 상기 기준 부반송파를 기준으로 전후 미리 결정된 인접 부반송파들의 수인 제2범위를 사용하여 상기 기준 부반송파에게 상기 제2범위에 포함된 인접 부반송파들이 미치는 간섭의 에너지 합인 제2계수를 계산하고, 상기 제2계수가 적용된 제2Unbiased-MMSE DF 방식을 사용하여 상기 기준 부반송파로부터 수신된 제2신호를 검출하는 과정을 포함하며; 상기 제1범위는 신호를 검출하고자 하는 기준 부반송파로부터 간섭이 미리 정해진 기준 이상인 간섭을 갖는 부반송파들의 수임을 특징으로 한다.

본 발명은 Unbiased-MMSE 기법 및 SQRD를 이용한 반복적인 DF 검출 기법을 통하여 고속 이동환경에서의 DSTTD-OFDM 시스템의 BER 성능을 향상 시킨다.

또한, 본 발명은 수신 신호에 대한 DF검출시, desired term만 고려하는 것이 아니라 영향력 있는 일부의 ICI term을 고려하여 BER 성능을 개선시키고, 이전 부반송파에서 검출된 심볼을 가지고 ICI를 제거시킨 뒤, 이후 부반송파에 대해서는 DF 검출기법을 수행하므로, 행렬 연산이 줄어든다.

그리고, SQRD의 정열 방식을 통해 각 STTD 유닛의 송신 유닛을 쌍을 이루면서 연속되도록하는 오더링(ordering)을 함께 고려하여, 인트라 유닛 간섭 및 에러 증가(error propagation)를 최소화시킨다.

따라서, 본 발명은 초고속 이동환경에서 고속 데이터 전송율(high data rate)을 지원하는 광대역(broadband) 시스템 중 DSTTD-OFDM 시스템의 시간 선택적 효과를 완화시켜 상당한 BER 성능 개선을 가져오는 효과가 있다.

이하 본 발명에 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 일 실시 예를 상세히 설명하기로 한다. 우선, 도면들 중, 동일한 구성요소 도는 부품들은 가능한 한 동일한 참조부호를 나타내고 있음에 유의하여야 한다. 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명은 본 발명의 요지를 모호하지 않게 하기 위하여 생략한다.

도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 DSTTD 시스템의 송수신 장치 구성도이다.

도 1을 참조하면, 상기 DSTTD 시스템은 송신부(100)와 수신부(110)로 구성된다.

상기 송신부(100)는 변조부(102)와, 각각 2개의 송신 안테나(antenna, 이하, 'Ant'라 칭한다)1,2와 Ant3,4로 연결되는 STTD 유닛 1,2(104a,b)으로 구성되고, 상기 수신부(110)는 2개의 Ant5,6과 각각 연결되어 부가적인 백색 가우시안 잡음 (Adder White Gaussian Noise, 이하, 'AWGN'이라 칭한다)1,2가 가산되는 가산기(112a,b)와, DSTTD 검출부(114)와, 복조부(116)로 구성된다. 여기서는, 상기 송신부(100)와 상기 수신부(110)에서 본 발명에 적용되는 구성만을 간략히 도시한 것으로, 본 발명과 큰 연관성이 없는 실제 동작상의 직/병렬 및 병/직렬 변환부와, 역푸리에 변환부(inverse fourier transform) 및 푸리에 변환부(fourier transform)와, 아날로그/디지털 변환부 및 디지털/아날로그 변환부 및 주기적 전치 부호의 삽입 및 제거 등의 상세구성의 설명은 생략하기로 한다.

상기 변조부(100)는 입력 비트 스트림(input bit stream)을 변조하여, 직/병렬 변환한 심볼(

)와 (

)를 상기 STTD 유닛1,2(104 a,b) 각각으로 출력한다. 상기 STTD 유닛 1,2(104a,b) 각각은 상기 심볼(

)와 (

)을 STTD 엔코딩한다. 도면에 도시하지는 않았지만, 상기 STTD 엔코딩된 심볼들은 역퓨리에 변환을 거쳐 시간 도메인 신호로 생성되고, 병/직렬 변환 및 디지털/아날로그 변환을 거친 송신 심볼들을 4개의 서로 다른 Ant1~4를 통해서 두 송신 주기 동안 전송한다. 이때, 두번째 송신 주기에서는 첫 번째 송신 주기와 직교 신호가 전송된다.

