KR20050067327A - 근거리 무선통신 시스템을 위한 부분적인 간섭 제거 장치및 그 방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 근거리 무선통신 시스템에 있어서 채널 응답 특성을 이용한 평균 자승 오류 관점에서 구현한 부분적인 간섭 제거 장치 및 그 방법에 관한 것이다. 이 장치에서 임펄스 응답 필터는 수신되는 입력신호를 임펄스 신호로 변환하고, 가산기는 임펄스 신호에 잡음 성분을 부가하여 출력한다. 정합 필터는 잡음 성분의 상관성을 제거하여 출력하고, 결정 궤환 등화기는 송신측으로부터 채널을 통해 잡음이 부가되어 입력되는 수신된 입력신호 및 심볼간의 간섭(Inter-Symbol Interference; ISI)을 제거하여 출력하고, 평균 자승 오류(MSE)를 최소화하도록 간섭 신호 성분을 제거한다. 검출기는 결정 궤환 등화기의 출력으로부터 신호성분만을 판별하며 출력한다. 본 발명에 따르면, MSE 관점에서 최적의 DFE 등화기의 피드백 필터를 제공함으로써 수신된 신호에 의한 상호간섭(ISI, ICI) 등으로 인해 발생하는 성능 저하를 방지할 수 있다.

Description

근거리 무선통신 시스템을 위한 부분적인 간섭 제거 장치 및 그 방법{An apparatus for partial interference canceller in the wireless communication systems, and a method thereof}
본 발명은 근거리 무선통신 시스템을 위한 부분적인 간섭 제거 장치 및 그 방법에 관한 것으로, 보다 구체적으로, CCK(Complementary Code Keying) 방식의 근거리 무선통신 시스템에 있어서 채널 응답 특성을 이용한 평균 자승 오류 관점에서 구현한 부분적인 간섭 제거 장치 및 그 방법에 관한 것이다.
일반적으로 디지털 통신 시스템에서는 제한된 대역을 사용하여 데이터 전송을 하기 때문에 심볼의 펄스 에너지를 인접하고 있는 심볼 펄스로 분산시키는 시간 분산 효과(time dispersion effect)가 나타나서 인접 심볼에 간섭을 주게 될 뿐만 아니라, 송신된 데이터는 여러 가지 채널 왜곡에 의해 영향을 받게 된다.
이러한 채널 왜곡에는 다중경로 현상, 주파수오프셋, 위상 지터 등과 같은 것이 있으며, 이러한 것들은 디지털 통신 시스템에서 송신 심볼들이 인접한 심볼에 영향을 주는 ISI(Inter-Symbol Interference)를 발생시켜 수신기에서 원하는 데이터를 얻는데 커다란 장애 요소가 된다.
따라서 수신기에서는 이러한 ISI로 인해 발생하는 심볼 에러를 줄이기 위해서 채널 등화기를 사용하게 되며, 대부분의 채널은 상기 언급한 왜곡 요소들이 가변적이기 때문에 시간에 따라 적응적으로 탭 계수를 갱신하는 적응형 등화기(Adaptive Equalizer)가 필요하다.
최근 다중채널 상황에서 ISI를 해결하기 위한 많은 기술들이 연구되고 있는데, 그 중에서 결정 궤환 등화기(Decision Feedback Equalizer: DFE)가 열악한 채널 상황에서 가장 우수한 성능을 보이는 것으로 판명되었다.
이러한 결정 궤환 등화기에서는 결정하고자 하는 심볼을 기준으로 이미 결정된 값을 이용하여 후 고스트(post-ghost)에 의한 간섭을 제거하게 된다. 즉, 결정된 심볼값들이 정확한 경우 그 심볼에 의해 발생된 간섭 현상을 제거하기 위하여, 심볼값에 적당한 가중치(weight)를 곱해서 현재 심볼값에서 빼주게 된다.
한편, 1992년 2월에 IEEE Transactions on Communications지의 제40권 255 내지 264 페이지에 D. Williamson 등이 "블록 결정 궤환 등화(Block Decision Feedback Equalization)"라는 명칭의 논문을 게재하였다. 상기 논문에 따르면, MLSE(Maximum Likelihood Sequential Estimation) 블록 결정 궤환 등화기(Decision Feedback Equalizer: DFE)를 제안하고 있지만, 복잡도가 높아서 구현이 어렵다는 문제점이 있다.
