JP2004531127A - 組み込まれた決定フィードバック等化器を有するrake受信器 - Google Patents
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Abstract
比較的短いコードワード長を有する、直接拡散スペクトル信号上の屋内マルチバスWLANアプリーケションのRAKE受信器の性能は、受信器のチャネルマッチドフィルタおよびコードワード相関器を介する信号処理パスにおいて、決定フィードバック等化器構造を組み込むことによって向上される。この決定フィードバック等化器は、インターコードワード干渉(LSI)またはコードワード間の「ブリードオーバ(bleed−over)」、およびイントラコードワードチップ干渉(ICI)または各コードワードのチップ内のエネルギーのスミアリング(smearing)の両方を除去するために役に立つ。
【選択図】図14
【選択図】図14
Description
【技術分野】
【0001】
(関連出願)
本発明は、「Rake Reciever With Embedded Decision Feedback Equalizer」と称され、1999年6月29日に出願された米国特許出願第09/342,583号の一部継続出願のもので、これは、本明細書で全体において参考として援用される。
【0002】
(発明の分野)
本明細書は概して、無線通信システムに関するもので、これは、無線ローカルエリアネットワーク(WLAN)などに限定されるのではなく、特に新規でかつ改善されたRAKE受信器に関し、この受信器は、組み込み決定フィードバック等化器(DFE)を含み、この等化器は、サーマルノイズに対するロバスト性を失うことなく、(屋内WLAN)マルチパス歪みの影響に対する受信器の許容能力を向上させる。
【背景技術】
【0003】
(発明の背景)
より高速(より高速のデータレート)の無線通信製品に対する継続要求は、現在、IEEE802.11委員会に多数の提案の内の課題であり、この課題は、スペクトル2.4GHz部分の新規格の使用を含み、そしてFCCパート15.247は、これが拡散スペクトル技術を使用してインプリメントされ得るように要求しており、この技術は、イントラパケットのデータレートが10Mbpsのイーサネット(登録商標)速度を越えることを可能にさせる。この802.11規格は現在、たった1、2Mpbsのデータレートをカバーしているに過ぎず、周波数ホッピング(FH)または直接(DS)拡散スペクトラム(SS)技術のいずれかを用いる。拡散スペクトラム信号処理におけるFCC要求条件は、本来のSS特質を利用することであり、この特質は、平均伝送電力スペクトル密度をより低下させることおよびスペクトル冗長度を活用する受信器技術によって、この信号を不用意の干渉に対してよりさらにロバストにさせ、これによって、マルチパス歪みで生成される自己干渉を克服する。
【0004】
図2で示される削減された複雑さの例などの、屋内WLANシステム内のマルチパス歪みによる、送信された電力遅延プロファイル(PDF)10は、図1に示すように、大きく指数的減衰するレイリーフェージング特性を示す。この挙動を駆動する屋内送信環境の物理的局面は、建屋内の比較的大きい数のリフレクタ(例えば、壁)、例えば、送信サイト14と受信サイト15間のノード12およびノード13などと、t1、t2、およびt3のそれぞれ(対数的に弱くなるエネルギーを含む)到着遅延時間伝播パスに関連する伝播損失である。
【0005】
この信号の電力遅延プロファイルは、時間に対する発散電力に関しての平均信号電力の変動分である。信号の平均電力レベルは、対応するレイリーコンポーネントの分散を確立させる。指数的減衰マルチパス影響の原理的局面は、信号伝播遅延t1が伝送距離に比例するという事実に基づき、この結果、平均的に見て、最大強度の送信パス(含まれる最小障害)は、信号が受信器に到着するのに最も早い。所定の確率事象において、送信器サイト14から受信器サイト15への直接または視野方向パスで、到着する最初のものは、減衰メデイア(一つ以上の建屋の壁など)に出くわし得、一方、高反射率表面で反射し、非減衰メデイアに出くわす最後に到達する信号は、最初に到達する信号よりより大きいチャネルインパルス応答(CIR)を有しうる。しかしながら、平均的に、このような事象は、CIRピークに従うエコー信号の数と比較して2、3しかない。
【0006】
実際の用途に関して、マルチパスチャネルの遅延拡散の2乗平均の平方根(RMS)は、小さなオフィスおよびホームオフィス環境(SOHO)では20〜50nsec、商業環境では50〜100nsec、そして工場環境では100〜200nsecの範囲であり得る。指数関数的フェージングチャネルに対して、この(指数関数的)遅延定数は拡散RMS遅延と等しい。比較的狭い信号帯域幅(1MHz未満)において、マルチパスによるフェージングは、大抵「平坦」である。しかし、1MHzより大きい帯域幅、例えば、上述の基準の高速データレート10Mbpsを得るための直接拡散スペクトラム(DSSS)システムで要求される10MHzの帯域幅で、フェージングは、周波数に対して選択的であり、マルチパスの信頼性のある通信に対し厳しい障害を作ることになる。従って、WLANの環境内のパルチパス歪みは、ISM帯域において深刻な伝播損失を生じさせ得る。
【0007】
この深刻な周波数選択性歪み問題を克服する好適なメカニズムは、通常「RAKE」受信器として呼ばれるチャネルマッチド(channel−matched)相関受信器である。成功したRAKE受信器動作において、情報帯域幅より大きい送信帯域幅を有するDSSS構造を用いることが必要である。DSSS信号構造において、各コードワード(codeword)は、PNコードの「チップス(chips)」の系列から形成されている。ここでは、用語「シンボル(symbol)」ではなく、「コードワード」が用いられ、「チップス」とコードワード間の混乱を避けている。DSSSチップは、QPSKなどの比較的簡素な変調方式を用いて送信され得、そしてコードワードチップスは署名シーケンスのように固定され得るかまたは、それらは疑似ランダムであり得る。
【0008】
さらに、コードワードの位相変調は、情報を搬送するのに用いられ得る。すなわち、コードワード毎の情報の追加ビットを知らせるために、コードワードは位相においてシフトされ得る。例えば、二つの追加ビットは、直交性(90度)の位相シフト増分(0°、90°、180°そして270°)を供給するために用いられ得る。コードワードのチップスは、マルチコードワードのセットから選択され得、ただし、Mビットはマルチコードワードを作っているNコードワードから特定コードワードを選択する。このスキームの例は、コードワードセットのためのウォルシュまたはアダマールコードの利用である。上述の基準2.4GHzスペクトラムに対して、IEEE802.11規格委員会は8ビットのエンコーダ方式を提案をし、この方式において6ビットは、N=64のマルチチップのコードワードのなかの一つを選択し、そして残りの2ビットは選択されたコードワードの4個の可能性のある位相(直交)の一つを定義する。
【0009】
図3で略図的に示されるように、チャネルマッチド相関またはRAKE受信器において、受信された(拡散の)信号はコードワード相関器31に結合され、この出力(到着時刻パルス32−1、32−2、32−3の系列として示される)はコヒーレントのマルチパスのコンバイナ33に付与される。コードワード相関器31は、複数のコレクタを含む。コレクタの各々は、複数のコードワードセットのうちのコードワードの個々の異なる1つを検出するように構成される。コヒーレントのマルチパスのコンバイナはチャネルマッチドフィルタとして容易に確立され得る(このフィルタタップはデータ送信セッションの開始前に訓練プリアンブルの手段によって確立される)。コヒーレントのマルチパスのコンバイナ33の出力はピークまたは最大値検出器35に結合され、この検出器はコヒーレントのマルチパスのコンバイナで生成された最大出力を送信コードワードとして選択する。RAKE受信器は線形システムであるため、チャネルマッチドフィルタ(コヒーレントのマルチパスのコンバイナ)33およびコードワード相関器31によって実行される動作順序は、図4に示されるように、逆でも良くて、ここでチャネルマッチドフィルタ33はコードワード相関器31の上流側にインストールされる。
【0010】
RAKE受信器は充分に良好に作動する。これは、エコーをプラスしたマルチパスの受信信号をコヒーレント的に混合させて単一のコンポジット信号にするからである。コードワードセットを構成するコードワードの適切な選択によって、このエコーがコードワード相関の間に効率的に除去され得る。理想的には、このセットの各コードワードは次のプロパティを有し、すなわち、1−インパルス自己相関関数、2−コードワードが、セットの他のすべてのコードワードと相互に直交(零の相互相関関数を有する)し、3−コードワードは、拡散マルチパスに関して長く、そして4−コードワードは、セットの他のNコードワードのそれぞれと同じエネルギーを有する。
【0011】
プロパティ2および4が欠如している場合、RAKE受信器は、直交基礎を確立させ、丁度直交振幅変調(受信器複雑課題)のように、この不平衡を処理しなければならない。さらに、コードワードは、コードワードがインパルス的で零相互相関関数を有する限り、拡散マルチパスに対して長くなる必要がない(すなわち、内部コードワードまたは内部シンボルの干渉(ISI))がない。内部チップ干渉だけが(インパルスの自己相関プロパティが存在しない場合)受信エネルギーに影響を与える。最適なRAKE受信器は、コードワード相関器の出力に直交性を与え、そしてすべての相関器の出力を観察することによって決定を行うが、理想的なRAKEは存在しない。インパルス自己相関関数および零の相互相関関数を有するコードワードを発生させることは、実質的に不可能であるからでる。
【0012】
さらに、厳格なマルチパスにおいて、内部コードワード干渉による劣化を最小にするために、(例えば、軍事アプリケーションに用いられるように、64、128、256またはこれ以上のオーダで)コードワード長は非常に大きくなければならない。しかし、商業環境において、コードワード毎のチップ数は有用データ帯域幅を最大するために制限されなければならない。コードワードのブリードオーバの程度は、コードワード毎のチップ数が減ると増えるので、非常に小さいコードワードチップ密度は、多数のコードワードにまたがって、コードワードのエネルギーのブリードオーバ/リーケージを生じせる。従って、問題は、このような理想的なコードワード以下のものを用いて、RAKE受信器の出力の信号対ノイズ比を最適化する方法である。
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【0013】
(発明の要旨)
本発明によると、本課題は、受信器チャネルマッチドフィルタとコードワード相関器を介する信号処理経路に組み込まれたチップベースの決定フィードバック等化器(DFE)を含む、向上されたRAKE受信器アーキテクチャによって首尾良く処理される。この決定フィードバック等化器は、2タイプの歪みを縮小するかまたはキャンセルするのに役に立ち、この歪みは、制限されたチップ長コードワードが送信中のマルチパスチャネルで畳み込まれるので、この制限されたチップ長コードワードに起因する。
【0014】