이후, 상기 수신부(110)는 Ant 5,6을 통해서 다경로 채널을 거친 상기 송신 심볼들을 수신하여 상기 가산기(112a,b)로 출력한다. 상기 가산기 각각(112a,b)은 상기 수신 심볼들에 각각 AWGN을 가산하여 출력된다. 상기 AWGN이 가산된 수신 심볼들은 도면에 도시하진 않았으나. 아날로그/디지털 변환과 직/병렬 변환을 거쳐 퓨리에 변환된 주파수 도메인 신호 상기 (

)와, (

)가 DSTTD 검출부(114)로 출력된다. 상기 DSTTD 검출부(114)는 상기 (

)와, (

) 를

본 발명이 적용된 검출절차를 통해서 검출신호로 출력된다. 상기 검출절차는 하기 도3을 통해서 상세히 후술하기로 한다. 이후, 상기 출력신호는 병/직렬 변환을 통해 상기 복조부(116)에 입력되어 복조되어 출력된다.

이하, 하기 수학식들에서

는 각각 complex conjugate, transpose, conjugate transpose를 의미한다.

는 2-norm을 나타낸다.

는 행렬

의

번째 행부터 번째

행,

번째 열부터

번째 열의 부분행렬을 나타낸다.

와

는 각각 행렬

의

번째 행과

번째 열을 의미한다.

하기 <수학식 1>은 상기 수신부(110)로 수신된 시간 도메인 신호에 충분한 길이의 주기적 전치 부호가 더해지고, 채널을 겪은 뒤 주기적 전치 부호가 제거된

번째 심볼 주기에

번째 수신안테나로부터의 n번째 시간 도메인 수신 신호를 표현한 식이다.

여기서,

은

t번째 심볼 주기에서 n시간에 i

번째 송신안테나로부터 j번째 수신안테나로의 l번째 경로의 채널을 의미하고, 는 백색 가우시안 잡음으로 평균은 0이고 분산은

이다. L은 최대 지연 확산을 의미한다.

시간 도메인 수신신호를 퓨리에 변환하면 하기 <수학식2>와 같이 주파수 도메인 수신신호를 표현할 수 있다.

여기서,

는 주파수 도메인 잡음으로 통계적 특성은 변하지 않는다.

은 부분 유효 채널 주파수 응답(Cannel Frequency Responce, 이하, 'CFR'이라 칭한다')을 의미한다. 상기 <수학식1> 내지 <수학식2>는 DSTTD 시스템에서의 일반적 수신신호를 표현한 것이므로, 유도 과정은 생략하기로 한다.

상기 <수학식 2>에서와 같이 수신신호는 검출하고자 하는 desired term 외에 실제 초고속 이동 환경으로 발생하는 ICI term이 발생한다.

따라서, 본 발명에서 상기 DSTTD 검출부(114)가 실제 초고속 이동 환경을 고려하여, ICI term이 최소화 되는 수신신호를 검출하는 방법을 크게 세 과정으로 제안한다.

우선, 첫 번째 과정에서는 해당 부반송파별로 수신신호의 ICI term 을 제거를 위한 임시 심볼 term(

)을 결정하고, 실제 고속환경에서의 ICI를 고려하여 Unbiased-MMSE(Minimum Mean Squared Error) DF(Decision Feedback)을 통해서 수신 심볼을 검출한다.

두 번째 과정에서는 상기 수신 신호로부터 상기 결정된 임시 심볼 term을 이용하여 ICI term을 제거한다.

마지막, 세 번째 과정에서는 상기 두번째 과정을 통해서 ICI가 제거된 수신 심볼에 첫번째 과정에서 적용된 Unbiased-MMSE 계수와 다른 Unbiased-MMSE 계수를 적용한 Unbiased-MMSE DF절차를 수행하여 수신 심볼을 검출한다

구체적으로, 첫번째 과정에서 DF 검출에 사용될 Unbiased-MMSE 계수를 계산한다.

실제 고속환경에서는 잡음의 에너지보다 고려되지 않은 ICI의 에너지가 크기 때문에, 이를 언바이어스(Unbias)시켜야 한다. 따라서, 상기 DSTTD 검출부(114)는 Unbiased-MMSE 계수(

)를 하기 <수학식3>과 같이 기존의 잡음 에너 지(

)와 아직 고려되지 않았거나 제거되지 않은 ICI 에너지(

)의 합으로 계산한다.

=+

여기서, 상기

는 일반적인 MMSE 계수이고, 상기

는 하기 <수학식4>와 같이 계산된다.