또한, 종래 기술로서, 미합중국 특허번호 US6,233,273호(2001. 5)에는 "결정 궤환 등화기를 갖는 레이크 수신기(Rake receiver with decision feedback equalizer)"가 개시되어 있는 바, 수신된 신호에 의한 상호간섭(ISI, ICI) 등으로 발생하는 성능 저하를 극복하고 레이크 수신기의 성능을 개선하기 위한 DFE 등화기의 피드백 필터를 개시하고 있다.
한편, 기존의 CDMA 방식의 무선 통신 시스템에서는 처리 이득(processing gain)이 어느 정도 높기 때문에 이동 무선 환경에서 발생하는 지형ㆍ지물에 의한반사 및 반사물의 특성에 의한 신호 감쇠 현상 그리고 시간 지연되어 수신된 신호에 의한 상호 간섭 등의 많은 성능 저하를 일으키는 요소를 제거하는데 유리하다. 일반적으로 CDMA 방식일 경우, 레이크 수신기(Rake receiver) 기법을 사용하여 다중경로(multipath)에 의해 영향을 극복할 수 있지만, 무선 CCK(Complementary Code Keying) 방식의 LAN 시스템은 처리 이득이 적어 레이크 수신기 기법이 적합하지 않다는 문제점이 있다.
상기 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 목적은 근거리 무선통신 시스템에 있어서, 수신기의 성능과 구현의 복잡도를 간소화할 수 있도록 채널 응답 특성을 이용한 평균 자승 오류 관점에서 적합한 부분적인 간섭 제거 장치 및 그 방법을 제공하기 위한 것이다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 하나의 특징에 따른 간섭 제거 장치는,
CCK(Complementary Code Keying) 방식의 근거리 무선통신 시스템을 위한 간섭 제거 장치로서,
수신되는 입력신호를 임펄스 신호로 변환하는 임펄스 응답 필터; 상기 임펄스 신호에 잡음 성분을 부가하는 가산기; 상기 잡음 성분의 상관성을 제거하여 출력하는 정합 필터; 송신측으로부터 채널을 통해 잡음이 부가되어 입력되는 수신된 입력신호 및 심볼간의 간섭(Inter-Symbol Interference; ISI)을 제거하여 출력하고, 평균 자승 오류(MSE)를 최소화하도록 간섭 신호 성분을 제거하는 결정 궤환 등화기; 및 상기 결정 궤환 등화기의 출력으로부터 신호성분만을 판별하며 출력하는 검출기를 포함한다.
여기서, 상기 결정 궤환 등화기는, 채널 출력신호를 출력하는 선형 피드포워드 필터(linear feedforward filter); 이전 심볼 주기에서 결정된 값들을 입력으로 받아들여, 상기 잡음에 대한 증폭 없이 '트레일링' ISI를 제거하도록, 상기 검출기의 출력을 궤환시키는 선형 피드백 필터(linear feedback filter); 및 상기 선형 피드포워드 필터의 출력에 상기 선형 피드백 필터의 출력을 가산하여 출력하는 가산기를 포함한다.
또한, 상기 선형 피드백 필터는, 수신된 심볼의 ISI를 제거하는 ISI 제거기;
수신된 심볼 벡터로부터 ISI 제거기에서 출력된 ISI 제거된 성분을 감산하는 제1 가산기; CCK 복조기에서 각각 수신된 심볼을 복조하기 위한 상관기; ICI(Inter Chip Interference)를 제거하기 위한 ICI 제거기(ICI canceller); 상기 상관기의 출력으로부터 상기 ICI 제거기에서 출력된 ICI 제거된 성분을 감산하는 제2 가산기; 상기 제2 가산기의 출력으로부터 피크를 검출하는 피크 검출기; 및 상기 피크가 검출된 신호를 CCK 변조하는 CCK 변조기를 포함한다.
또한, 상기 선형 피드백 필터는 상기 제1 가산기에서 출력되는 신호에 대한 절대값 제곱 연산을 통해 출력되는 신호를 상기 피크 검출기로 출력하는 제곱부를 더 포함한다.
