CN1500314A - 具有嵌入式判决反馈均衡器的耙式接收器 - Google Patents

具有嵌入式判决反馈均衡器的耙式接收器 Download PDF

Info

Publication number
CN1500314A
CN1500314A CNA028073738A CN02807373A CN1500314A CN 1500314 A CN1500314 A CN 1500314A CN A028073738 A CNA028073738 A CN A028073738A CN 02807373 A CN02807373 A CN 02807373A CN 1500314 A CN1500314 A CN 1500314A
Authority
CN
China
Prior art keywords
codeword
code word
signal processing
correlator
signal
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CNA028073738A
Other languages
English (en)
Inventor
M・A・韦伯斯特
M·A·韦伯斯特
纳尔逊
G·R·纳尔逊
哈尔福德
K·W·哈尔福德
安德朗
C·F·安德朗
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Intersil Corp
Intersil Americas LLC
Original Assignee
Intersil Americas LLC
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Intersil Americas LLC filed Critical Intersil Americas LLC
Publication of CN1500314A publication Critical patent/CN1500314A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7097—Interference-related aspects
    • H04B1/7103—Interference-related aspects the interference being multiple access interference
    • H04B1/7105—Joint detection techniques, e.g. linear detectors
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/709—Correlator structure
    • H04B1/7093—Matched filter type
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7097—Interference-related aspects
    • H04B1/711—Interference-related aspects the interference being multi-path interference
    • H04B1/7115—Constructive combining of multi-path signals, i.e. RAKE receivers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
    • H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
    • H04L25/03057—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception with a recursive structure
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/0335—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission
    • H04L2025/03375—Passband transmission