第1の歪みは、「ブリーデイング(bleeding)」または各コードワードCWiと別のコードワードCWi+jのエネルギーの漏れである。第2の歪みの形態は、各コードワードのチップ内のエネルギーの「スメアリング(smearing)」である。
【0015】
決定フィードバック等化器は、WLANにおける屋内マルチパス歪みを克服するために特に適切である。この種のマルチパス歪みは、最大強度のコンポーネントが殆ど常に最初に到着し、一方最小強度のコンポーネントが最後に到達するように、主に最小位相であるからである。従って、大抵のマルチパス歪みは、チャネルインパルス応答において、減衰する「テイル(tail)」として現われる。さらに、DFEのフィードバックタップは、理想的には最小位相マルチパス歪みを打破するために働き、一方、フィードフォードタップは最大位相コンポーネントを克服する。この結果、屋内マルチパス克服用のDFEは、ほんの2,3のフィードフォワードタップしか必要とせず、大抵の処理はフィードバックタップで実行される。ベースバンドにおけるDFEフィードフォワードの実現は、完全な複素数乗算を必要するが、QPSK要素が使用されている場合、フィードバックタップはただ複素数の加算と減算を必要とするため、実現上の複雑性は重要な問題でなない。
【0016】
DFEをRAKE受信器に組み込むことは、簡単に屋内マルチパスを克服するが、それはチップを決定し、それ故、比較的高SNRを必要とする。フィードバックタップは、長い減衰マルチパスエコーテイルを除去し、多数のコードワードを広げることができ、この結果、インターチップスメアリングおよびインターコードワードブリードオーバをキャンセルする。コードワード相関器は、コードワードのソフト決定チップをコヒーレント的に結合することによって信号対ノイズ比を改善する。DFEチップ決定エラーがなされても、コードワード相関器はなお、すべてのコードワードのチップをコヒーレント的に結合することによって修正決定を行い得る。
【0017】
より低い信号対ノイズ比において、決定フィードバック等化器におけるエラー伝播は、チップエラーをバースト的に生じさせる。等化器のタップ係数の設定のソフトチップ決定が正しくない場合、DFEタップ重み係数特性は直ちに性能低下し、マルチパス歪み補正を妨げる。低SNRを処理するために、すべての受信コードワードチップは、ハード決定を行う前に調べられる。これは、送信され得るコードワードのそれぞれに対して、DFEベースの相関検出の統計的性質を発生させることによって達成される。送信される可能性のあるコードワードの検出統計的性質は、コードワードが実際送信されたという想定でもって、コードワードチップのフィードバック等化を行うことによって発生される。
【0018】
インターコードワード干渉をキャンセルするDFE組み込み信号処理アーキテクチャは、コードワード相関器を「包み込み」得る。このようなアーキテクチャでは、チャネルマッチドフィルタは、チャネルインパルス応答を推定することによって生成されるポストカーソル(post−cursol)の代表エコーと差動的に結合される。この結果は、「整理された」コピーの受信コードワードであり、そしてこれはRAKE受信コードワード相関器に接続される。相関器出力は、コードワード決定オペレータに接続され、このオペレータは、何のコードワードが実際送られたかについての決定のために、受信コードワードのすべてのチップを調べる。このコードワード決定は、送信されたコードワードのチップ内容および位相情報のレプリカを合成するために用いられる。合成されたコードワードは、次いで、FIRフィルタにインプリメントされた推定のチャネルインパルス応答で畳み込まれて、チャネルマッチドフィルタによって受信された信号のポストカーソルエコーの代表を生成する。
【0019】
各コードワードのチップ内のエネルギーのイントラコードワードのチップのスミアリングをキャンセルするために、各個別のコードワード相関器を介しての信号処理ブランチは、各受信されたコードワードを作り上げるすべてのチップ内容と、コードワード関連のDFEフィードバックタップの異なったセットの各ひとつとを差動的に結合するように構成され、このコードワード関連のDFEフィードバックタップは、送信器からマルチパスチャネルを介しての送信過程おける特定コードワードによって実績をつんだ、ポストカーソルマルチパス歪みエコーを表す。このポストカーソルマルチパス歪みエコーはコードワード相関器の上流かまたは下流のいずれかで取り除かれ得る。
【0020】
上流側のインプリメンテーションにおいて、各連続して受信されたコードワードのチップセットは、複数のコードワード相関器の統計的ブランチに接続され、それぞれは、異なるコードワードに関連する。8ビットフィールドを用いての制限のない例において、K=256のコードワードの組み合わせ(22=4の可能性ある直交位相(0°、90°、180°、270°)の一つにエンコードされた各QPSKごとにおいて、26=64コードワードから成る)が存在する。各コードワード相関器ブランチにおいて、受信信号パスは、FIRフィルタフィードバックタップセットの出力と差動的に結合され、これは各コードワードチップセット(例えば、本例ではコードワード毎に8チップから成る)のためのマルチチャネルインパルス応答を合成し、これにより、このコードワードチップセットのためのポストカーソルのマルチパスエコーの代表を生成する。受信したコードワードから合成されたポストカーソルマルチパスを差し引くことによって、関連するブランチコードワード相関器への入力は、効率的に「整理された」バージョンの受信コードワードチップセットであり、この受信コードワードチップセットからマルチパスベースのチップスメアリングが除去される。各コードワード相関器の出力は、最大出力を送信コードワードとして選択するピーク検出器に接続される。
【0021】
マルチパスチャネルインパルス応答を合成する、さらに計算上効率的なスキームは、各コードワード相関器の下流の受信信号から各FIRフィードバックフィルタタップステージを差し引くことによって実現され得る。複雑さを減らすために、コードワード相関器は高速ウォルシュ(アダマール)構造として実現され得る。受信信号ための処理パスとフィードバックタップの作動結合は、ポスト相関演算であるため、各新しく受信コードワードチップセットは相関器の中にクロック入力されるように、フィードバックタップを再生する必要がない。このことは、合成されるタップパスの機能がルックアップテーブルに格納されることを可能にすることによってインプリメンテーション上の複雑性を削減する。
【0022】
(詳細な説明)
本発明の、新規で改良された組み込みDFE RAKE受信器アーキテクチャを詳細に説明する前に、本発明の受信器のアーキテクチャは、従来のデジタル通信回路の変調構成部に主に常駐し、関連のデジタル信号処理コンポーネントおよびそのための付属の管理制御回路はこの回路およびコンポーネントの動作を制御することが理解されるべきである。本発明は、コンプリメンタリなコードを含め、任意のコードワード変調の直接拡散スペクトラム(DSSS)に応用され得ることがまた、理解され得る。無線通信機器の既存のプリント回路カードへの収納を容易にする、実際のインプメンテーションにおいて、本発明は、インプリメントされるフィールドプログラマブルゲートアレイ(FPGA)、または専用用途向け集積回路(ASIC)チップセットのように簡単にインプリメントされ得る。
【0023】
結果として、このような回路およびコンポーネントの配置の構成および他の通信機器とインタフェースされる方法は、多くの部分において、理解し易いブロック図によって図示され、これらのブロック図は、ただ本発明の核心に触れるところを詳細に示し、これにより、本明細書の利益を持ちつつ、当業者には容易に明瞭な詳細の説明でもって、この開示を不明瞭にしていない。このようにして、ブロック図の図解は、従来の機能グループにおいて、本発明の主なコンポーネントを示すように主に意図され、これによって、本発明は、さらに容易に理解され得る。
【0024】
本発明のDFE強化RAKE受信器によって、提供される改善を理解するために、初めに、本発明によって克服される、制限されたチップ長の直接拡散スペクトラムのコードワードの歪み影響を調べることが有用である。
【0025】
図5は、制限されたチップ長の直接拡散スペクトラムのコードワード(CW)の系列の一部分の、...、50−1、50−2、50−3、...、であり、これらはマルチパスWLANのチャネルを介して送信される。送信の間、チップはチャンネルと畳み込みされ、二種のタイプの歪みを生じさせる。これらは、インタコードワードのブリードオーバ(bleed−over)およびイントラコードワードのチップスミアリング(smearing)である。前者の影響は、51で示されるように、他のコードワードCWi+jとともに各コードワードCWiのエネルギーの「ブリーディング(bleeding)」である。歪みの第ニの形態は、各コードワードのチップ内のエネルギーの「スミアリング」である。
【0026】
この問題に対するソリューションは、図6で示されるように、RAKE受信器を改変することであり、これは、チップベースの決定フィードバック等化器(DFE)36をコヒーレントなマルチパスコンバイナ(チャネルマッチドフィルタ)33とコードワード相関器31との間の信号処理パスにインストールすることによって行われる。決定フィードバック等化器の基本構成は、複数のフィードフォワードのタップ71を含む、マルチ遅延ラインの構成された有限インパルス応答(FIR)のフィルタ構造を含むものとして図7では示され、これを介しての信号伝達パスは、差動のコンバイナ73の第1に入力72に結合され、この差動のコンバイナは、セットのフィードバックタップ75の出力受けるために結合される第2の入力74を有する。差動コンバイナ73の出力は、決定ユニット76に結合され、このユニットの出力はフィードバックタップ75に結合される。図8は、図6のRAKE受信器を図示し、これは、図7の決定フィードバック等化器の構造を組み込んでいる。この信号処理アーキテクチャは、ソフトでかつ等化されたチップレベルがコードワード相関器31に供給される前に、チップをDFE等化を行うために動作する。効率的な信号処理のために、チャネルマッチドフィルタ33およびDFEのフロントエンドのフィードフォワードタップ部分71が、点線77で示されるように、「白色化された」マッチドフイルタとして混合した構造でインプリメントされ得る。
【0027】
決定フィードバック等化器が屋内マルチパスを克服するのに特に適するには二つ原理的理由が存在する。第一に、マルチパス歪みは、主に最小位相であり、最も強い信号コンポネントはまず到着し、一方、より弱いコンポーネントは最後に到達するからである。以前に、図1の指数関数的パワー減衰特性を参考に説明したように、より遅く到達する(マルチパス)コンポーネントは比較的弱くなる傾向があり、この結果、大抵のマルチパス歪みはチャネルインパルス応答の減衰する「テイル(tail)」として現われる。
【0028】
第二に、DFEのフィードバックタップは、最小位相マルチパスコンポーネントを克服するように理想的に機能し、一方、フィードフォワードタップは最大位相コンポーネントを克服する。結果として、屋内マルチパスを克服するDFEは、フィードバックタップで大抵の処理が実行され、ほんの2、3のフィードフォワードタップを必要とするだけである。ベースバンドおいてDFEのフィードフォワードタップをインプリメントすることは完全な複素乗算の使用を必要とし、一方、実際の応用に対して、QPSK要素が使用される場合、フィードバックタップは、ただ複素数の加算および減算を必要とするすだけのため、フィードバックタップによるインプリメンテェションを支配的に用いることが好ましい。