또한, 상기 ICI 제거기는 프리앰블(preamble) 신호가 검출되어 피드백 필터의 계수 를 구할 때, CCK 심볼 가짓수에 대하여 미리 계산하여 룩업 테이블(lookup table)화하는 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 제1 가산기로부터 출력된 신호의 절대값의 제곱값을 상기 피크 검출기에 추가로 입력하여 평균 자승 오류(Mean Square Error; MMSE)를 최소화하는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 다른 특징에 따른 간섭 제거 방법은,
CCK 방식의 근거리 무선통신 시스템을 위한 간섭 제거 방법으로서,
수신되는 입력신호를 임펄스 신호로 변환하는 단계; 상기 임펄스 신호에 잡음 성분을 부가하는 단계; 상기 잡음 성분의 상관성을 제거하여 출력하는 단계; 송신측으로부터 채널을 통해 잡음이 부가되어 입력되는 수신된 입력신호 및 심볼간의 간섭(ISI)을 제거하여 출력하고, 평균 자승 오류(MSE)를 최소화하도록 간섭 신호 성분을 제거하는 단계; 및 상기 간섭 신호 성분이 제거된 출력으로부터 신호성분만을 판별하며 출력하는 단계를 포함한다.
또한, 상기 간섭 신호 성분을 제거하는 단계는, 이전 심볼 주기에서 결정된 값들을 입력으로 받아들여 상기 잡음에 대한 증폭 없이 '트레일링' ISI를 제거하는 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 간섭 신호 성분을 제거하는 단계는 CCK 심볼 가짓수에 대하여 미리 계산하여 룩업 테이블화한 ICI 제거기를 사용하여 ICI를 제거하는 것을 특징으로 한다.
이하, 첨부된 도면을 참조하여, 본 발명의 실시예에 따른 근거리 무선통신 시스템을 위한 부분적인 간섭 제거 장치 및 그 방법을 상세히 설명한다.
일반적으로 결정/판정 궤환 등화기(Decision Feedback Equalization: DFE)는 현재 심볼을 추정할 때 이전의 결정된 심볼값들을 이용한다. 이때, 이전 심볼들에 의해서 발생된 '트레일링(trailing)' ISI는 복원되고 빼지게 된다. 또한, 상기 DFE는 비선형 수신기나 이전에 구한 모든 심볼값들이 옳다면 선형 기법들을 이용하여 해석된다.
이러한 기법에는 최소 평균 자승 오류(Minimum Mean Square Error; MMSE)와 제로 삽입(Zero-forcing)이 존재한다. 상기 제로 삽입 방법은 인 최소 자승(least-square) 해법의 특수한 경우이다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 결정 궤환 등화기(DFE) 구조에 대한 블록도이다.
도 1에 도시된 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 결정 궤환 등화기(DFE)는 수신되는 입력신호를 임펄스 신호로 변환하는 임펄스 응답 필터(110); 상기 임펄스 신호에 잡음 성분을 부가하는 가산기(120); 상기 잡음 성분의 상관성을 제거하여 출력하는 정합 필터(130); 송신측으로부터 채널을 통해 잡음이 부가되어 입력되는 수신된 입력신호 및 심볼간의 간섭(Inter-Symbol Interference; ISI)을 제거하여 출력하고, 평균 자승 오류(MSE)를 최소화하도록 간섭 신호 성분을 제거하는 결정 궤환 등화기(140); 및 상기 결정 궤환 등화기의 출력으로부터 신호성분만을 판별하며 출력하는 검출기(150)를 포함한다.
본 발명의 실시예에 따른 DFE(140)는 대략적으로 선형 피드포워드 필터(linear feedforward filter: 133) 및 선형 피드백 필터(linear feedback filter: 142) 로 이루어지며, 상기 피드백 필터(142)는 이전 심볼 주기에서 결정된 값들을 입력으로 받아들인다. 여기서, 상기 피드포워드 필터(133)의 출력을 라 하고, 검출기(150)의 입력을 라 할 때, 상기 피드포워드 필터(133)의 역할은 평범한 채널 출력신호를 만들려고 하고, 상기 피드백 필터(142)의 역할은 잡음에 대한 증폭 없이 '트레일링' ISI를 제거하기 위한 것이다. 또한, 정합 필터(Matched filter: 130)가 샘플링(sampling) 비율 로 동작할 때, 유한 임펄스 응답(FIR) MMSE-DFE는 정합 필터링과 같이 운용된다. 이때, 상기 필터 출력 는 다음 수학식 1과 같이 정의된다.
여기서, 상기 는 펄스-응답(pulse-response)/앤티-앨리아스 필터(anti-alias filter) 이고, 시간 , 가 된다. 상기 필터 출력 의 심볼 주기에서 개를 오버샘플링(over-sampling)한 것을 라 하면, 다음 수학식 2 및 수학식 3과 같이 표현할 수 있다.