여기서, 상기

는 t번째 심볼 주기에 j번째 수신안테나에서 m번째 부반송파로부터

번째 부반송파에 영향을 끼치는 ICI 에너지를 의미하고, 하기 <수학식 5>로 계산된다.

여기서,

는 도플러 주파수를 의미하고

는 샘플링률을 의미한다.

상기

는 하기 <수학식 6>과 같이 계산되어 <수학식 7>로 최종 정리된다.

여기서, 심볼 에너지는 1이라 가정하였고,

는 정규화된 도플러 주파수이고,

는 OFDM 심볼 주기이고,

은 부반송파의 개수를 의미한다.

다음으로, 본원 발명의 검출 절차인 첫번째 내지 세번째 절차를 상세히 설명한다.

첫번째 과정: 임시 심볼 term(

) 결정

상기 DSTTD 검출부(114)는 기준 부반송파로부터 우세한 ICI 를 갖는 부반송파들의 구간인

을 Unbiased-MMSE DF 기법으로 결정한다.

도 2는 본 발명의 실시 예에 따라 ICI의 에너지 분포를 보여주는 도면이다. 여기서는, desired term을 부반송파 인덱스 60이라 하자.

도 2를 참조하면, 상기 <수학식2>의 desired term 즉, 부반송파 인덱스 60에서 멀리 떨어질수록 ICI의 에너지는 급격히 작아지는 것을 알 수 있다.

따라서, 해당 부반송파의 채널 전체 행렬을 이용하는 것이 아니라, 하기 <수학식 8>과 같이 각 부반송파의 심볼 검출을 위해 일부의 우세한 양쪽

만큼의 ICI를 고려한다. 이 경우, k번째 부반송파로부터 양쪽

만큼 부반송파만을 고려하므로, 2

+1만큼의 부반송파가 고려되고, 4개의 송신 안테나로부터 4개의 수신신호가 고려되므로, 부분 유효 채널 주파수 응답(channel frequency response, 이하, CFR이라 칭한다') 상기 CFR 행렬의 크기는

이 된다.

여기서,

는 k번째 부반송파의 m번째 CFR을 나타내는데,

인 경 우 desired term이고,

인 경우는 성능 열화를 가져오는 ICI term이다. 만약, 이동성이 없다고 하면,

인

는 0이 되지만, 실제 이동 환경을 고려하므로 0이 아니다.

는 주파수 밴드 앞뒤에 위치하는 가상 부반송파 (virtual-carrier)의 개수이고, N은 전체 부반송파 개수이다.

한편,

번째 부반송파부터

번째◎부반송파로 순차적으로 수신 심볼을 검출하기 때문에, 상기 <수학식 8>의 desired term 이전 부반송파의 검출로부터 좌측에 해당하는

만큼의 ICI를 제거하면 부분 유효 CFR 행렬의 크기를

로 줄여 연산량을 상당히 줄일 수 있다.

각 부반송파별로 수신 심볼 검출을 위한 유효 채널 행렬(H_eff)은, 상기 <수학식7>과 같이 계산된 Unbiased-MMSE 계수(

)를 이용하여 하기 <수학식9>과 같이 Unbiased-MMSE QRD로 표현된다.

여기서,

는 Unitary 행렬이고,

은 upper triangular 행렬이고, 행렬

과 행렬

의 크기는

이다.

이후, 하기 <수학식 10>과 같이

은

행렬을 검출하고자 하는 부반송파의 해당하는 수신신호(

)에 곱한다.

상기

행렬이 upper triangular 형태를 갖는다. 따라서, 검출하고자 하는 부반송파에 대한 마지막 심볼을 검출한 후, 상기 마지막 심볼 이후 다음 심볼 검출 시 해당 심볼의 이전 심볼이 정확하게 검출되었다 가정한다. 이후, 검출하고자 하는 심볼 이전 심볼들의 간섭효과를 제거하는 과정을 반복하는 DF(decision feedback) 절차를 통해, 남은 심볼들의 검출 신뢰도를 높인다.

일 예로, 상기 DF 절차를 통해 검출된

번째 심볼 벡터(

)는 하기 <수학식11>과 같이 나타낸다.

여기서,

는 하드 디시젼 디바이스(hard decision device)이다.

이후,

벡터 중에서 k번째 부반송파의 DSTTD 그룹(group)에 해당되는 심볼만 선택하여 하기 <수학식 12>와 같이 정의한다.