【0029】
図9は、最も大きいインパルス応答のコンポネントのマルチパスインパルス応答特性90を示す。通常、DFEの決定ユニットは、インパルス応答のピーク91を中心とされ、なぜならば、これは最も大きい信号雑音比を有する単一のコンポネントであるからである。フィードバックタップは、ピーク91に続く「テイル(tail)」92を差し引き、一方、フィードフォワードタップは、ピークの前にあるフロントエンドのインパルスコンポネント93をキャンセルする。言い換えると、従来のDFEでは、(内部シンボル)干渉をキャンセルすることはインパルスのピーク以外のエネルギーを零に強制的にすることを含む。フィードバックタップだけが用いられた場合、等化の間ノイズ増幅は存在せず、上述のように複素数の乗算が必要とされない。図1で見られ得るように、これは殆ど屋内無線チャネルのケースである。
【0030】
さて、RAKE受信器への決定フィードバック等化器の組み込みは屋内マルチパスを克服するための特に有用なメカニズムであるが、これは1チップにおいて決定を行い、これには演算が成功するには比較的高いSNR(例えば、10dB以上)を必要とする。このDFEフィードバックタップ75は、長いマルチ減衰テイル92を除去し、多数のワードコードに拡張し得、これによって、上で参照したように、インターチップのスメアリング(smearing)およびインターコードワードのブリードオーバ(bleeedover)のためにキャンセルする。コードワード相関器31は、コードワードのソフト決定チップをコヒーレント的に結合することによってSNR向上を提供する。DFEチップ決定エラーがなされても、コードワード相関器はなお、コードワードのチップのすべてをコヒーレント的に結合することによって正しい決定を行うことができる。
【0031】
しかしながら、より低い信号ノイズ比において、決定フィードバック等化器のエラー伝播は、チップエラーをバースト的に生じさせる。タップ係数の設定に対するソフト決定が正しくない場合、この全体のDFEのタップ重み付き特性は、直ちに誤りとなり、マルチパス歪み補正を妨げることになる。すなわち、ノイズレベルが増加すると、コードワード決定は、チップ決定が動かなくなった直後に、通常動かなくなる。
【0032】
この低SNR問題を改善するために、受信したコードワードチップの全てが、ハード(hard)決定を行う前に調べられる。これは、送信され得る(各チップとは異なる)各コードワードに対して,DFEベースの検出統計量を生成することによって達成される。所定の潜在的に送信され得る(「試験的(trial)」)コードワードに対する検出統計量は、目標のコードワードが実際に送信されたという先行の想定で、コードワードチップのフィードバックの等化を行うことによって生成される。
【0033】
上述で指摘したように、送信の間に、コードワードはチャネルを畳み込み、2種の歪みを生成する。すなわち、インターコードワード干渉またはコードワード間の「ブリードオーバ(bleedover)(すなわち、インターシンボル干渉(ISI))、およびイントラコーダワードのチップ干渉(ICI)または各コードワードCWiのチップ内のエネルギーのスメアリングである。ISIの程度は、コードワード毎のチップ数およびマルチパス歪み程度に関係する。軍用のアプリケーションで用いられるDSSSメカニズムに対して、ここにおいてチップ数(例えば、およそ64、128、256、またはこれ以上)は通常大きいが、コードワードブリーダオーバは比較的重要ではない。しかしながら、上述で指摘されたように、商業環境では、コードワード毎のチップ数は、データ帯域幅の利用度を最大にするために、かなり制限される(例えば、ただのコードワード毎に8チップ)。コードワードのチップ数が減るとコードワードのブリードオーバの程度が増えるので、マルチパスが重要な場合、非常に小さなコードワードチップ密度は、直下に継続するコードワードの境界のみならず、多数のコードワードを横切ってのブリーダオーバを生じさせる。
【0034】
このようなインターコードワード干渉(ISI)をキャンセルするDFE組み込み信号処理アーキテクチャは、コードワード相関器を「取り巻く(wrapped around)」ように図10おいてブロック的に示される。この目的のために、チャネルマッチドフィルタ33のは、差動コンバイナ102の第1の入力101に結合され、そしてこのコンバイナは、チャネルインパルス応答を推定することによって作られるポストカーソル(post−cursor)な代表エコーを受けるために結合される第2の入力103を有する。差動コンバイナ102の出力104は、これは受信されたコードワードの「整理された(cleaned−up)」コピーを表しているが、この出力はコードワード相関器31に結合され、その出力はコードワード決定オペレータ105に供給される。このコードワード決定オペレータ105は、個々のチップではなく、受信されたコードワードのMチップのすべてを調べて、実際に送信されたコードワードが何であるかの決定を行う。
【0035】
オペレータ105によって導出されたコードワードが与えられると、決定された元の送信コードワードのチップ内容および位相情報のレプリカは、次いで、送信コードワードシンセサイザ106で合成される。次いで、この合成されたコードワードは、FIRフィルタ107おいて実現された、推定チャネルインパルス応答と畳み込まれ、これによりチャネルマッチドフィルタ33によって受信された信号のポストカーソルマルチパスエコーの代表を生成する。このポストカーソルのエコーを差動コンバイナ102に供給することにより、チャネルマッチドフィルタ33の出力における全体のISI影響が、コードワードプロセッサ31への入力から効率的にキャンセルされる。なお、FIRフィルタ107において実現されたチャネルインパルス応答の推定は、(コードワード)長さ制限を受けていない。すなわち、この出力は、1つまたは複数のコードワード境界を横切ろうとも、チャネルマッチドフィルタ33によって受信された信号のポストカーソルマルチパスエコーの全体を覆っている。さらに、効率的な信号処理のために、チャネルマッチドフィルタおよびDFEのフィードフォワードタップセクションは、前述のように、「白色の」マッチドフィルタとしてインプリメントされても良い。
【0036】
各コードワードCWiのチップ内のエネルギーのイントラコードワードのチップスメアリングをキャンセルするDFE組み込み信号処理アーキテクチャについて、これから図11−13を参照して記述する。図11に示されるように、RAKE受信器における従来のコードワード相関器31は、複数の31−1〜31−Nを有し、これらのそれぞれは、個々の異なるコードワードチップセットを検出する。8ビットフィールドの本発明の例は、256のコードワードに組み合わせ(22=4の可能性の直交位相(0°、90°、180°、270°)の各1つ毎に26=64コードワードから成る)を定義する。本発明の各コードワードは8チップから成り立っているので、全体で48=64Kのチップ組み合わせの可能性があり、この組み合わせから64コードワードチップ組み合わせが選択され得る。
【0037】
通信アプリケーション(屋内WLAN)の属性を基にした先の条件セットを用い、および相関器の複雑さの削減の実現を容易することで、可能性のあるチップ組み合わせの初期の大きな数を経験的に減少し得、この結果、前述したウォルシュまたはアダマール構造などの規定されたチップセットを有するコードワードだけにする。このような選択基準が、実際面から満足され得ても、選択されたチップのコードワードのすべてが理想的なプロパティ(特に上述した好適な自己相関および相互相関プロパティ)を有せず、この結果、マルチパスベースのチップスメアリングがなくても、相関器出力は理想のインパルス/ゼロ特性を示さない。したがって、理想チップセットより小さいチップセットのマルチパス歪みおよびこの結果の各チップの非常に低い信号ノイズ比により、ある種の形態のチップ歪み補正無しで、1つのコードワードの相関器より多い出力が実質的に区別できないことが予想され得る。
【0038】
このチップスメアリング問題を打破し、コードワードの検出統計的性質を改善するために、本発明の各個別のコードワード相関器を介しての信号処理ブランチが、各個別の異なるセットのコードワード関連のDFEフィードバックタップで各受信コードワードを作るすべてのチップの内容を差分的に結合するように構成され、このフィードバックタップは、送信器からマルチパスを通っての送信経路での特定コードワードによって実績を積んだポストカーソルのマルチパス歪みエコーを表している。各受信コードワードのチップをまとめて処理することは、この受信信号のSNRを6dB向上させるのに役立ち、そして各コードワード相関器ブランチの検出の統計的性質の精度の改善を可能にさせる。コードワード相関器の上流および下流の相関器出力からポストカーソルのマルチパス歪みを減算する、または、除去するための各実施形態は、図12および図13にブロック的に示される。
【0039】
図12の上流のインプリメンテーションにおいて、連続して受信されるチップセット(サーマルノイズを含む)の受信信号パス1201は、複数Kのコードワード相関器の統計的ブランチ1201−1、...、1203−Kに接続されるものとして示され、これらのそれぞれは、Kコードワード組み合わせの個別の異なったものに関連している。上述したように、8ビットフィールドを用いる現在の例において、K=256の(22=4の可能性の直交位相(0°、90°、180°、270°)の各1つ毎に26=64コードワードから成る)コードワード組み合わせが存在する。
【0040】
各コードワード相関器ブランチは、差動コンバイナ1210を含み、この第1(+)入力1211に受信信号パスが接続され、そして第2の(−)入力1212は各FIRフィルタタップセット1220の出力を受けるために接続される。各受信したコードワードチップセットはコードワード相関器においてシフトされて、各FIRフィルタフィードバックのタップセット1220は、各コードワードのチップセット(例えば、本発明の例ではコードワード毎に8チップで成り立っている)のマルチパスのチャネルインパルス応答を合成するのに機能し、この結果、このコードワードのチップセットの代表のポストカーソルのマルチパスのエコーを生成する。
【0041】
各コードワードフィードバックのタップセット1220の重み係数は、上述のトレーニングのインターバルで確立され得る。合成されたポストカーソルのマルチパスのエコーを受信コードワードから差し引くことによって、関連のブランチコードワード相関器1230への入力(この信号は差動コンバイナ1220の出力1223に接続されている)は、実質的に「整理した」バージョンの、マルチパスベースのチップスメアリングさが除去された受信コードワードチップセットである。前述したように、相関器の統計的ブランチ1203−1、...、1203−Kの各コードワード相関器1230の出力は、ピーク検出器1235に接続され、この検出器は最大出力を送信されたコードワードとして選択する。
【0042】
各チップセットおよび4つの位相コンポネントに関連するKブランチのコードワード相関器を構成するよりもむしろ、図12のコードワード相関器アーキテクチャは、N(本発明の例では、64)のブランチからなり得、これは2段の選択プロセスを実行するように構成されたピーク検出器1235を有し、このプロセスの第1はコードワードを識別するための最大の振幅2乗の実数コンポネントであり、第2はコードワードの4相回転を識別するための複素数である。