여기서, 와 는 다음의 수학식 4로 주어진다.
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또한, 유한 시간 간격 에 대하여 일 때, 이고, 에 대하여 를 다음 수학식 5로 나타낼 수 있다.
일반적으로, 출력신호 샘플들의 개의 연속적인 -개의 요소로 된 집합(tuples)으로 나타내면, 다음 수학식 6과 같다.
여기서, 는 채널 응답의 정합 필터 출력에 대한 매트릭스를 나타내고, 가 데이터 벡터, 는 잡음 벡터를 나타낼 때, 채널에 대한 오버샘플된 벡터 는 다음 수학식 7과 같이 나타낼 수 있다.
한편, 유한 임펄스 응답(FIR) MMSE-DFE 등화기에 대한 MSE는 다음 수학식 8과 같이 정의할 수 있다.
여기서, 는 피드포워드 유한 임펄스 응답(FIR) 필터의 계수 벡터, 는 피드백 FIR 필터의 계수 벡터를 나타내고, 는 심볼 주기에서 등화기와 채널에서의 지연을 나타내는데, 수학적으로 다루기 간편하도록 다음 수학식 9와 같은 벡터들을 정의할 수 있다.
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이때, MSE는 다음 수학식 10과 같이 다시 정의할 수 있다.
상기 FIR MMSE-DFE의 자기상관과 교차상관 매트릭스를 구하면 다음 수학식 11과 수학식 12와 같다.
여기서, 는 0과 1로 구성된 매트릭스로, 개의 상위 열이 모두 0이고, 그 밑에 에 대한 식별-매트릭스(Identity matrix)를 가지며, 나머지 구성 요소를 모두 0으로 채운 것이다. 실수 신호에 대해서는 N=1 이고 복소수 신호에 대해서는 N=2 이다.
여기서, 는 번째 위치에 1과 나머지는 0들로 채워진 벡터를 말한다.
한편, 상기 수학식 11 및 12를 이용하여 피드포워드 FIR 필터의 계수 벡터 와 피드백 FIR 필터의 계수 벡터 를 구하면 다음 수학식 13과 같다.
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도 2는 본 발명의 실시예에 따른 CCK 복조기를 위한 DFE 구조에 대한 블록도이다.
도 2에 도시된 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 CCK 복조기를 위한 DFE는, 수신된 신호를 펄스열로 변환하는 펄스-응답/앤티-앨리아스 필터(210), 가산기(220), 스위치(230), 채널 정합 필터(240) 및 결정 궤환 등화기(DFE: 250)로 이루어지며, 이때, 상기 결정 궤환 등화기(DFE: 250)는 가산기(251), 상관기(252), 판정부(253), CCK 변조기(254) 및 피드백 필터(255)를 구비할 수 있다.
MMSE와 비편향(unbiased) FIR MMSE-DFE에 대한 SNR은 다음과 같이 주어진다.
또한, CMF(Channel Matched Filter)를 통과한 수신 신호 i번째 심볼에 대한 벡터를 라하고, i 번째 입력 심볼에 대한 벡터를 이고, DFE 피드백 필터의 계수를 , AWGN 잡음 벡터를 라 할 때 각 벡터를 다음 수학식 14 내지 17과 같이 나타낼 수 있다. 이러한 CCK 복조기를 위한 MMSE-DFE 등화기를 설계하면 도 2와 같다.
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상기 CMF 필터의 출력으로 수신된 신호 벡터 는 다음 수학식 18과 같이 나타낼 수 있다.
여기서, 는 번째 심볼의 수신된 신호 벡터 로부터 를 검출한 데이터값이다. 값들은 번째 심볼에 ISI로 작용하고, 이들 값들은 이미 검출되어 아는 값들이므로 수신된 신호 벡터 에서 ISI 영향을 쉽게 제거할 수 있다. 하지만 벡터 에는 여전히 들의 영향인 ICI(Inter Chip Interference)는 남게 된다. 는 AWGN(Additive White Gaussian Noise) 잡음을 나타낸다. 상기 수학식 18에서 ISI와 ICI를 분리하면 다음 수학식 19와 같이 된다.