이후, 상기 k번째 부반송파의 다음 부반송파 각각의 부분 유효 CFR 행렬의 크기를

만큼 줄이고, 상기 <수학식12>와 같이 DF 검출로 획득한 심볼들에 대해서, 다음 부반송파들의 ICI를 하기 <수학식 13>과 같이 제거한다.

여기서,

이고,

는 하기 <수학식 14> 과 같이 정의된다.

여기서,

이다.

한편, 상기 <수학식 13>을 통한 QR 분해 시, 오류전파 현상을 최소화하기 위해서 SQRD(sorted QR Decomposition)를 수행한다.

SQRD는 먼저 검출하는 심볼의 신뢰도를 높이기 위해

의 순으로 upper-triangular 행렬

의 엘리먼트

의 값을 최대화시킨다. 또한, 두 개의 코드워드가 직교하는 DSTTD 시스템 구조상, 해당 DSTTD 시스템 내의 예를 들어 STTD 유닛1,2(104a,b)은 서로 직교하는 성질을 갖는다. 따라서, 상기 STTD 유닛1,2(104a,b) 사이의

을 0으로 만들어 다이버시티 정렬(Diversity Order)을 획득해야 한다. 즉, 시변화 채널에서도 DSTTD 시스템 내의 STTD 유닛이 연속되면, 이에 해당하는

이

보다 상당히 작은값을 갖는다. 그러므로, DSTTD 시스템 내의 STTD 유닛이 연속되게 정열되도록 해야 한다.

한편, 다른 DSTTD 그룹(group) 즉, 다른 부반송파별 DSTTD시스템 사이의 STTD 유닛들은 거의 직교하기 때문에 특별한 조건 없이 정열 가능하다.

는

개의 DSTTD 그룹을 포함하고 있다. 여기서, 임의의 DSTTD 그룹은 검출하고자 desired term에 해당하고, 나머지

개의 DSTTD 그룹은 ICI term에 해당한다. 따라서, 각 DSTTD그룹 내의 STTD유닛을 구성하는 2개의 송신 유닛을 짝으로 묶고, 동일 DSTTD 그룹 여부에 상관없이 다른 STTD 유닛의 송신 유닛은 오더링 셋(ordering set)에서 배제시킨다. 이를 고려한 SQRD 알고리즘은 하기 [표1]과 같다.

상기 표1을 참조하면, 각 DSTTD그룹을 구성하는 하나의 STTD 유닛이 QR분해되었는지 체크하기 위해, 상태(state)변수 j를 정의하였다. 각 DSTTD 그룹별 j의 초기값은 0이고, 해당 DSTTD 그룹을 구성하는 하나의 STTD 유닛이 QR 분해되면 상기 j의 값은 1로 변경된다. 마지막으로, 동일 DSTTD 그룹을 구성하는 2개의 STTD 유닛들이 완전히 QR분해되면 상기 j 값은 2로 변경한다.

상기 알고리즘의 (3)~(7)단계에서는 각 DSTTD 그룹을 구성하는 하나의 STTD 유닛이 QR분해되었을 경우, 동일 DSTTD 그룹의 나머지 STTD 유닛을 검색한다. 상기 알고리즘 (8)~(10)단계에서는 상기 검색된 STTD 유닛을 해당 DSTTD 그룹에서 제외시킨다. 상기 알고리즘 (13)~(16)단계에서는 상기 검색된 STTD 유닛이 QR 분해되면, DSTTD그룹 지시자(

)값을 변경한다.

동일 DSTTD 그룹을 구성하는 첫번째 STTD 유닛이 QR분해되면 상기 j값을 1로 변경하고, 나머지 STTD 유닛도 QR분해되면 상기 j값을 2로 변경한다. 해당 DSTTD그룹의 j값이 2가 되면 상기 DSTTD그룹의 STTD 유닛이 완전히 QR분해되었기 때문에, 나머지 STTD 유닛들은 오더링 셋에서 제외하지 않는다.

예를 들어,

이 3인 경우 desired term에 대응하는 DSTTD 첫번째 그룹과, ICI term에 해당하는 두번째, 세번째 DSTTD 그룹이 존재한다. 상기 그룹을 각각 구성하는 2개의 STTD 유닛의 2개의 송신 유닛 인덱스를 (1 2 3 4 / 5 6 7 8 / 9 10 11 12)라 할 수 있다. (1 2 3 4)는 첫 번째 그룹의 STTD 유닛의 송신 유닛 인덱스이고, (5 6 7 8)은 두 번째 그룹의 STTD 유닛의 송신 유닛 인덱스이며 (9 10 11 12)는 세 번째 그룹의 STTD 유닛의 송신 유닛 인덱스이다.