【0043】
図12で示されるコードワード相関器の実現において、差動コンバイナが各相関器ブランチの上流端に置かれているものだが、この実現において、各受信コードワードチップセットが処理されるように、各FIRフィルタフィードバックタップセットを繰り返し生成する必要がない。マルチパスチャネルインパルス応答を合成するための、さらに計算する効率的スキームは、図13で示されるように、受信信号パスの内容と各コードワード相関器の下流の各FIRフィードバックフィルタタップ段とを差動的に結合させることにより実現され得る。
【0044】
図13で示される上流の実現において、各統計的性質ブランチ1300の差動コンバイナ1310は、受信パスコードワード相関器1320のそれぞれの下流端に置かれ、このパスコードワード相関器にはこの受信パス1301は接続され、および合成されたタップパスコードワード相関器1330の下流端にも置かれ、これに各FIRフィルタフィードバックタップセット1340の出力が接続される。
【0045】
図12の実施形態のように、相関器アーキテクチャは、複数Kのコードワード相関器の統計的ブランチ1300−1、・・・、1300−Kを含み、これらはK個のコードワード組み合わせの各異なるものに関連する。各コードワード相関器ブランチ内部おいて、受信信号パス1301のためのコードワード相関器1320は、好ましくは、高速ウォルシュ(アダマール)構造として実現され、この構造はN出力1321−1、・・・、1321−Nのセット有し、それぞれが複数のNコードワードに関連する。合成されたタップパスコードワード相関器1330は、各FIRフィルタフィードバックタップセット1340の出力に接続され、これは、図12の実施形態のように、各コードワードのチップセットのためのマルチパスチャネルのインパルス応答を合成するのに動作し、この結果、このコードワードチップセットのポストカーソルのマルチパスエコーの代表を生成する。
【0046】
しかしながら、本実施形態では、受信信号の処理パスとフィードバックタップとの差動的結合は、ポスト相関演算のため、各新しい受信されたコードワードチップセットが相関器にクロック入力されるように、フィードバックタップを再生成する必要がない。このことは、合成されたタップパスの機能がルックアップテーブルに格納されることを可能にさせ、この重み係数は上述のようにコードワードトレーニングシーケンス間に定義される。
【0047】
合成されたポストカーソルエコーを受信コードワードから差し引くために、受信信号パスのコードワード相関器1320のN出力1321−1、...、1321−Nは、エクパンダユニット1350によって複数個のK相関器出力ライン1351−1、...、1351−Kに拡張され、これらはそれぞれ256コードワードの組み合わせ(潜在的である4直角位相(0°、90°、180°、270°)の各毎に64コードワード)に関連する。エクスパンダユニット1350は、受信信号パスのコードワード相関器1320のN出力1321−1、...、1321−Nのそれぞれの複素数を調べ、各コードワードの4相回転(+1、+j、−1、−j)を識別する。
【0048】
4つエクスパンダ出力ライン1351−1〜1351−4の各セットによって示されるように、各コードワードの4相回転出力(+1、+j、−1、−j)は、差動コンバイナ1360−1〜1360−4のセットの第1入力(+)に接続される。これら差動コンバイナは、合成されたタップパスの複素数の相関値を受けるために接続される第2入力1362を有し、これらの値はルックアップテーブルメモリに格納されている。上述のように、このことは、各新しく受信されるコードワードチップセットが相関器の中でクロック入力されるように、フィードバックチップを再生成する必要性を省く。差動コンバイナ1360−1〜1360−Kの出力1363は、ピーク検出器1380に接続され、この検出器は、最大の実数出力を実際の送信信号として選択する。
【0049】
前述の説明から理解されるように、比較的短いコードワード長を有した直接拡散スペクトル信号上で、屋内WLANマルチパスアプリケーションに用いられた従来のRAKE受信器の性能は、受信器のチャンルマッチドフィルタおよびコードワード相関器を介しての信号処理パスにおいて、決定フィードバック等化器構造を組み込むことによって実質的に向上され得る。決定フィードバック等化器は、インターコードワード干渉またはコードワード間の「ブリーダオーバ」、およびイントラコードワードチップ干渉(ICI)または各コードワードのチップ内のエネルギーのスメアリングの両方をキャンセルするのに役に立つ。
【0050】
図14は、図13の下流側の実現においてさらに一般化された実施形態である。受信信号パス1401は、受信信号パス1301と類似しているが、これは受信パスコードワード相関器1420に接続される。コードワード相関器1420は、コードワード相関器1320と同様の方法で、受信信号とNの可能性のあるコードワードのそれぞれを相関をとり、そして1421−1〜1421−Nに示されるようなN出力を生成する。しかしなお、コードワード相関器1420は、高速ウォルシュ(アドマール)構造として実現される必要はなく、その代わり通信に用いられる特定の波形(複数)に依存する任意な所望の構造として実現されても良い。さらに、Nは64、256などの任意の正の整数であっても良い。コードワード相関器1420のN出力は、N個の差動コンバイナ1460−1〜1460−Nの対応する正または非反転の入力に供給され、そしてこれらは、差動コンバイナ1360−1〜1460−Nと機能上、類似している。
【0051】
CW−1〜CW−Nで示すように、Nコードワードチップセットはそれぞれ、N個のFIR(有限インパルス応答)フィルタフィードバックタップセット1440−1〜1440−Nのそれぞれに提供され、そしてこれらのタップセットは、FIRフィルタフィードバックタップセット1340−1〜1340−Nと同様の方法で構成される。FIRフィルタフィードバックタップセット1440のそれぞれは、各コードワードチップセット用のマルチパスチャネルのインパルス応答を合成するように動作し、そのコードワードチップセットのポストカーソルマルチパスエコーを生成する。以前のように、受信信号ための処理パスおよびフィードバックタップとの差動結合のため、各新しく受信されたコードワードチップセットが相関器にクロック入力されるようにフィードバックタップを再生成する必要がない。示されるように、合成されたタップパスの機能はプログラム可能なルックアップテーブル(LUT)1403に格納され、このテーブルは、前述したようにコードワードのトレーニングシーケンスの間に定義された重み付き係数を格納する。このように、LUT103は、長期にわたって精度を維持するために周期的トレーニングシーケンスの後に再プログラムされ得る。
【0052】
FIRフィルタフィードバックタップセット1440−1〜1440−Nの出力はそれぞれ、Nの合成されたタップコードワード相関器1430−1〜1430−Nのそれぞれに供給される。各コードワード相関器1430は、各FIRフィルタフィードバックタップセット1440の出力と対応するコードワードを比較し、対応するコードワードに対する推定されたコードワードエラー信号を生成する。各コードワードCW−1〜CW−Nに対する推定されたコードワードエラー信号は、差動コンバイナ1360の対応するひとつの負または反転入力に供給される。差動コンバイナ1460−1〜1460−Nの出力は、ピーク検出器1480に接続され、この検出器は、スピーク検出器1380と同様の方法で、最大の実数の出力を実際の送信コードワードとして選択する。
【0053】
本発明に従って数種の実施形態を示して説明してきたが、同種のものがこれらに制限されてないが、当業者に既知の数多い変更と変形され易いことが理解され、そしてそれ故に、本明細書に示されてかつ説明された詳細に限定することを所望せず、むしろ通常の当業者に明白なすべての変更および変形を網羅することを意図する。
【図面の簡単な説明】
【0054】
【図1】図1は、屋内WLANシステムのマルチパス歪みに関連するパワー減衰プロフィールを示す。
【図2】図2は、送信サイトと受信サイトとの間に複数の反射板を有する屋内WLANシステムの削減された複雑性の例を図示する。
【図3】図3は、従来のRAKE受信器を図示する。
【図4】図4は、図3のRAKE受信器を示し、チャネルマッチドフィルタ(コヒーレントマルチパスコンバイナ)およびコードワード相関器によって実行される演算順序が逆になっている。
【図5】図5は、パルチパスのWLANチャネルをわたって送信されたチップ長が制限されたコードワードの系列の一部分を示す。
【図6】図6は、コヒーレントマルチパスフィルタおよびコードワード相関器を介しての、信号処理パスに組み込まれた決定フィードバック等化器を有するRAKE受信器を図示する。
【図7】図7は、決定フィードバック等化器を図示する。
【図8】図8は、図7の決定フィードバック等化器構造を含む、図6のRAKE受信器を示す。
【図9】図9は、マルチパスインパルス応答特性を示す。
【図10】図10は、マルチパスベースのインターコードワード干渉(ISI)をキャンセルするための、DFE組み込み信号処理アーキテクチャを図示する。
【図11】図11は、RAKE受信器の従来のコードワード相関器を図示する。
【図12】図12は、コードワード相関器の上流のポストカーソルマルチパス歪みを取り除くための信号処理アーキテクチャを図示する。
【図13】図13は、コードワード相関器の下流のポストカーソルマルチパス歪みを取り除くための信号処理アーキテクチャを図示する。
【図14】図14は、図13の信号処理アーキテクチャのより一般化された実施形態を図示する。
【0001】
(関連出願)
本発明は、「Rake Reciever With Embedded Decision Feedback Equalizer」と称され、1999年6月29日に出願された米国特許出願第09/342,583号の一部継続出願のもので、これは、本明細書で全体において参考として援用される。
【0002】
(発明の分野)
本明細書は概して、無線通信システムに関するもので、これは、無線ローカルエリアネットワーク(WLAN)などに限定されるのではなく、特に新規でかつ改善されたRAKE受信器に関し、この受信器は、組み込み決定フィードバック等化器(DFE)を含み、この等化器は、サーマルノイズに対するロバスト性を失うことなく、(屋内WLAN)マルチパス歪みの影響に対する受信器の許容能力を向上させる。
【背景技術】
【0003】
(発明の背景)
より高速(より高速のデータレート)の無線通信製品に対する継続要求は、現在、IEEE802.11委員会に多数の提案の内の課題であり、この課題は、スペクトル2.4GHz部分の新規格の使用を含み、そしてFCCパート15.247は、これが拡散スペクトル技術を使用してインプリメントされ得るように要求しており、この技術は、イントラパケットのデータレートが10Mbpsのイーサネット(登録商標)速度を越えることを可能にさせる。この802.11規格は現在、たった1、2Mpbsのデータレートをカバーしているに過ぎず、周波数ホッピング(FH)または直接(DS)拡散スペクトラム(SS)技術のいずれかを用いる。拡散スペクトラム信号処理におけるFCC要求条件は、本来のSS特質を利用することであり、この特質は、平均伝送電力スペクトル密度をより低下させることおよびスペクトル冗長度を活用する受信器技術によって、この信号を不用意の干渉に対してよりさらにロバストにさせ、これによって、マルチパス歪みで生成される自己干渉を克服する。