여기서, 수학식 19의 오른쪽에서 2번째 항목이 ISI에 대한 영향을 나타내고 3번째 항목이 ICI 영향을 나타낸다. 상기 ISI에 영향을 주는 번째 심볼의 검출 데이터값들에 대한 매트릭스 , ICI에 영향을 주는 번째 심볼의 데이터값들에 대한 매트릭스 를 각각 다음의 수학식 20 및 21과 같이 정의한다.
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이때, 수신된 신호 벡터 는 다음 수학식 22와 같이 나타낼 수 있다.
상기 CCK 복조기에서 각 수신된 심볼을 복조하기 위하여 상관기(correlator)를 통과시키게 되는데, 이때 상기 상관기는 왈시 하다마드 변환(Walsh Hadamad transform) 를 사용하게 된다. 수신된 번째 심볼 벡터 가 상관기 를 통과하게 되면 다음 수학식 23과 같이 된다.
상기 수학식 23을 이용하여 CCK 복조기를 위한 DFE 등화기의 피드백 필터를 설계하면 도 3과 같은 구조를 가지게 된다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 CCK 복조기를 위한 DFE에서 피드백 필터 구조에 대한 블록도이다.
도 3에 도시된 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 CCK 복조기를 위한 피드백 필터 구조는 제1 가산기(310), 상관기(320), 제2 가산기(330), 룩업 테이블화된 ICI 제거기(340), 피크 검출기(350), CCK 변조기(360) 및 ISI 제거기(370)로 이루어진다.
보다 구체적으로, 본 발명의 실시예에 따른 CCK 복조기를 위한 DFE에서 피드백 필터는, 수신된 번째 심볼 벡터 로부터 ISI 제거기(370)에서 출력된 ISI 제거된 성분을 감산하는 제1 가산기(310), 상기 CCK 복조기에서 각각 수신된 심볼을 복조하기 위한 상관기(320), 상기 상관기(320)의 출력으로부터 룩업 테이블화된 ICI 제거기(ICI canceller: 340)에서 출력된 ICI 제거된 성분을 감산하는 제2 가산기(330), 상기 제2 가산기(330)의 출력으로부터 피크를 검출하는 피크 검출기(350), 상기 피크 검출된 신호를 CCK 변조하는 CCK 변조기(360)로 이루어질 수 있다.
이때, 상기 ICI 제거기(340)의 는 프리앰블(preamble) 신호가 검출 되어 피드백 필터의 계수 를 구할 때, 128개의 CCK 심볼 가짓수에 대하여 미리 계산하여 룩업 테이블(lookup table)화 한다.
상기 MSE(Mean Square Error)를 최소화하는 관점에서 상기 등화기를 다시 설계해 보면 다음과 같은 구조가 될 수 있다.
수신된 신호에서 ICI와 ISI 성분을 뺀 신호 를 수학식 24와 같이 정의할 수 있다.
최적의 는 를 통해서 구해질 수 있다. 는 다음 수학식 25와 같이 전개될 수 있다.
상기 수학식 25에서 두 번째 항목 은 미리 계산이 가능할 뿐만 아니라 모든 CCK 심볼 가짓수에 공통적으로 들어가기 때문에 의 계산에서 제외시킬 수 있다. 상기 수학식 25에서 첫 번째 항목이 추가됨으로써 수학식 23의 등화기의 성능을 개선하게 된다. 이 항목을 추가함으로써 MSE 관점에서 최적의 해를 구하였다. 이 최적의 DFE 등화기의 피드백 필터를 설계하면 도 4와 같다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 MSE(Mean Square Error) 관점의 최적 DFE의 피드백 필터 구조도이다.
도 4에 도시된 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 MSE 관점의 최적 DFE의 피드백 필터 구조는 제1 가산기(410), 상관기(420), 제2 가산기(430), 룩업 테이블화된 ICI 제거기(440), 피크 검출기(450), CCK 변조기(460), ISI 제거기(470) 및 제곱부(480)로 이루어지며, 상기 제1 가산기(410)로부터 출력된 신호의 절대값의 제곱값을 상기 피크 검출기(450)에 추가적으로 입력하는 것을 제외하면, 전술한 도 3의 구성과 동일하며, MSE(Mean Square Error) 관점의 최적 DFE의 피드백 필터를 구성할 수 있게 된다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 MSE 관점의 최적 DFE의 구조를 나타내는 도면이다.
도 5에 도시된 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 MSE 관점의 최적 DFE는 스위치(510), 피드포워드 필터(520), 제1 부호어에 대한 피드백 필터(530), 제m 부호어에 대한 피드백 필터(540), 최대값 선택부(550) 및 간섭 성분 재생성부(560)로 이루어진다.