일 예로, (9 7 1 2 8 5 11 3 6 4 10 12)로 정렬된 경우, 첫 번째 그룹의 STTD 유닛들은 (1 2 / 3 4)의 올바른 정열을 보여준다. (각 그룹의 송신단의 순서만 관찰한 경우이다.) 두 번째 그룹의 STTD 유닛들 역시 (7 8 / 5 6)의 올바른 정열을 보여준다. 즉, 동일 DSTTD 그룹의 STTD 유닛 외에 다른 DSTTD그룹 내 STTD 유닛의 송신 유닛 인덱스는 배제된다. 결국, 동일한 STTD 유닛의 송신 유닛 인덱스 사이에 동일 DSTTD그룹의 나머지 STTD 유닛 인덱스가 섞이지 않아야 한다. 그러나, 세 번째 그룹의 STTD 유닛들은 (9 11 / 10 12)와 같이 같은 STTD 유닛끼리 짝을 이루고 있지 않다.

다른 예로, (9 7 1 2 8 5 10 3 6 4 12 11)로 정렬된 경우는 각 DSTTD 그룹 내에서 동일 STTD 유닛의 송신 인덱스들이 짝을 유지하고 있는 경우로 올바르게 정열 된 경우의 예이다.

두 번째 과정: ICI 제거

상기 DSTTD 검출부(114)는 첫 번째 과정에서 DF 검출을 통해 획득한 심볼의 전후

term 만큼의 ICI들을 하기 <수학식 15>와 같이 제거한다. 상기

는 제거하고자 하는 ICI term 즉, 인접 부장송파의 수를 결정하는 변수로, 여기서는, 상기

보다 작은 값을 갖는 경우를 일 예로 설명하지만, 여러 기준들을 고려하여 다양한 값으로 설정될 수 있음은 물론이다.

여기서,

이고,

는 하기 <수학식 16>으로 정의된다.

여기서,

이다.

세 번째 과정: one-tap unbiased-MMSE DF 검출

상기 DSTTD 검출부(114)는 desired term만 가지고 one-tap Unbiased-MMSE DF 검출을 수행한다. 구체적으로, 첫 번째 과정에서의

=0인 경우에만 적용시키는 것으로, 전후 총

만큼의 ICI가 제거된 상기 <수학식 16>과, Unbiased-MMSE 계수

를 사용하여 첫번째 과정과 같이 Unbiased-MMSE DF 검출을 수행한다. 상기

는

대신

를 사용하여 상기 <수학식 3> 내지 <수학식7>을 통해서 상기 계산된다. 이는, 첫번째와 두번째 과정을 통해서 기준 부반송파로부터 앞단의

만큼의 부반송파들의 ICI가 제거되고 상기 기준 부반송파로부터 후단의

만큼의 ICI를 고려하기 때문에,

만큼의 ICI가 제거되었기 때문이다.

도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 DSTTD검출부의 수신 신호 검출 동작 흐름도이다.

도 3을 참조하면, 300단계에서 상기 DSTTD검출부는 실제 이동환경을 고려하여

을 임의로 결정하고, 상기 <수학식3> 내지 <수학식 7>을 이용하여 첫번째 Unbiased-MMSE 계수

을 계산하고 305단계로 진행한다. 여기서, 상기

은 검출하고자 하는 부반송파에 우세한 ICI를 갖는 부반송파의 개수이다.

305단계에서 상기 DSTTD검출부는 각 부반송파에 대해서 전후 상기

만큼 의 부반송파들의 ICI를 고려하여 상기 <수학식9> 내지 <수학식12>에 따라 Unbiased-MMSE DF방식을 적용하여 수신심볼을 검출하고, 310단계로 진행한다.

310단계에서 상기 DSTTD검출부는 상기 검출된 각 부반송파별 수신 심볼에 대하여 상기

만큼의 ICI를 제거하고 315단계로 진행한다. 여기서, 상기

는 상기

보다 작은 값으로 소정기준에 따라 미리 정해진 부반송파의 수이다.