【0004】
図2で示される削減された複雑さの例などの、屋内WLANシステム内のマルチパス歪みによる、送信された電力遅延プロファイル(PDF)10は、図1に示すように、大きく指数的減衰するレイリーフェージング特性を示す。この挙動を駆動する屋内送信環境の物理的局面は、建屋内の比較的大きい数のリフレクタ(例えば、壁)、例えば、送信サイト14と受信サイト15間のノード12およびノード13などと、t1、t2、およびt3のそれぞれ(対数的に弱くなるエネルギーを含む)到着遅延時間伝播パスに関連する伝播損失である。
【0005】
この信号の電力遅延プロファイルは、時間に対する発散電力に関しての平均信号電力の変動分である。信号の平均電力レベルは、対応するレイリーコンポーネントの分散を確立させる。指数的減衰マルチパス影響の原理的局面は、信号伝播遅延t1が伝送距離に比例するという事実に基づき、この結果、平均的に見て、最大強度の送信パス(含まれる最小障害)は、信号が受信器に到着するのに最も早い。所定の確率事象において、送信器サイト14から受信器サイト15への直接または視野方向パスで、到着する最初のものは、減衰メデイア(一つ以上の建屋の壁など)に出くわし得、一方、高反射率表面で反射し、非減衰メデイアに出くわす最後に到達する信号は、最初に到達する信号よりより大きいチャネルインパルス応答(CIR)を有しうる。しかしながら、平均的に、このような事象は、CIRピークに従うエコー信号の数と比較して2、3しかない。
【0006】
実際の用途に関して、マルチパスチャネルの遅延拡散の2乗平均の平方根(RMS)は、小さなオフィスおよびホームオフィス環境(SOHO)では20〜50nsec、商業環境では50〜100nsec、そして工場環境では100〜200nsecの範囲であり得る。指数関数的フェージングチャネルに対して、この(指数関数的)遅延定数は拡散RMS遅延と等しい。比較的狭い信号帯域幅(1MHz未満)において、マルチパスによるフェージングは、大抵「平坦」である。しかし、1MHzより大きい帯域幅、例えば、上述の基準の高速データレート10Mbpsを得るための直接拡散スペクトラム(DSSS)システムで要求される10MHzの帯域幅で、フェージングは、周波数に対して選択的であり、マルチパスの信頼性のある通信に対し厳しい障害を作ることになる。従って、WLANの環境内のパルチパス歪みは、ISM帯域において深刻な伝播損失を生じさせ得る。
【0007】
この深刻な周波数選択性歪み問題を克服する好適なメカニズムは、通常「RAKE」受信器として呼ばれるチャネルマッチド(channel−matched)相関受信器である。成功したRAKE受信器動作において、情報帯域幅より大きい送信帯域幅を有するDSSS構造を用いることが必要である。DSSS信号構造において、各コードワード(codeword)は、PNコードの「チップス(chips)」の系列から形成されている。ここでは、用語「シンボル(symbol)」ではなく、「コードワード」が用いられ、「チップス」とコードワード間の混乱を避けている。DSSSチップは、QPSKなどの比較的簡素な変調方式を用いて送信され得、そしてコードワードチップスは署名シーケンスのように固定され得るかまたは、それらは疑似ランダムであり得る。
【0008】
さらに、コードワードの位相変調は、情報を搬送するのに用いられ得る。すなわち、コードワード毎の情報の追加ビットを知らせるために、コードワードは位相においてシフトされ得る。例えば、二つの追加ビットは、直交性(90度)の位相シフト増分(0°、90°、180°そして270°)を供給するために用いられ得る。コードワードのチップスは、マルチコードワードのセットから選択され得、ただし、Mビットはマルチコードワードを作っているNコードワードから特定コードワードを選択する。このスキームの例は、コードワードセットのためのウォルシュまたはアダマールコードの利用である。上述の基準2.4GHzスペクトラムに対して、IEEE802.11規格委員会は8ビットのエンコーダ方式を提案をし、この方式において6ビットは、N=64のマルチチップのコードワードのなかの一つを選択し、そして残りの2ビットは選択されたコードワードの4個の可能性のある位相(直交)の一つを定義する。
【0009】
図3で略図的に示されるように、チャネルマッチド相関またはRAKE受信器において、受信された(拡散の)信号はコードワード相関器31に結合され、この出力(到着時刻パルス32−1、32−2、32−3の系列として示される)はコヒーレントのマルチパスのコンバイナ33に付与される。コードワード相関器31は、複数のコレクタを含む。コレクタの各々は、複数のコードワードセットのうちのコードワードの個々の異なる1つを検出するように構成される。コヒーレントのマルチパスのコンバイナはチャネルマッチドフィルタとして容易に確立され得る(このフィルタタップはデータ送信セッションの開始前に訓練プリアンブルの手段によって確立される)。コヒーレントのマルチパスのコンバイナ33の出力はピークまたは最大値検出器35に結合され、この検出器はコヒーレントのマルチパスのコンバイナで生成された最大出力を送信コードワードとして選択する。RAKE受信器は線形システムであるため、チャネルマッチドフィルタ(コヒーレントのマルチパスのコンバイナ)33およびコードワード相関器31によって実行される動作順序は、図4に示されるように、逆でも良くて、ここでチャネルマッチドフィルタ33はコードワード相関器31の上流側にインストールされる。
【0010】
RAKE受信器は充分に良好に作動する。これは、エコーをプラスしたマルチパスの受信信号をコヒーレント的に混合させて単一のコンポジット信号にするからである。コードワードセットを構成するコードワードの適切な選択によって、このエコーがコードワード相関の間に効率的に除去され得る。理想的には、このセットの各コードワードは次のプロパティを有し、すなわち、1−インパルス自己相関関数、2−コードワードが、セットの他のすべてのコードワードと相互に直交(零の相互相関関数を有する)し、3−コードワードは、拡散マルチパスに関して長く、そして4−コードワードは、セットの他のNコードワードのそれぞれと同じエネルギーを有する。
【0011】
プロパティ2および4が欠如している場合、RAKE受信器は、直交基礎を確立させ、丁度直交振幅変調(受信器複雑課題)のように、この不平衡を処理しなければならない。さらに、コードワードは、コードワードがインパルス的で零相互相関関数を有する限り、拡散マルチパスに対して長くなる必要がない(すなわち、内部コードワードまたは内部シンボルの干渉(ISI))がない。内部チップ干渉だけが(インパルスの自己相関プロパティが存在しない場合)受信エネルギーに影響を与える。最適なRAKE受信器は、コードワード相関器の出力に直交性を与え、そしてすべての相関器の出力を観察することによって決定を行うが、理想的なRAKEは存在しない。インパルス自己相関関数および零の相互相関関数を有するコードワードを発生させることは、実質的に不可能であるからでる。
【0012】
さらに、厳格なマルチパスにおいて、内部コードワード干渉による劣化を最小にするために、(例えば、軍事アプリケーションに用いられるように、64、128、256またはこれ以上のオーダで)コードワード長は非常に大きくなければならない。しかし、商業環境において、コードワード毎のチップ数は有用データ帯域幅を最大するために制限されなければならない。コードワードのブリードオーバの程度は、コードワード毎のチップ数が減ると増えるので、非常に小さいコードワードチップ密度は、多数のコードワードにまたがって、コードワードのエネルギーのブリードオーバ/リーケージを生じせる。従って、問題は、このような理想的なコードワード以下のものを用いて、RAKE受信器の出力の信号対ノイズ比を最適化する方法である。
【発明の開示】
【課題を解決するための手段】
【0013】
(発明の要旨)
本発明によると、本課題は、受信器チャネルマッチドフィルタとコードワード相関器を介する信号処理経路に組み込まれたチップベースの決定フィードバック等化器(DFE)を含む、向上されたRAKE受信器アーキテクチャによって首尾良く処理される。この決定フィードバック等化器は、2タイプの歪みを縮小するかまたはキャンセルするのに役に立ち、この歪みは、制限されたチップ長コードワードが送信中のマルチパスチャネルで畳み込まれるので、この制限されたチップ長コードワードに起因する。
【0014】
第1の歪みは、「ブリーデイング(bleeding)」または各コードワードCWiと別のコードワードCWi+jのエネルギーの漏れである。第2の歪みの形態は、各コードワードのチップ内のエネルギーの「スメアリング(smearing)」である。
【0015】
決定フィードバック等化器は、WLANにおける屋内マルチパス歪みを克服するために特に適切である。この種のマルチパス歪みは、最大強度のコンポーネントが殆ど常に最初に到着し、一方最小強度のコンポーネントが最後に到達するように、主に最小位相であるからである。従って、大抵のマルチパス歪みは、チャネルインパルス応答において、減衰する「テイル(tail)」として現われる。さらに、DFEのフィードバックタップは、理想的には最小位相マルチパス歪みを打破するために働き、一方、フィードフォードタップは最大位相コンポーネントを克服する。この結果、屋内マルチパス克服用のDFEは、ほんの2,3のフィードフォワードタップしか必要とせず、大抵の処理はフィードバックタップで実行される。ベースバンドにおけるDFEフィードフォワードの実現は、完全な複素数乗算を必要するが、QPSK要素が使用されている場合、フィードバックタップはただ複素数の加算と減算を必要とするため、実現上の複雑性は重要な問題でなない。
【0016】
DFEをRAKE受信器に組み込むことは、簡単に屋内マルチパスを克服するが、それはチップを決定し、それ故、比較的高SNRを必要とする。フィードバックタップは、長い減衰マルチパスエコーテイルを除去し、多数のコードワードを広げることができ、この結果、インターチップスメアリングおよびインターコードワードブリードオーバをキャンセルする。コードワード相関器は、コードワードのソフト決定チップをコヒーレント的に結合することによって信号対ノイズ比を改善する。DFEチップ決定エラーがなされても、コードワード相関器はなお、すべてのコードワードのチップをコヒーレント的に結合することによって修正決定を行い得る。
【0017】
より低い信号対ノイズ比において、決定フィードバック等化器におけるエラー伝播は、チップエラーをバースト的に生じさせる。等化器のタップ係数の設定のソフトチップ決定が正しくない場合、DFEタップ重み係数特性は直ちに性能低下し、マルチパス歪み補正を妨げる。低SNRを処理するために、すべての受信コードワードチップは、ハード決定を行う前に調べられる。これは、送信され得るコードワードのそれぞれに対して、DFEベースの相関検出の統計的性質を発生させることによって達成される。送信される可能性のあるコードワードの検出統計的性質は、コードワードが実際送信されたという想定でもって、コードワードチップのフィードバック等化を行うことによって発生される。
【0018】