상기 제1 부호어에 대한 피드백 필터(530)는 제1 가산기(531), 제2 가산기(533), 제3 가산기(536), 제1 부호어 상관부(532), 프리커서 간섭 제거부(534), 포스트커서 간섭 제거부(535)로 이루어질 수 있다.
도 5에 도시된 MSE 관점의 최적 DFE의 구조는 단지 일실시예를 예시하는 것으로서, 상세한 설명은 생략한다.
한편, 도 6 내지 도 9는 도 5에 개시된 등화기에 대한 각각의 성능을 평가하기 위한 도면으로서, 각각 본 발명의 실시예에 따른 RMS(Root Mean Square) 지연 확산이 25㎱일 때, 50㎱일 때, 75㎱일 때, 및 10㎱일 때의 성능 평가도를 나타낸다.
다중경로 페이딩 채널(Multi-path fading channel)에 의한 시간 지연 및 신호 감쇠 현상에 의한 상호 간섭 성분이 시스템에 어떠한 영향을 주며, 이를 극복하기 위한 방법으로 적용한 부분 간섭 제거 방식의 성능이 향상이 어느 정도인지 평가를 하기위해 시뮬레이션을 하였다. 전송 신호는 IEEE 802.11b 무선 LAN 심볼의 짧은 프리앰블 방식을 사용하는 신호이며, 데이터 속도는 CCK 11Mbit/s와 CCK 5.5Mbit/s를 사용하고, PSDU(Presentation Service Data Unit)의 길이는 1024 바이트로 고정하였으며, 1000회에 걸쳐 반복 수행하였다. 채널에 대한 모델은 제이크 모델(Jake's model)을 적용한 페이딩 채널(fading channel)과 나프탈리(Naftali)가 제안한 지수 감쇠 레일라이 페이딩 채널 모델(exponential decaying Rayleigh fading channel model)을 사용하여 채널을 구성하였으며, 이동체의 속도는 3Km/h로 하였다. 상기 RMS 지연 확산은 25㎱, 50㎱, 75㎱ 그리고 100㎱에 대해서 성능 평가를 하였으며, 모든 동기화 과정과 채널 추정 과정은 완벽하다고 가정하고 실행하였다.
도 6은 RMS 지연 확산(delay spread)이 25㎱일 때 CCK 11 Mbit/s와 CCK 5.5 Mbit/s에 대해 부분 간섭 제거기를 적용하였을 때와 적용하지 않았을 때를 비교 평가한 것을 나타내는 도면으로서, FER 10-2 지점에서 CCK 11 Mbit/s의 경우는 어떠한 제거도 없을 때와 비교해 부분 간섭 제거기를 수행하였을 때, 3㏈의 성능 개선이 보이는 반면 CCK 5.5 Mbit/s는 성능 개선이 별로 보이지 않고 있다. 그 이유는 CCK 11 Mbit/s는 8비트로 8-칩(chip)의 부호어를 256개 생성하다 보니 상기 부호어간에 직교성(orthogonality)이 떨어지게 된다. 하지만 이에 비해 CCK 5.5 Mbit/s는 4비트로 8-칩으로 된 부호어를 16개 생성하므로 직교성을 갖는다. 그렇기 때문에 CCK 5.5 Mbit/s일 경우가 CCK 11 Mbit/s일 경우에 비해 다중경로 페이딩 채널에서 부호어간 간섭이 적게 된다.
도 7의 경우는 RMS 지연 확산이 50㎱일 때 성능을 비교한 것으로, CCK 5.5 Mbit/s의 경우는 25㎱일 때와 마찬가지로 제거(cancellation) 여부에 관계없이 거의 비슷한 성능 결과를 보이고 있다. 하지만 CCK 11 Mbit/s의 경우 SNR이 21㏈ 이후부터는 제거 기법을 사용하지 않았을 경우 성능이 포화(saturation)되는 것을 관찰할 수 있다. 또한 제거 기법을 적용한 것이 적용하지 않을 방법에 비해 FER 10-1을 기준으로 약 6㏈ 정도 성능 차이를 보이고 있다.