315단계에서 상기 DSTTD검출부는 상기

를 가지고 상기 <수학식3> 내지 <수학식 7>을 이용하여 두번째 Unbiased-MMSE 계수

를 계산한다. 이후, 상기

를 이용하여 상기

만큼의 ICI가 제거된 상기 <수학식 16>의 각 부반송파별 CFR행렬을 가지고, 상기 <수학식9> 내지 <수학식12>를 통해서 Unbiased-MMSE DF 검출을 수행한다.

도 4는 본 발명에 실시 예에 따른 Unbiased-MMSE 방식과 기존 방식들에 대한 SNR 대비 BER을 보여주는 그래프이다.

도 4를 참조하면, 본 발명이 적용된 Unbiased-MMSE 방식은 잡음뿐만 아니라 제거되지 않은 ICI의 에너지를 고려하기 때문에, 실제 이동환경이 배제된 기존의 MMSE 방식의 문제를 해결하면서 ZF 방식보다 월등한 성능을 갖음을 볼 수 있다.

한편, 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되지 않으며, 후술되는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

도 1은 일반적인 위치 측정(localization)기술 트리(tree)를 보여주는 도면.

도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 위치 측정 기반의 시스템 구성도.

도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 주사용자의 위치 측정 절차를 나타낸 흐름도.

도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 위치 측정 방법에 따른 결과의 오차 평균을 보여주는 그래프.

도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 위치 측정 방법에 따른 결과의 오차 평균을 보여주는 그래프.

Claims

DSTTD(Double Space Time Transmit Diversity) 시스템에서 수신신호를 검출하는 장치에 있어서,

잡음 에너지와 기준 부반송파에게 제1범위에 포함된 인접 부반송파들이 미치는 간섭의 에너지 합인 제1계수를 계산하고, 제1신호에서 상기 기준 부반송파를 기준으로 전후 미리 결정된 인접 부반송파들의 수인 제2범위를 사용하여 상기 기준 부반송파에게 상기 제2범위에 포함된 인접 부반송파들이 미치는 간섭의 에너지 합인 제2계수를 계산하는 계산부와,

상기 제1계수를 적용한 제1Unbiased-MMSE(Minimum Mean Squared Error) DF(Decision Feedback)방식을 사용하여 상기 기준 부반송파로부터 수신된 상기 제1신호를 검출하고, 상기 제2계수가 적용된 제2Unbiased-MMSE DF방식을 사용하여 상기 기준 부반송파로부터 수신된 제2신호를 검출하는 검출부를 포함하며;

상기 제1범위는 신호를 검출하고자 하는 기준 부반송파로부터 간섭이 미리 정해진 기준 이상인 간섭을 갖는 부반송파들의 수임을 특징으로 하는 신호검출장치.
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제 1항에 있어서, 상기 신호 검출부는,

상기 기준 부반송파에 매핑되는 상기 DSTTD 시스템을 구성하는 2개의 STTD(Space Time Transmit Diversity) 송신 유닛을 연속되도록 정렬함을 특징으로 하는 신호 검출장치.
DSTTD(Double Space Time Transmit Diversity) 시스템에서 수신신호를 검출하는 방법에 있어서,

잡음 에너지와 기준 부반송파에게 제1범위에 포함된 인접 부반송파들이 미치는 간섭의 에너지 합인 제1계수를 계산하고, 상기 제1계수를 적용한 제1Unbiased-MMSE(Minimum Mean Squared Error) DF(Decision Feedback)방식을 사용하여 상기 기준 부반송파로부터 수신된 제1신호를 검출하는 과정과,

상기 제1신호에서 상기 기준 부반송파를 기준으로 전후 미리 결정된 인접 부반송파들의 수인 제2범위를 사용하여 상기 기준 부반송파에게 상기 제2범위에 포함된 인접 부반송파들이 미치는 간섭의 에너지 합인 제2계수를 계산하고, 상기 제2계수가 적용된 제2Unbiased-MMSE DF방식을 사용하여 상기 기준 부반송파로부터 수신된 제2신호를 검출하는 과정을 포함하며;

상기 제1범위는 신호를 검출하고자 하는 기준 부반송파로부터 간섭이 미리 정해진 기준 이상인 간섭을 갖는 부반송파들의 수임을 특징으로 하는 신호검출방법.
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제 15항에 있어서, 상기 검출하는 과정은,

상기 기준 부반송파에 매핑되는 상기 DSTTD 시스템을 구성하는 2개의 STTD(Space Time Transmit Diversity) 송신 유닛을 연속되도록 정렬하는 과정을 더 포함하는 신호 검출방법.