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/0335—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission
    • H04L2025/03375—Passband transmission
    • H04L2025/03401—PSK
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/03433—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by equaliser structure
    • H04L2025/03439—Fixed structures
    • H04L2025/03445—Time domain
    • H04L2025/03471—Tapped delay lines
    • H04L2025/03484—Tapped delay lines time-recursive
    • H04L2025/0349—Tapped delay lines time-recursive as a feedback filter

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)

Abstract

通过在信号处理路径到耙式(RAKE)接收器的信道匹配滤波器与码字相关器上嵌入一判决反馈均衡器结构，如此可增强用于在具有相对短的码字长度的直接序列扩频信号上的室内多路WLAN应用的耙式(RAKE)接收器效能。该判决反馈均衡器用于消除码字间两边的中间码字干扰(ISI)或“溢出”，以及内码字码片干扰(ICI)或个别码字码片内的能量污损。

Description

具有嵌入式判决反馈均衡器的耙式接收器
相关申请
本专利申请为1999年6月29日提出申请，名称为″Rake ReceiverWith Embedded Decision Feedback Equalizer″的美国专利申请第09/342,583号的接续申请，其在此以引用方式并入本文。
技术领域
一般来说本发明与无线通信系统有关，例如但不受限于无线局域网(WLANs)，尤其是直接与新式改良过的耙式(RAKE)接收器有关，该接收器包含一嵌入式判决反馈均衡器(DFE)，可在不损失对热噪音的鲁棒性的条件下增加该接收器对于(室内WLAN)多路失真的容忍度。
背景技术
目前对于较快速(较高数据速率)的无线通信产品需求是在IEEE802.11委员会面前许多牵涉到使用频谱2.4GHz部分新标准的提案的主题，FCC Part 15.247要求使用扩频技术来实施该新标准，其可让包内数据速率超过10Mbps以太网速度。目前802.11标准使用跳频(FH)或直接序列(DS)扩频(SS)技术目前只涵盖一及二Mpbs的数据速率，FCC要求使用扩频信号利用SS的固有特性，其通过降低平均传输功率谱密度，并且借助开发冗余频谱而由此对抗多路失真产生的自我干扰的接收器技术来使信号更能承受不注意的干扰多路。
如图1内所示，传输信号的功率延迟曲线(PDF)10因为室内WLAN系统内的多路失真(如图2说明的复杂性降低范例)，展现出大量降序的Rayleigh衰减特性。驱动此行为的室内传输环境实际情况是建筑物内，如节点12和13处所示，位于发射器位置14与接收器位置15之间相对大量的反射板(例如墙壁)，以及与到达时间较后的传播路径t1、t2与t3相关的传播损失，其包含呈现对数减弱的能量。
信号的功率延迟曲线为有关其功率随时间分散的平均信号功率的变化，信号的平均功率水平构成其对应Rayleigh分量的不一致。降序多路影响的一个主要方面是，由于事实上信号的传播延迟t1与行进的总距离成正比，如此在平均上，最强的(所含的阻碍物最少)传输路径就是信号最早到达接收器的路径。在一已知的随机事件中，从发射器位置14到接收器位置15的首先到达的直接或视线路径可能会遇到衰减媒质(例如一或多道建筑物墙壁及其相似物)，而由高反射表面所反射并且没有遇到衰减媒质的稍后到达的信号可能有比首先到达信号的还要大的信道脉冲反应(CIR)。不过平均而言，对于追随CIR峰值之后的回波信号数量来说，这鲜少发生。