インターコードワード干渉をキャンセルするDFE組み込み信号処理アーキテクチャは、コードワード相関器を「包み込み」得る。このようなアーキテクチャでは、チャネルマッチドフィルタは、チャネルインパルス応答を推定することによって生成されるポストカーソル(post−cursol)の代表エコーと差動的に結合される。この結果は、「整理された」コピーの受信コードワードであり、そしてこれはRAKE受信コードワード相関器に接続される。相関器出力は、コードワード決定オペレータに接続され、このオペレータは、何のコードワードが実際送られたかについての決定のために、受信コードワードのすべてのチップを調べる。このコードワード決定は、送信されたコードワードのチップ内容および位相情報のレプリカを合成するために用いられる。合成されたコードワードは、次いで、FIRフィルタにインプリメントされた推定のチャネルインパルス応答で畳み込まれて、チャネルマッチドフィルタによって受信された信号のポストカーソルエコーの代表を生成する。
【0019】
各コードワードのチップ内のエネルギーのイントラコードワードのチップのスミアリングをキャンセルするために、各個別のコードワード相関器を介しての信号処理ブランチは、各受信されたコードワードを作り上げるすべてのチップ内容と、コードワード関連のDFEフィードバックタップの異なったセットの各ひとつとを差動的に結合するように構成され、このコードワード関連のDFEフィードバックタップは、送信器からマルチパスチャネルを介しての送信過程おける特定コードワードによって実績をつんだ、ポストカーソルマルチパス歪みエコーを表す。このポストカーソルマルチパス歪みエコーはコードワード相関器の上流かまたは下流のいずれかで取り除かれ得る。
【0020】
上流側のインプリメンテーションにおいて、各連続して受信されたコードワードのチップセットは、複数のコードワード相関器の統計的ブランチに接続され、それぞれは、異なるコードワードに関連する。8ビットフィールドを用いての制限のない例において、K=256のコードワードの組み合わせ(22=4の可能性ある直交位相(0°、90°、180°、270°)の一つにエンコードされた各QPSKごとにおいて、26=64コードワードから成る)が存在する。各コードワード相関器ブランチにおいて、受信信号パスは、FIRフィルタフィードバックタップセットの出力と差動的に結合され、これは各コードワードチップセット(例えば、本例ではコードワード毎に8チップから成る)のためのマルチチャネルインパルス応答を合成し、これにより、このコードワードチップセットのためのポストカーソルのマルチパスエコーの代表を生成する。受信したコードワードから合成されたポストカーソルマルチパスを差し引くことによって、関連するブランチコードワード相関器への入力は、効率的に「整理された」バージョンの受信コードワードチップセットであり、この受信コードワードチップセットからマルチパスベースのチップスメアリングが除去される。各コードワード相関器の出力は、最大出力を送信コードワードとして選択するピーク検出器に接続される。
【0021】
マルチパスチャネルインパルス応答を合成する、さらに計算上効率的なスキームは、各コードワード相関器の下流の受信信号から各FIRフィードバックフィルタタップステージを差し引くことによって実現され得る。複雑さを減らすために、コードワード相関器は高速ウォルシュ(アダマール)構造として実現され得る。受信信号ための処理パスとフィードバックタップの作動結合は、ポスト相関演算であるため、各新しく受信コードワードチップセットは相関器の中にクロック入力されるように、フィードバックタップを再生する必要がない。このことは、合成されるタップパスの機能がルックアップテーブルに格納されることを可能にすることによってインプリメンテーション上の複雑性を削減する。
【0022】
(詳細な説明)
本発明の、新規で改良された組み込みDFE RAKE受信器アーキテクチャを詳細に説明する前に、本発明の受信器のアーキテクチャは、従来のデジタル通信回路の変調構成部に主に常駐し、関連のデジタル信号処理コンポーネントおよびそのための付属の管理制御回路はこの回路およびコンポーネントの動作を制御することが理解されるべきである。本発明は、コンプリメンタリなコードを含め、任意のコードワード変調の直接拡散スペクトラム(DSSS)に応用され得ることがまた、理解され得る。無線通信機器の既存のプリント回路カードへの収納を容易にする、実際のインプメンテーションにおいて、本発明は、インプリメントされるフィールドプログラマブルゲートアレイ(FPGA)、または専用用途向け集積回路(ASIC)チップセットのように簡単にインプリメントされ得る。
【0023】
結果として、このような回路およびコンポーネントの配置の構成および他の通信機器とインタフェースされる方法は、多くの部分において、理解し易いブロック図によって図示され、これらのブロック図は、ただ本発明の核心に触れるところを詳細に示し、これにより、本明細書の利益を持ちつつ、当業者には容易に明瞭な詳細の説明でもって、この開示を不明瞭にしていない。このようにして、ブロック図の図解は、従来の機能グループにおいて、本発明の主なコンポーネントを示すように主に意図され、これによって、本発明は、さらに容易に理解され得る。
【0024】
本発明のDFE強化RAKE受信器によって、提供される改善を理解するために、初めに、本発明によって克服される、制限されたチップ長の直接拡散スペクトラムのコードワードの歪み影響を調べることが有用である。
【0025】
図5は、制限されたチップ長の直接拡散スペクトラムのコードワード(CW)の系列の一部分の、...、50−1、50−2、50−3、...、であり、これらはマルチパスWLANのチャネルを介して送信される。送信の間、チップはチャンネルと畳み込みされ、二種のタイプの歪みを生じさせる。これらは、インタコードワードのブリードオーバ(bleed−over)およびイントラコードワードのチップスミアリング(smearing)である。前者の影響は、51で示されるように、他のコードワードCWi+jとともに各コードワードCWiのエネルギーの「ブリーディング(bleeding)」である。歪みの第ニの形態は、各コードワードのチップ内のエネルギーの「スミアリング」である。
【0026】
この問題に対するソリューションは、図6で示されるように、RAKE受信器を改変することであり、これは、チップベースの決定フィードバック等化器(DFE)36をコヒーレントなマルチパスコンバイナ(チャネルマッチドフィルタ)33とコードワード相関器31との間の信号処理パスにインストールすることによって行われる。決定フィードバック等化器の基本構成は、複数のフィードフォワードのタップ71を含む、マルチ遅延ラインの構成された有限インパルス応答(FIR)のフィルタ構造を含むものとして図7では示され、これを介しての信号伝達パスは、差動のコンバイナ73の第1に入力72に結合され、この差動のコンバイナは、セットのフィードバックタップ75の出力受けるために結合される第2の入力74を有する。差動コンバイナ73の出力は、決定ユニット76に結合され、このユニットの出力はフィードバックタップ75に結合される。図8は、図6のRAKE受信器を図示し、これは、図7の決定フィードバック等化器の構造を組み込んでいる。この信号処理アーキテクチャは、ソフトでかつ等化されたチップレベルがコードワード相関器31に供給される前に、チップをDFE等化を行うために動作する。効率的な信号処理のために、チャネルマッチドフィルタ33およびDFEのフロントエンドのフィードフォワードタップ部分71が、点線77で示されるように、「白色化された」マッチドフイルタとして混合した構造でインプリメントされ得る。
【0027】
決定フィードバック等化器が屋内マルチパスを克服するのに特に適するには二つ原理的理由が存在する。第一に、マルチパス歪みは、主に最小位相であり、最も強い信号コンポネントはまず到着し、一方、より弱いコンポーネントは最後に到達するからである。以前に、図1の指数関数的パワー減衰特性を参考に説明したように、より遅く到達する(マルチパス)コンポーネントは比較的弱くなる傾向があり、この結果、大抵のマルチパス歪みはチャネルインパルス応答の減衰する「テイル(tail)」として現われる。
【0028】
第二に、DFEのフィードバックタップは、最小位相マルチパスコンポーネントを克服するように理想的に機能し、一方、フィードフォワードタップは最大位相コンポーネントを克服する。結果として、屋内マルチパスを克服するDFEは、フィードバックタップで大抵の処理が実行され、ほんの2、3のフィードフォワードタップを必要とするだけである。ベースバンドおいてDFEのフィードフォワードタップをインプリメントすることは完全な複素乗算の使用を必要とし、一方、実際の応用に対して、QPSK要素が使用される場合、フィードバックタップは、ただ複素数の加算および減算を必要とするすだけのため、フィードバックタップによるインプリメンテェションを支配的に用いることが好ましい。
【0029】
図9は、最も大きいインパルス応答のコンポネントのマルチパスインパルス応答特性90を示す。通常、DFEの決定ユニットは、インパルス応答のピーク91を中心とされ、なぜならば、これは最も大きい信号雑音比を有する単一のコンポネントであるからである。フィードバックタップは、ピーク91に続く「テイル(tail)」92を差し引き、一方、フィードフォワードタップは、ピークの前にあるフロントエンドのインパルスコンポネント93をキャンセルする。言い換えると、従来のDFEでは、(内部シンボル)干渉をキャンセルすることはインパルスのピーク以外のエネルギーを零に強制的にすることを含む。フィードバックタップだけが用いられた場合、等化の間ノイズ増幅は存在せず、上述のように複素数の乗算が必要とされない。図1で見られ得るように、これは殆ど屋内無線チャネルのケースである。
【0030】
さて、RAKE受信器への決定フィードバック等化器の組み込みは屋内マルチパスを克服するための特に有用なメカニズムであるが、これは1チップにおいて決定を行い、これには演算が成功するには比較的高いSNR(例えば、10dB以上)を必要とする。このDFEフィードバックタップ75は、長いマルチ減衰テイル92を除去し、多数のワードコードに拡張し得、これによって、上で参照したように、インターチップのスメアリング(smearing)およびインターコードワードのブリードオーバ(bleeedover)のためにキャンセルする。コードワード相関器31は、コードワードのソフト決定チップをコヒーレント的に結合することによってSNR向上を提供する。DFEチップ決定エラーがなされても、コードワード相関器はなお、コードワードのチップのすべてをコヒーレント的に結合することによって正しい決定を行うことができる。
【0031】
しかしながら、より低い信号ノイズ比において、決定フィードバック等化器のエラー伝播は、チップエラーをバースト的に生じさせる。タップ係数の設定に対するソフト決定が正しくない場合、この全体のDFEのタップ重み付き特性は、直ちに誤りとなり、マルチパス歪み補正を妨げることになる。すなわち、ノイズレベルが増加すると、コードワード決定は、チップ決定が動かなくなった直後に、通常動かなくなる。
【0032】
この低SNR問題を改善するために、受信したコードワードチップの全てが、ハード(hard)決定を行う前に調べられる。これは、送信され得る(各チップとは異なる)各コードワードに対して,DFEベースの検出統計量を生成することによって達成される。所定の潜在的に送信され得る(「試験的(trial)」)コードワードに対する検出統計量は、目標のコードワードが実際に送信されたという先行の想定で、コードワードチップのフィードバックの等化を行うことによって生成される。