도 8과 도 9는 각각 RMS 지연 확산이 75㎱, 100㎱일 때 성능 결과를 비교한 것인데, 여기부터는 CCK 5.5 Mbit/s일 경우도 제거 방법을 적용하였을 경우가 상기 제거 방법을 적용하지 않은 경우에 비해 FER 10-3에서 3㏈ 이상 성능 차이를 보이고 있다. 이때, CCK 11 Mbit/s일 경우는 제거를 사용하지 않으면 부호어간의 간섭이 크기 때문에 사용할 수 없을 정도임을 알 수 있다. 하지만 제거를 적용한 방법도 비-인과(non-causal) 성분에 의한 간섭으로 남아있는 프리커서 간섭(precursor interference) 성분을 완벽하게 제거하지 못하게 되므로 RMS 지연 확산이 커질수록 성능 저하가 발생하는 것을 관찰할 수 있다.
위에서 발명을 설명하였지만, 이러한 실시예는 이 발명을 제한하려는 것이 아니라 예시하려는 것이다. 이 발명이 속하는 분야의 숙련자에게는 이 발명의 기술 사항을 벗어남이 없어 위 실시예에 대한 다양한 변화나 변경 또는 조절이 가능함이 자명할 것이다. 그러므로 본 발명의 보호 범위는 첨부된 청구 범위에 의해서만 한정될 것이며, 위와 같은 변화예나 변경예 또는 조절예를 모두 포함하는 것으로 해석되어야 할 것이다.
본 발명에 따르면, MSE 관점에서 최적의 DFE 등화기의 피드백 필터를 제공함으로써 수신된 신호에 의한 상호간섭(ISI, ICI) 등으로 인해 발생하는 성능 저하를 방지할 수 있다.
도 1은 본 발명에 따른 결정 궤환 등화기(DFE) 구조에 대한 블록도이다.
도 2는 본 발명에 따른 CCK 복조기를 위한 DFE 구조에 대한 블록도이다.
도 3은 본 발명에 따른 CCK 복조기를 위한 DFE에서 피드백 필터 구조에 대한 블록도이다.
도 4는 본 발명에 따른 MSE(Mean Square Error) 관점의 최적 DFE의 피드백 필터 구조도이다.
도 5는 본 발명에 따른 MSE 관점의 최적 DFE의 구조를 나타내는 도면이다.
도 6은 본 발명에 따른 RMS(Root Mean Square) 지연 확산이 25㎱일 때 성능 평가도이다.
도 7은 본 발명에 따른 RMS 지연 확산이 50㎱일 때의 성능 평가도이다.
도 8은 본 발명에 따른 RMS 지연 확산이 75㎱일 때의 성능 평가도이다.
도 9는 본 발명에 따른 RMS 지연 확산이 10㎱일 때의 성능 평가도이다.

Claims (13)

  1. CCK(Complementary Code Keying) 방식의 근거리 무선통신 시스템을 위한 간섭 제거 장치에 있어서,
    수신되는 입력신호를 임펄스 신호로 변환하는 임펄스 응답 필터;
    상기 임펄스 신호에 잡음 성분을 부가하는 가산기;
    상기 잡음 성분의 상관성을 제거하여 출력하는 정합 필터;
    송신측으로부터 채널을 통해 잡음이 부가되어 입력되는 수신된 입력신호 및 심볼간의 간섭(Inter-Symbol Interference; ISI)을 제거하여 출력하고, 평균 자승 오류(MSE)를 최소화하도록 간섭 신호 성분을 제거하는 결정 궤환 등화기; 및
    상기 결정 궤환 등화기의 출력으로부터 신호성분만을 판별하며 출력하는 검출기
    를 포함하는 간섭 제거 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 결정 궤환 등화기는,
    채널 출력신호를 출력하는 선형 피드포워드 필터(linear feedforward filter);
    이전 심볼 주기에서 결정된 값들을 입력으로 받아들여, 상기 잡음에 대한 증폭 없이 '트레일링' ISI를 제거하도록, 상기 검출기의 출력을 궤환시키는 선형 피드백 필터(linear feedback filter); 및
    상기 선형 피드포워드 필터의 출력에 상기 선형 피드백 필터의 출력을 가산하여 출력하는 가산기
    를 포함하는 간섭 제거 장치.