在实际应用方面，小型办公室以及家庭办公室(SOHO)环境的多路信道的均方根(RMS)延迟扩展范围在20-50纳秒，商业环境则为50-100纳秒，而工厂环境则为100-200纳秒。对于降序衰减信道而言，降序衰退常数等于RMS延迟扩展。对于相对低的信号频宽而言(小于1MHz)，多路造成的衰减通常“很平坦”。不过在频宽大于1MHz时(例如直接序列扩频(DSSS)系统所需的10MHz频宽以维持上述较高的10Mbps数据速率)，衰减就会因频率而异，对于多路信道上可靠的通信构成严重的阻碍。如此，WLAN环境内的多路失真可导致ISM频带上严重的传播损失。
一对抗此严重频率选择多路失真问题的较佳结构是信道匹配相关接收器，一般称之为“耙式(RAKE)”接收器。为了成功地操作RAKE接收器，必须要使用传输频宽大于信息频宽的DSSS结构。在DSSS信号结构内，个别码字是由一系列PN码的“码片”所形成，在此运用“码字”一词，而非“符号”，来避免“码片”与码字之间造成混淆。利用例如QPSK这种相对简单的调制方案就可传送DSSS片码，并且码字码片可按标号顺序固定，或可为伪随机。
此外，码字的相位调制可用来传送信息，换言之，若每个码字要添加额外的信息位，则要转移码字的相位。例如两额外的位可用来提供正交(九十度)相位转移增加：0°、90°、180°与270°。码字的码片可选自于多码字组，M位可从构成多码字组的N码字中选出特定码字。这种方案的范例是使用用于多码字组的Walsh或Hadamard码。对于上述的2.4GHz频谱而言，IEEE 802.11标准委员会提议使用8位编码方案，其中位置位从N＝64多码片码字中选择其一，并且剩余的两位定义选取码字的四个可能(正交)相位之一。
如图3所示，在信道匹配相关或RAKE接收器内，所接收的(扩展)信号会耦合至码字相关器31，其输出(显示为一序列到达时间脉冲32-1、32-2、32-3)供应至相关多径合成器33。该码字相关器31包含多个相关器，每个都设定成检测多码字组内分别不同的码字。该相关多径合成器可迅速当成信道匹配滤波器(在数据传输作业开始之前，已经通过一训练前同步码建立起其抽头滤波器抽头)。将相关多径合成器33的输出耦合至一峰值或最大值检测器35，该检测器利用该相关多径合成器作为传输的码字来选择所产生的最大输出。因为RAKE接收器是一线性系统，所以由信道匹配滤波器(相关多径合成器)33与码字相关器31所执行的操作顺序是可逆的，如图4所示，其中该信道匹配滤波器33安装在码字相关器31的上游。
RAKE接收器的作用情况良好，因为其将多路接收信号加上回波连贯地组合到单一合成信号内。通过正确选择组成码字组的码字，可在码字相关期间有效消除回波。理想状况是，该组合的每个码字都具有下列特性：1-脉冲自动相关函数；2-对于组合内其它所有码字彼此正交(具有零交叉相关函数)；3-与多路扩展具有长程关系；以及4-与组合内其它N码字具有相同的能量。
若缺少特性2与4，则RAKE接收器必须建立正交基础并且考虑到不平衡，就像是在正交振幅调制一样一个接收器复杂性问题。此外，只要这些码字为脉冲并且具有零交叉修正函数(即，并无中间码字或中间符号干扰(ISI))，码字就并不需要与多路扩展有长程关系。中间码片干扰只冲击接收器能量(若缺少脉冲自动修正特性的话)。虽然最佳RAKE接收器与码字相关器输出正交并观察所有相关器输出来做决策，但是并没有RAKE接收器是理想的，因为其不可能有效产生具有脉冲自动修正函数以及零交叉相关函数的码字。
此外，对于重要用途的多路而言，为了将中间码字干扰造成的退化降至最低，码字长度必须非常大(例如在64、128、256或以上的阶数，如用于军事用途上)。不过，在商业环境中，每个码字的码片数量必须受到限制，以将可用数据频宽最大化。当每个码字的码片数量减少时，码字溢出的内容就会增加，所以在多路失真明显的地方，非常小的码字码片密度就可导致码字能量溢出/泄漏过多路码字。因此，问题就是要如何将使用这种不太理想码字的RAKE接收器的输出信噪信噪比最佳化。
发明内容
依照本发明，由一改良的RAKE接收器构造可成功指出此问题，其包含一嵌入在穿越该接收器信道匹配滤波器以及码字相关器的信号处理路径上的码片式判决反馈均衡器(DFE)结构。此判决反馈均衡器用来降低或消除两种受限码片长度码字在使用多路信道输送时遭受到的失真。
第一种是一个别码字CWi与另一码字CWi+j内的能量“流出”或泄漏，第二种失真形式是在一个别码字的码片内能量的“污损”。
判决反馈均衡器特别适合用于对抗WLAN内的室内多路失真，因为这种多路失真主要是最小的相位，最强的信号分量几乎总是最早抵达，而较弱的分量则最后抵达。因此，大多数多路失真在信道脉冲反应上都呈现为退化的“尾巴”。再者，DFE的反馈抽头理想上可用来对抗最小相位多路失真，而前馈抽头则用来对抗最大相位分量。结果，用于对抗室内多路的DFE几乎不需要前馈抽头，大多数处理都在反馈抽头内执行。因为在基频上实施DFE前馈抽头需要全复合多任务器，而当运用QPSK组件时反馈抽头只需要复合加法与减法，实施复杂并非很重要的问题。