【0033】
上述で指摘したように、送信の間に、コードワードはチャネルを畳み込み、2種の歪みを生成する。すなわち、インターコードワード干渉またはコードワード間の「ブリードオーバ(bleedover)(すなわち、インターシンボル干渉(ISI))、およびイントラコーダワードのチップ干渉(ICI)または各コードワードCWiのチップ内のエネルギーのスメアリングである。ISIの程度は、コードワード毎のチップ数およびマルチパス歪み程度に関係する。軍用のアプリケーションで用いられるDSSSメカニズムに対して、ここにおいてチップ数(例えば、およそ64、128、256、またはこれ以上)は通常大きいが、コードワードブリーダオーバは比較的重要ではない。しかしながら、上述で指摘されたように、商業環境では、コードワード毎のチップ数は、データ帯域幅の利用度を最大にするために、かなり制限される(例えば、ただのコードワード毎に8チップ)。コードワードのチップ数が減るとコードワードのブリードオーバの程度が増えるので、マルチパスが重要な場合、非常に小さなコードワードチップ密度は、直下に継続するコードワードの境界のみならず、多数のコードワードを横切ってのブリーダオーバを生じさせる。
【0034】
このようなインターコードワード干渉(ISI)をキャンセルするDFE組み込み信号処理アーキテクチャは、コードワード相関器を「取り巻く(wrapped around)」ように図10おいてブロック的に示される。この目的のために、チャネルマッチドフィルタ33のは、差動コンバイナ102の第1の入力101に結合され、そしてこのコンバイナは、チャネルインパルス応答を推定することによって作られるポストカーソル(post−cursor)な代表エコーを受けるために結合される第2の入力103を有する。差動コンバイナ102の出力104は、これは受信されたコードワードの「整理された(cleaned−up)」コピーを表しているが、この出力はコードワード相関器31に結合され、その出力はコードワード決定オペレータ105に供給される。このコードワード決定オペレータ105は、個々のチップではなく、受信されたコードワードのMチップのすべてを調べて、実際に送信されたコードワードが何であるかの決定を行う。
【0035】
オペレータ105によって導出されたコードワードが与えられると、決定された元の送信コードワードのチップ内容および位相情報のレプリカは、次いで、送信コードワードシンセサイザ106で合成される。次いで、この合成されたコードワードは、FIRフィルタ107おいて実現された、推定チャネルインパルス応答と畳み込まれ、これによりチャネルマッチドフィルタ33によって受信された信号のポストカーソルマルチパスエコーの代表を生成する。このポストカーソルのエコーを差動コンバイナ102に供給することにより、チャネルマッチドフィルタ33の出力における全体のISI影響が、コードワードプロセッサ31への入力から効率的にキャンセルされる。なお、FIRフィルタ107において実現されたチャネルインパルス応答の推定は、(コードワード)長さ制限を受けていない。すなわち、この出力は、1つまたは複数のコードワード境界を横切ろうとも、チャネルマッチドフィルタ33によって受信された信号のポストカーソルマルチパスエコーの全体を覆っている。さらに、効率的な信号処理のために、チャネルマッチドフィルタおよびDFEのフィードフォワードタップセクションは、前述のように、「白色の」マッチドフィルタとしてインプリメントされても良い。
【0036】
各コードワードCWiのチップ内のエネルギーのイントラコードワードのチップスメアリングをキャンセルするDFE組み込み信号処理アーキテクチャについて、これから図11−13を参照して記述する。図11に示されるように、RAKE受信器における従来のコードワード相関器31は、複数の31−1〜31−Nを有し、これらのそれぞれは、個々の異なるコードワードチップセットを検出する。8ビットフィールドの本発明の例は、256のコードワードに組み合わせ(22=4の可能性の直交位相(0°、90°、180°、270°)の各1つ毎に26=64コードワードから成る)を定義する。本発明の各コードワードは8チップから成り立っているので、全体で48=64Kのチップ組み合わせの可能性があり、この組み合わせから64コードワードチップ組み合わせが選択され得る。
【0037】
通信アプリケーション(屋内WLAN)の属性を基にした先の条件セットを用い、および相関器の複雑さの削減の実現を容易することで、可能性のあるチップ組み合わせの初期の大きな数を経験的に減少し得、この結果、前述したウォルシュまたはアダマール構造などの規定されたチップセットを有するコードワードだけにする。このような選択基準が、実際面から満足され得ても、選択されたチップのコードワードのすべてが理想的なプロパティ(特に上述した好適な自己相関および相互相関プロパティ)を有せず、この結果、マルチパスベースのチップスメアリングがなくても、相関器出力は理想のインパルス/ゼロ特性を示さない。したがって、理想チップセットより小さいチップセットのマルチパス歪みおよびこの結果の各チップの非常に低い信号ノイズ比により、ある種の形態のチップ歪み補正無しで、1つのコードワードの相関器より多い出力が実質的に区別できないことが予想され得る。
【0038】
このチップスメアリング問題を打破し、コードワードの検出統計的性質を改善するために、本発明の各個別のコードワード相関器を介しての信号処理ブランチが、各個別の異なるセットのコードワード関連のDFEフィードバックタップで各受信コードワードを作るすべてのチップの内容を差分的に結合するように構成され、このフィードバックタップは、送信器からマルチパスを通っての送信経路での特定コードワードによって実績を積んだポストカーソルのマルチパス歪みエコーを表している。各受信コードワードのチップをまとめて処理することは、この受信信号のSNRを6dB向上させるのに役立ち、そして各コードワード相関器ブランチの検出の統計的性質の精度の改善を可能にさせる。コードワード相関器の上流および下流の相関器出力からポストカーソルのマルチパス歪みを減算する、または、除去するための各実施形態は、図12および図13にブロック的に示される。
【0039】
図12の上流のインプリメンテーションにおいて、連続して受信されるチップセット(サーマルノイズを含む)の受信信号パス1201は、複数Kのコードワード相関器の統計的ブランチ1201−1、...、1203−Kに接続されるものとして示され、これらのそれぞれは、Kコードワード組み合わせの個別の異なったものに関連している。上述したように、8ビットフィールドを用いる現在の例において、K=256の(22=4の可能性の直交位相(0°、90°、180°、270°)の各1つ毎に26=64コードワードから成る)コードワード組み合わせが存在する。
【0040】
各コードワード相関器ブランチは、差動コンバイナ1210を含み、この第1(+)入力1211に受信信号パスが接続され、そして第2の(−)入力1212は各FIRフィルタタップセット1220の出力を受けるために接続される。各受信したコードワードチップセットはコードワード相関器においてシフトされて、各FIRフィルタフィードバックのタップセット1220は、各コードワードのチップセット(例えば、本発明の例ではコードワード毎に8チップで成り立っている)のマルチパスのチャネルインパルス応答を合成するのに機能し、この結果、このコードワードのチップセットの代表のポストカーソルのマルチパスのエコーを生成する。
【0041】
各コードワードフィードバックのタップセット1220の重み係数は、上述のトレーニングのインターバルで確立され得る。合成されたポストカーソルのマルチパスのエコーを受信コードワードから差し引くことによって、関連のブランチコードワード相関器1230への入力(この信号は差動コンバイナ1220の出力1223に接続されている)は、実質的に「整理した」バージョンの、マルチパスベースのチップスメアリングさが除去された受信コードワードチップセットである。前述したように、相関器の統計的ブランチ1203−1、...、1203−Kの各コードワード相関器1230の出力は、ピーク検出器1235に接続され、この検出器は最大出力を送信されたコードワードとして選択する。
【0042】
各チップセットおよび4つの位相コンポネントに関連するKブランチのコードワード相関器を構成するよりもむしろ、図12のコードワード相関器アーキテクチャは、N(本発明の例では、64)のブランチからなり得、これは2段の選択プロセスを実行するように構成されたピーク検出器1235を有し、このプロセスの第1はコードワードを識別するための最大の振幅2乗の実数コンポネントであり、第2はコードワードの4相回転を識別するための複素数である。
【0043】
図12で示されるコードワード相関器の実現において、差動コンバイナが各相関器ブランチの上流端に置かれているものだが、この実現において、各受信コードワードチップセットが処理されるように、各FIRフィルタフィードバックタップセットを繰り返し生成する必要がない。マルチパスチャネルインパルス応答を合成するための、さらに計算する効率的スキームは、図13で示されるように、受信信号パスの内容と各コードワード相関器の下流の各FIRフィードバックフィルタタップ段とを差動的に結合させることにより実現され得る。
【0044】
図13で示される上流の実現において、各統計的性質ブランチ1300の差動コンバイナ1310は、受信パスコードワード相関器1320のそれぞれの下流端に置かれ、このパスコードワード相関器にはこの受信パス1301は接続され、および合成されたタップパスコードワード相関器1330の下流端にも置かれ、これに各FIRフィルタフィードバックタップセット1340の出力が接続される。
【0045】
図12の実施形態のように、相関器アーキテクチャは、複数Kのコードワード相関器の統計的ブランチ1300−1、・・・、1300−Kを含み、これらはK個のコードワード組み合わせの各異なるものに関連する。各コードワード相関器ブランチ内部おいて、受信信号パス1301のためのコードワード相関器1320は、好ましくは、高速ウォルシュ(アダマール)構造として実現され、この構造はN出力1321−1、・・・、1321−Nのセット有し、それぞれが複数のNコードワードに関連する。合成されたタップパスコードワード相関器1330は、各FIRフィルタフィードバックタップセット1340の出力に接続され、これは、図12の実施形態のように、各コードワードのチップセットのためのマルチパスチャネルのインパルス応答を合成するのに動作し、この結果、このコードワードチップセットのポストカーソルのマルチパスエコーの代表を生成する。
【0046】
しかしながら、本実施形態では、受信信号の処理パスとフィードバックタップとの差動的結合は、ポスト相関演算のため、各新しい受信されたコードワードチップセットが相関器にクロック入力されるように、フィードバックタップを再生成する必要がない。このことは、合成されたタップパスの機能がルックアップテーブルに格納されることを可能にさせ、この重み係数は上述のようにコードワードトレーニングシーケンス間に定義される。
【0047】