  3. 제2항에 있어서, 상기 선형 피드백 필터는,
    수신된 심볼의 ISI를 제거하는 ISI 제거기;
    수신된 심볼 벡터로부터 ISI 제거기에서 출력된 ISI 제거된 성분을 감산하는 제1 가산기;
    상기 제1 가산기에서 출력되는 신호를 받아서 CCK 복조기에서 각각 수신된 심볼을 복조하기 위한 상관기;
    ICI(Inter Chip Interference)를 제거하기 위한 ICI 제거기(ICI canceller);
    상기 상관기의 출력으로부터 상기 ICI 제거기에서 출력된 ICI 제거된 성분을 감산하는 제2 가산기;
    상기 제2 가산기의 출력으로부터 피크를 검출하는 피크 검출기; 및
    상기 피크가 검출된 신호를 CCK 변조하는 CCK 변조기
    를 포함하는 간섭 제거 장치.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 선형 피드백 필터는 상기 제1 가산기에서 출력되는 신호에 대한 절대값 제곱 연산을 통해 출력되는 신호를 상기 피크 검출기로 출력하는 제곱부를 더 포함하는 간섭 제거 장치.
  5. 제3항에 있어서,
    상기 ICI 제거기는 프리앰블(preamble) 신호가 검출되어 피드백 필터의 계수 를 구할 때, CCK 심볼 가짓수에 대하여 미리 계산하여 룩업 테이블(lookup table)화하는 것을 특징으로 하는 간섭 제거 장치.
  6. 제3항에 있어서,
    상기 제1 가산기로부터 출력된 신호의 절대값의 제곱값을 상기 피크 검출기에 추가로 입력하여 평균 자승 오류(Mean Square Error; MSE)를 최소화하는 것을 특징으로 하는 간섭 제거 장치.
  7. 제3항에 있어서,
    상기 정합 필터의 출력 신호 벡터 는 다음의 관계식
    여기서, 는 번째 심볼의 수신된 신호 벡터 로부터 를 검출한 데이터값이고,
    는 상기 선형 피드백 필터의 계수이며,
    는 AWGN 잡음 벡터임.
    을 따르며,
    상기 관계식에서 ISI(Inter-Symbol Interference)와 ICI(Inter Chip Interference)를 분리하는 경우, 다음의 관계식
    을 따르는 것을 특징으로 하는 간섭 제거 장치.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 ISI에 영향을 주는 번째 심볼의 검출 데이터값들에 대한 매트릭스 , 상기 ICI에 영향을 주는 번째 심볼의 데이터값들에 대한 매트릭스 를 각각 다음의 관계식
    ,
    으로 정의하는 경우,
    상기 신호 벡터 는 다음의 관계식
    을 따르는 것을 특징으로 하는 간섭 제거 장치.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 신호 벡터 가 왈시 하다마드 변환(Walsh Hadamad transform) 를 사용하는 상기 상관기를 통과한 결과는 다음의 관계식
    을 따르는 것을 특징으로 하는 간섭 제거 장치.
  10. 제8항에 있어서,
    상기 결정 궤환 등화기에 수신되는 신호에서 상기 ICI와 ISI를 뺀 신호 는 다음의 관계식
    을 따르며,
    상기 최적의 는 를 통해서 구해지며, 상기 는 다음의 관계식
    을 따르는 것을 특징으로 하는 간섭 제거 장치.
  11. CCK 방식의 근거리 무선통신 시스템을 위한 간섭 제거 방법에 있어서,
    수신되는 입력신호를 임펄스 신호로 변환하는 단계;
    상기 임펄스 신호에 잡음 성분을 부가하는 단계;
    상기 잡음 성분의 상관성을 제거하여 출력하는 단계;
    송신측으로부터 채널을 통해 잡음이 부가되어 입력되는 수신된 입력신호 및 심볼간의 간섭(ISI)을 제거하여 출력하고, 평균 자승 오류(MSE)를 최소화하도록 간섭 신호 성분을 제거하는 단계; 및
    상기 간섭 신호 성분이 제거된 출력으로부터 신호성분만을 판별하며 출력하는 단계
    를 포함하는 간섭 제거 방법.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 간섭 신호 성분을 제거하는 단계는, 이전 심볼 주기에서 결정된 값들을 입력으로 받아들여 상기 잡음에 대한 증폭 없이 '트레일링' ISI를 제거하는 것을 특징으로 하는 간섭 제거 방법.
  13. 제11항에 있어서,
    상기 간섭 신호 성분을 제거하는 단계는 CCK 심볼 가짓수에 대하여 미리 계산하여 룩업 테이블화한 ICI 제거기를 사용하여 ICI를 제거하는 것을 특징으로 하는 간섭 제거 방법.
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