虽然将DFE嵌入RAKE接收器可轻易对抗室内多路，其在一码片上做判决，因此需要相对高的SNR。反馈抽头消除了长退化多径回波尾巴并且可跨越多路码字，如此就可取消中间码片污损以及中间码字溢出。码字相关器利用连续结合码字的软判决码片来改善信噪比。即使DFE码片判决错误，该码字相关器仍可以利用连续结合所有码字的码片来做出正确判决。
对于降低信噪比而言，判决反馈均衡器内错误的传播会导致在丛组内发生码片错误，若用于设定均衡器抽头系数的软码片判决不正确，DFE抽头加权特性将会迅速恶化，阻止多路失真补偿。若要处理低SNR，在进行硬判决之前会先试验所接收的所有码字码片。利用为每个已经传送的码字产生DFE式相关检测统计就可达成此目的。利用执行码字码片的反馈均衡可产生可能传送码字的检测统计，假定该码字真的已经传送了。
用于取消中间码字干扰的DFE嵌入式信号处理构造可“围绕”码字相关器，在这种构造内，信道匹配滤波器将与在消除信道脉冲反应时产生的后光标表示回波差异结合在一起。结果会产生“清洁的”接收码字副本，该码字耦合至RAKE接收器的码字相关器。该相关器的输出会耦合至码字判决运算器，该码字判决运算器检验已接收码字内的所有码片，以做出哪个码字已确实传送的判决。码字的判决是用来合成码片内容的复制品以及该传输码字的相位信息，然后此合成的码字会与FIR滤波器内实施的信道脉冲反应评估相结合，以便在由信道匹配滤波器所接收的信号内产生后光标多径回波的表示。
若要取消一个别码字码片内能量的中间码字片码污损，将穿越每个别码字相关器的信号处理分支设定为可将组成每一已接收码字的所有码片内容与不同带有码字DFE反馈抽头组中的一组差动结合在一起，其表示在从发射器经过多路信道传输过程中该特定码字经历的后光标多路失真回波。在码字相关器的上游或下游都可去除该后光标多路失真。
在上游的实施例中，将每个连续接收的码字码片组都耦合到多个码字相关器统计分支，而每个分支都带有不同的码字。就使用八位字段的无限制范例而言，其有K＝256码字组合(包含26＝64码字，每个QPSK编码在一22＝4可能的正交相位(0°、90°、180°、270°))。在以个别码字相关器分支内，接收的信号路径会与FIR滤波器反馈抽头组的输出差异结合，合成其个别码字码片组的多路信道脉冲响应(例如在本范例中每个字码都由八个码片组成)，如此可产生该码字码片组的后光标多径回波的表示。通过从接收的码字中减去合成的后光标多径回波，则至带有分支码字相关器的输入是有效的接收码字码片组“清洁”版，其已经去除了多路式码片污损。每个码字相关器的输出都耦合至峰值检测器，该检测器会选择最大的输出作为传输码字。
有一合成多路信道脉冲反应种更有效的方案，可通过从每个字码相关器下游所接收的信号中减去个别FIR反馈滤波器抽头级而得以实现。为了简化复杂度起见，可将码字相关器当作快速Walsh(Hadamard)结构来执行。因为不同的接收信号处理路径和反馈抽头的结合是后相关操作，所以在每个新接收的码字码片组计时进入相关器时并不需要更新反馈抽头。如此通过允许将合成抽头路径功能性储存在查找表内减少实施的复杂性。
附图说明
图1显示一室内WLAN系统带有多路失真的功率延迟曲线；
图2说明在发射器位置与接收器位置之间具有多个反射器的室内WLAN系统的简化范例；
图3说明传统的RAKE接收器；
图4显示图3的RAKE接收器，其中颠倒了由信道匹配滤波器(相关多径合成器)与码字相关器所执行的操作顺序；
图5显示传输过多路WLAN信道的受限码片长度码字的序列的一部分；
图6说明一RAKE接收器，其在相关多径合成器滤波器与码字相关器的信号处理路径内嵌有一判决反馈均衡器；
图7说明一判决反馈均衡器；
图8说明图6的RAKE接收器，该接收器包含图7的判决反馈均衡器结构；
图9显示多路脉冲反应特性；
图10说明用于取消多路式中间码字干扰(ISI)的DFE嵌入式信号处理构造；
图11说明用于RAKE接收器的传统码字相关器；
图12说明用于去除码字相关器上游的后光标多路失真的信号处理构造；以及
图13说明用于去除码字相关器下游的后光标多路失真的信号处理构造。
图14说明图13的信号处理构造更一般的具体实施例。
具体实施方式