合成されたポストカーソルエコーを受信コードワードから差し引くために、受信信号パスのコードワード相関器1320のN出力1321−1、...、1321−Nは、エクパンダユニット1350によって複数個のK相関器出力ライン1351−1、...、1351−Kに拡張され、これらはそれぞれ256コードワードの組み合わせ(潜在的である4直角位相(0°、90°、180°、270°)の各毎に64コードワード)に関連する。エクスパンダユニット1350は、受信信号パスのコードワード相関器1320のN出力1321−1、...、1321−Nのそれぞれの複素数を調べ、各コードワードの4相回転(+1、+j、−1、−j)を識別する。
【0048】
4つエクスパンダ出力ライン1351−1〜1351−4の各セットによって示されるように、各コードワードの4相回転出力(+1、+j、−1、−j)は、差動コンバイナ1360−1〜1360−4のセットの第1入力(+)に接続される。これら差動コンバイナは、合成されたタップパスの複素数の相関値を受けるために接続される第2入力1362を有し、これらの値はルックアップテーブルメモリに格納されている。上述のように、このことは、各新しく受信されるコードワードチップセットが相関器の中でクロック入力されるように、フィードバックチップを再生成する必要性を省く。差動コンバイナ1360−1〜1360−Kの出力1363は、ピーク検出器1380に接続され、この検出器は、最大の実数出力を実際の送信信号として選択する。
【0049】
前述の説明から理解されるように、比較的短いコードワード長を有した直接拡散スペクトル信号上で、屋内WLANマルチパスアプリケーションに用いられた従来のRAKE受信器の性能は、受信器のチャンルマッチドフィルタおよびコードワード相関器を介しての信号処理パスにおいて、決定フィードバック等化器構造を組み込むことによって実質的に向上され得る。決定フィードバック等化器は、インターコードワード干渉またはコードワード間の「ブリーダオーバ」、およびイントラコードワードチップ干渉(ICI)または各コードワードのチップ内のエネルギーのスメアリングの両方をキャンセルするのに役に立つ。
【0050】
図14は、図13の下流側の実現においてさらに一般化された実施形態である。受信信号パス1401は、受信信号パス1301と類似しているが、これは受信パスコードワード相関器1420に接続される。コードワード相関器1420は、コードワード相関器1320と同様の方法で、受信信号とNの可能性のあるコードワードのそれぞれを相関をとり、そして1421−1〜1421−Nに示されるようなN出力を生成する。しかしなお、コードワード相関器1420は、高速ウォルシュ(アドマール)構造として実現される必要はなく、その代わり通信に用いられる特定の波形(複数)に依存する任意な所望の構造として実現されても良い。さらに、Nは64、256などの任意の正の整数であっても良い。コードワード相関器1420のN出力は、N個の差動コンバイナ1460−1〜1460−Nの対応する正または非反転の入力に供給され、そしてこれらは、差動コンバイナ1360−1〜1460−Nと機能上、類似している。
【0051】
CW−1〜CW−Nで示すように、Nコードワードチップセットはそれぞれ、N個のFIR(有限インパルス応答)フィルタフィードバックタップセット1440−1〜1440−Nのそれぞれに提供され、そしてこれらのタップセットは、FIRフィルタフィードバックタップセット1340−1〜1340−Nと同様の方法で構成される。FIRフィルタフィードバックタップセット1440のそれぞれは、各コードワードチップセット用のマルチパスチャネルのインパルス応答を合成するように動作し、そのコードワードチップセットのポストカーソルマルチパスエコーを生成する。以前のように、受信信号ための処理パスおよびフィードバックタップとの差動結合のため、各新しく受信されたコードワードチップセットが相関器にクロック入力されるようにフィードバックタップを再生成する必要がない。示されるように、合成されたタップパスの機能はプログラム可能なルックアップテーブル(LUT)1403に格納され、このテーブルは、前述したようにコードワードのトレーニングシーケンスの間に定義された重み付き係数を格納する。このように、LUT103は、長期にわたって精度を維持するために周期的トレーニングシーケンスの後に再プログラムされ得る。
【0052】
FIRフィルタフィードバックタップセット1440−1〜1440−Nの出力はそれぞれ、Nの合成されたタップコードワード相関器1430−1〜1430−Nのそれぞれに供給される。各コードワード相関器1430は、各FIRフィルタフィードバックタップセット1440の出力と対応するコードワードを比較し、対応するコードワードに対する推定されたコードワードエラー信号を生成する。各コードワードCW−1〜CW−Nに対する推定されたコードワードエラー信号は、差動コンバイナ1360の対応するひとつの負または反転入力に供給される。差動コンバイナ1460−1〜1460−Nの出力は、ピーク検出器1480に接続され、この検出器は、スピーク検出器1380と同様の方法で、最大の実数の出力を実際の送信コードワードとして選択する。
【0053】
本発明に従って数種の実施形態を示して説明してきたが、同種のものがこれらに制限されてないが、当業者に既知の数多い変更と変形され易いことが理解され、そしてそれ故に、本明細書に示されてかつ説明された詳細に限定することを所望せず、むしろ通常の当業者に明白なすべての変更および変形を網羅することを意図する。
【図面の簡単な説明】
【0054】
【図1】図1は、屋内WLANシステムのマルチパス歪みに関連するパワー減衰プロフィールを示す。
【図2】図2は、送信サイトと受信サイトとの間に複数の反射板を有する屋内WLANシステムの削減された複雑性の例を図示する。
【図3】図3は、従来のRAKE受信器を図示する。
【図4】図4は、図3のRAKE受信器を示し、チャネルマッチドフィルタ(コヒーレントマルチパスコンバイナ)およびコードワード相関器によって実行される演算順序が逆になっている。
【図5】図5は、パルチパスのWLANチャネルをわたって送信されたチップ長が制限されたコードワードの系列の一部分を示す。
【図6】図6は、コヒーレントマルチパスフィルタおよびコードワード相関器を介しての、信号処理パスに組み込まれた決定フィードバック等化器を有するRAKE受信器を図示する。
【図7】図7は、決定フィードバック等化器を図示する。
【図8】図8は、図7の決定フィードバック等化器構造を含む、図6のRAKE受信器を示す。
【図9】図9は、マルチパスインパルス応答特性を示す。
【図10】図10は、マルチパスベースのインターコードワード干渉(ISI)をキャンセルするための、DFE組み込み信号処理アーキテクチャを図示する。
【図11】図11は、RAKE受信器の従来のコードワード相関器を図示する。
【図12】図12は、コードワード相関器の上流のポストカーソルマルチパス歪みを取り除くための信号処理アーキテクチャを図示する。
【図13】図13は、コードワード相関器の下流のポストカーソルマルチパス歪みを取り除くための信号処理アーキテクチャを図示する。
【図14】図14は、図13の信号処理アーキテクチャのより一般化された実施形態を図示する。
Claims (10)
- マルチパス環境における直接拡散スペクトラム受信器の信号処理アーキテクチャであって、
複数の差動コンバイナであって、各差動コンバイナは、コードワードの第1入力信号を受ける第1入力と第2入力とを有し、そして各差動コンバイナは対応する複数の所定コードワードのひとつに対応する、複数の差動コンバイナと、
複数の有限インパルス応答フィルタであって、各フィルタは、該複数の所定コードワードのひとつに対応し、該複数の差動コンバイナの対応するひとつの該第2入力に接続される出力を有し、そして各有限インパルス応答フィルタは対応するコードワードのチップセットのためのマルチパスチャネルインパルス応答を合成するため動作し、該対応のコードワードのポストカーソルのマルチパスエコーの代表を生成する、複数の有限インパルス応答フィルタと、
複数のコードワード相関器であって、各コードワード相関器は、該複数のコードワードの対応するひとつの対応するチップセットを検出するための該複数の差動コンバイナのそれぞれの出力に接続される、複数のコードワード相関器と、
該複数のコードワード相関器のそれぞれの出力に接続されるピーク検出器と
を含む、信号処理アーキテクチャ。 - 前記有限インパルス応答フィルタのそれぞれは、それぞれのフィルタフィードバックタップセットを含む、請求項2に記載の信号処理アーキテクチャ。
- 前記複数のフィルタフィードバックタップセットのそれぞれはトレーニング期間の間に確立される重み係数を含む、請求項3に記載の信号処理アーキテクチャ。
- 各フィルタフィードバックタップセットに接続され、前記重み係数を格納するルックアップテーブルをさらに含む、請求項4に記載の信号処理アーキテクチャ。
- マルチパス環境における直接拡散スペクトラム受信器の信号処理アーキテクチャであって、
受信信号と複数の所定のコードワードのそれぞれと相関し、かつ対応の複数の相関信号を出力する第1コードワード相関器と、
複数の有限インパルス応答フィルタであって、各フィルタは、該複数の所定のコードワードのひとつに対応し、それぞれが対応するコードワードのチップセットに対するマルチパスチャネルインパルス応答を合成するのに動作し、該対応のコードワードのポストカーソルのマルチパスエコーの代表を生成する、複数の有限インパルス応答フィルタと、
複数の第2コードワード相関器であって、各相関器は、該複数の有限インパルス応答フィルタのそれぞれのひとつの出力に接続され、該複数のコードワードの対応するひとつに対して複数の推定エラー信号の対応するひとつを生成する、複数の第2コードワード相関器と、
複数の差動コンバイナであって、各差動コンバイナは、該複数の相関信号の対応するひとつを受ける第1入力および該複数の推定エラー信号の対応する信号の対応するひとつを受ける第2入力を有する、複数の差動コンバイナと、
該複数の差動コンバイナのそれぞれの出力に接続されるピーク検出器と
を含む、信号処理アーキテクチャ。 - 前記有限インパルス応答フィルタのそれぞれは、それぞれのフィルタフィードバックタップセットを含む、請求項6に記載の信号処理アーキテクチャ。
- 前記複数のフィルタフィードバックタップセットのそれぞれは、トレーニング期間の間に確立される重み係数を含む、請求項7に記載の信号処理アーキテクチャ。
- ルックアップテーブルをさらに含み、該ルックアップテーブルは、各フィルタフィードバックタップセットに接続され、前記重み係数を格納する、請求項8に記載の信号処理アーキテクチャ。
- 前記複数の相関信号を受け、かつ各相関信号に対して直交位相の相関信号のセットを生成するエクスパンダユニットと、
前記複数のコードワードの対応するひとつに対して直交推定エラー信号の対応するセットを生成する前記複数の第2コードワード相関器のそれぞれと、
前記複数の差動コンバイナであって、該複数の差動コンバイナの各々は、直交位相の相関信号の対応するセットおよび直交推定エラー信号の対応するセットを受ける直交コンバイナのセットを含む、複数の差動コンバイナと
をさらに含む、請求項6に記載の信号処理アーキテクチャ。 - 前記第1のコードワード相関器は、高速ウォルシュ変換構造としてインプリメントされる、請求項6に記載の信号処理アーキテクチャ。
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