在详细说明本发明的新式改良过的嵌入式DFE RAKE接收器构造之前，我们应观察到本发明的接收器构造主要还是使用传统数字通信电路以及相关数字信号处理组件的调制器配置，以及因其伴随的可控制这种电路与组件的操作的监督控制电路技术，因此。我们也可了解到，本发明适用于任何码字调制的直接序列扩频(DSSS)信号，包括互补码。在实际并入现有无线通信设备印刷电路卡的实施中，本发明可经意实施成现场可编程门阵列(FPGA)，或应用专用集成电路(ASIC)芯片组。
因此，这种电路以及组件的配置构造以及其与其它通信设备的接口方式在可不难理解的方块图中(就大多数而言)都有说明，其只详细显示有关本发明的部分，所以不会含糊不清，可让本领域技术人员轻易了解此处描述的益处。因此，这些方块图是首先用来显示在一便利功能组合中的该发明的主要组件，由此可让人更易了解本发明。
为明了本发明的DFE增强的RAKE接收器所提供的改良，一开始检验本发明所遇到的有限码片长度直接序列扩频码字的失真影响是有利的。
图5显示传输过一多路WLAN信道的受限片码长度直接序列扩频码字(CW)……、50-1、50-2、50-3、……的序列部分。在传输期间，用信道传送的码片会产生两种失真：中间码字溢出以及内部码字码片污损。前一种结果显示于51，是一个别码字CWi以及另一码字CWi+j内的能量“流出”或泄漏。第二种失真形式是一个别码字的码片内能量的“污损”。
此问题的一解决方式，如图6所示，是利用在相关多径合成器(信道匹配滤波器)33以及码字相关器31之间的信号处理路径上安装码片式判决反馈均衡器(DFE)36，来调整RAKE接收器。判决反馈均衡器的基本组态显示在图7内(包含多抽头延迟线设定的有限脉冲反应(FIR)滤波器结构)，包含多个前馈抽头71，信号传输路径耦合至一差动结合器73的第一输入72，将其第二输入74耦合以接收一组反馈抽头75的输出。将差动结合器73的输出耦合至一判决单元76，而此单元的输出则被耦合至该反馈抽头75。图8说明图6的RAKE接收器，加入图7的判决反馈均衡器结构。在将软、均衡的码片位准供应至该码字相关器31之前，可操作此信号处理构造来DFE均衡该等码片。为了有效的信号处理，DFE前端的信道匹配滤波器33与前馈抽头区段71可在合成结构内一当作一“白化”匹配滤波器执行，如破折线77所示。
有两个主要因素支持判决反馈均衡器特别适合对抗室内多路。首先，多路失真主要是最小相位，因为最强的信号分量会首先抵达，而较弱的分量则最后抵达。如前文所述，请参考图1的指数功率下降特性，稍后抵达的(多路)分量会相对弱，所以大多数多路失真会像是退化的“尾巴”出现在信道脉冲反应上。
第二，DFE的反馈抽头理想上用以对抗最小相位多路分量，而前馈抽头则用来对抗最大相位分量。结果，用于对抗室内多路的DFE只需要少数前馈抽头，大多数处理都在反馈抽头内执行。因为实施基频上DFE的前馈抽头需要用到全复合多任务器，而当运用QPSK元件时反馈抽头只需要复合加法与减法，所以为了实际应用，较好地是使用主要由反馈抽头支配的设备。
图9显示最大脉冲反应组件的多路脉冲反应特性90。通常DFE的判决单元会集中在脉冲反应的峰值91上，因为其为一具有最大信噪比的单一组件。反馈抽头减去紧接在峰值91之后的“尾巴”92，而前馈抽头则取消在峰值之前的前端脉冲组件93。换言之，在传统DFE中，取消(中间符号)干扰牵涉到强迫将脉冲峰值之外的能量变为零。当只使用反馈抽头时，在均衡期间并无噪音放大，所以不需要上述的复合多任务器。如可从图1所见的，这差不多可用于室内无线信道了。
现虽将判决反馈均衡器并入RAKE接收器是对抗室内多路特别有用的机制，但还是决定于码片，所以需要有相对高的SNR(例如大于等于10dB)才能成功运作。DFE反馈抽头75消除了长退化多路尾巴92并且可跨越多路码字，如此就可取消上述的中间码片污损以及中间码字溢出。码字相关器31利用连续结合码字的软判决码片来提供SNR增强。即使做出了DFE码片判决错误，但是码字相关器还是可以利用连续结合所有码字的码片来做出正确判决。
不过，对于降低信噪比而言，判决反馈均衡器内错误的传播会导致发生大量码片错误，若用于设定均衡器抽头系数的软码片判决不正确，整个DFE抽头加权特性将会迅速恶化，阻止多路失真补偿。换言之，随着噪音等级增加，码字判决通常紧跟码片判决损坏之后很快就会损坏。
为了解决此低SNR问题，在进行硬判决之前会先试验所接收的所有码字码片。通过为每个可能已经传送的码字(而非为每个码片)产生DFE式检测统计就可达成此目的。利用执行码字码片的反馈均衡可产生给定潜在已传送(″测试″)码字的检测统计，假定相关码字真的已经传送了。
如上文所指出的，在传输期间，用信道传送的码字会产生两种失真：码字间中间码字干扰或“溢出”(换言之，中间符号干扰(ISI))，以及内部码字码片干扰(ICI)或个别码字码片CWi内能量的污损。ISI的程度与每码字的码片数量以及多路失真的范围有关。对于DSSS机制而言，例如运用在军事应用之中，每码字的码片数量通常比较多(例如64、128、256阶或以上)，相对码字溢出比较不显著。不过如上所点出的，在商业环境中，每个码字的码片数量必须受到限制(例如每码字只有八个)，以将可用数据频宽最大化。因为当每个码字的码片数量减少时，码字溢出的内容就会增加，如此多路失真就会很明显，所以非常小的码字码片密度不仅可立即导致溢出连续码字边界，而且会溢出多路码字。
图10内所示用于取消中间码字干扰(ISI)的DFE嵌入式信号处理构造可“围绕”码字相关器。为此目的，将信道匹配滤波器33的输出耦合至差动结合器102的第一输入101，而该结合器的第二输入103则被耦合以接收由评估信道脉冲响应所产生的后光标表示回波。差动结合器102的输出104(表示已接收码字的“清洁”副本)会耦合至码字相关器31，该相关器的输出则供应至码字判决运算器105。码字判决运算器105会检验已接收码字内所有M个码片而非单一码片，来做出哪个码字已确实传送的判决。
已知此由运算器105所得出的码字判决，然后会在传输码字合成器106内合成码片内容复制品以及依照原始传输码字所决定的相位信息。然后此合成的码字会与FIR滤波器107内实施的信道脉冲反应评估相结合，以便在由信道匹配滤波器33所接收的信号内产生后光标多径回波的表示。通过将此后光标回波供应至差动结合器102，则信道匹配滤波器33输出内的总ISI贡献会有效从给码字处理器31的输入中取消。应注意，在FIR滤波器107内实施的信道脉冲响应评估并没有(码字)长度限制；不管其是否穿越过一或多个码字边界，其输出涵盖了由信道匹配滤波器33所接收的信号内整个后光标多径回波。另外，为了有效的信号处理，DFE的信道匹配滤波器与前馈抽头区段可当成“白化”匹配滤波器来实施，如上文所述。
现将参考图11-13来说明用于取消个别码字CWi码片内能量的内部码字码片污损的DFE嵌入式信号处理构造。如图11内所示，传统RAKE接收器的码字相关器31具有多个个别码字相关器31-1-31-N，每个都用来检测不同的码字码片组。本范例的八位字段定义出256码字组合(由26＝64码字组成，各在22＝4种可能的正交相位(0°、90°、180°、270°)之一相位上)。本范例的每个码字都由八个码片组成，所以总共有48＝64K可能的码片组合，可从中选择这64种码字码片组合。
运用一种先前根据通信应用(室内WLAN)属性所做的需求组，并为制造出降低复杂性执行的相关器，刚开始大量的可用码片组合可根据经验减少成只具有指定码片组结构的码字，如Walsh或Hadamard结构，如上文所述。即使这种选择准则可以满足，从实际观点来说，并非所有选取组的码字都会有理想的属性(尤其是上述的较佳自动相关与交叉相关属性)，如此即使没有多路式码片污损，相关器输出还是无法展现出理想的脉冲/零特性。由于该等不太理想码片组的多路失真，以及每个片码的非常低的信噪比，可预期在没有码片失真补偿形式之下，一个以上的码字相关器的输出基本上是无法区别的。
若要应付这种码片污损问题并改良码字相关的检测统计，将本发明每个个别码字相关器的信号处理分支设定以将组成每一已接收码字的所有码片内容与不同带有码字的DFE反馈抽头组的差动结合在一起，这表示在从发射器经过多路信道传输多路的特定码字将经历过这后光标多路失真回波。一起处理每个已接收码字的码片会增加已接收信号的SNR6dB，并且可改善每个码字相关器分支的检测统计精确度。在图12与13中图解显示从码字相关器的相关器输出上游与下游有效减去或去除后光标多路失真的个别具体实施例。
在图12的上游实施中，用于连续接收码字片码组(脉冲热噪声)的接收信号路径1201将显示成耦合至复数K个码字相关器统计分支1203-1、...、1203-K，每个都带有各自不同的K种码字组合之一。如上文所述，在使用八位字段的本发明范例中，其有K＝256码字组合(由26＝64个码字组成，各在22＝4种可能的正交相位(0°、90°、180°、270°)的其中一相位上)。
每个码字相关器分支包含一差动结合器1210、耦合已接收信号路径的第一(+)输入1211、以及耦合以接收一个别FIR滤波器反馈抽头组1220的输出的第二(-)输入1212。当每个接收的码字片码组转移入码字相关器内时，各个别FIR滤波器反馈抽头组1220会用来合成其个别码字码片组的多路信道脉冲响应(例如在本例中每个码字都由八个码片组成)，如此可为该码字码片组产生后光标多径回波的表示。
在上述训练间隔期间可建立每个码字反馈抽头组1220的加权系数。通过从接收的码字中减去合成的后光标多径回波，一相关分支码字相关器1230(其被耦合至差动结合器1220的输出1223)的输入是有效的接收码字码片组“清洁”版，其已经去除了多路式码片污损。如上所述，将每个相关器统计分支1203-1、...、1203-K的码字相关器1230的输出耦合至峰值检测器1235，该检测器会选择最大的输出作为传输码字。
图12的码字相关器构造并非设定成码字相关器的K分支每个都带有个别码片组及其四相位组件，而可由N个(在本例中为64)分支组成，将该峰值检测器1235设定以引导一两阶段选择过程-第一是最大幅度符合真实组件以识别码字，第二是复合值来识别码字的四相位旋转。
在图12所示的码字相关器实施内，其中差动结合器放置在每个相关器分支的上游端，当处理每个已接收码字码片组时，并不需要重复产生个别FIR滤波器反馈抽头组。有一种用以合成多路信道脉冲反应计算起来更有效的方案，就是将已接收信号路径的内容与每个字码相关器的个别FIR反馈滤波器抽头阶下游差动结合，如图13所示。
在图13所示的下游实施内，个别统计分支1300的差动结合器1310放置于每个已接收路径码字相关器1320的下游端，其耦合有已接收信号路径1301，以及一合成抽头路径码字相关器1330，其耦合个别FIR滤波器反馈抽头组1340的输出。
如图12的具体实施例中，相关器构造包含复数K个码字相关器统计分支1300-1、...、1300-K，每个都带有各自不同的K种码字组合之一。在每个码字相关器分支内，较佳地将已接收信号路径1301的码字相关器1320当作快速Walsh(Hadamard)结构来执行，其具有一组N个输出1321-1、...、1321-N，分别带有该复数N个码字。将合成的抽头路径码字相关器1330耦合至个别FIR滤波器反馈抽头组1340的输出，如图12的具体实施例所示，其可用以合成其个别码字码片组的多路信道脉冲响应，如此可为该码字码片组产生后光标多径回波的表示。
然而在本具体实施例中，因为不同的接收信号处理路径和反馈抽头的结合为后相关操作，所以在每个新接收的片码组计时进入相关器时并不需要更新反馈抽头。这允许将合成抽头路径的功能性储存在查找表内，并如上述在码字训练序列期间定义其加权系数。
若要从已接收码字中减去合成的后光标多径回波，则已接收信号路径码字相关器1320的N个输出1321-1、...、1321-N就要由展开单元1350分别展开成复数K个带有256种码字组合(64个码字，各在四种可能正交相位(0°、90°、180°、270°)的其中一相位上)的相关器输出线1351-1、...、1351-K。展开单元1350所定已接收信号路径码字相关器1320每一N输出1321-1、...、1321-N的复合值来识别个别码字的四相位旋转(+1、+j、-1、-j)。
如一个别四组展开输出线1351-1-1351-4所示，个别码字的四相位旋转输出(+1、+j、-1、-j)会耦合至一组差动结合器1360-1-1360-4的第一(+)输入1361。这些差动结合器具有耦合来接收来自合成抽头路径并储存在查找表内存内的复合修正值的第二输入1362。如同上面说明的，很明显地当每个新接收的码字码片组要计时至相关器时就必须重新产生反馈抽头。将差动结合器1360-1-1360-K的输出1363耦合至峰值检测器1380，该检测器会选择最大的真实输出作为实际传输码字。
我们从上文的说明中不难了解，通过在信号处理路径到接收器的信道匹配滤波器与码字相关器上实际上嵌入一判决反馈均衡器结构，如此可增强用于在直接序列扩频信号(具有相对短的码字长度)上的室内WLAN多路应用的传统RAKE接收器效能。该判决反馈均衡器用于消除码字间两边的中间码字干扰或“溢出”，以及内码字芯片干扰(ICI)或个别码字码片内的能量污损。
图14说明图13下游实施更一般的具体实施例。类似于已接收信号路径1301的已接收信号路径1401耦合至接收路径码字相关器1420，码字相关器1420会以类似于码字相关器1320的方法将已接收信号与每一N个可能码字关联起来，并提供如在1421-1至1421-N上所示的N个输出。不过请注意到，码字相关器1420并不需要如同快速Walsh(Hadamard)结构来执行，而是可根据通信所运用的特定波形作为任何所要的构造来执行。另外，N可为任何正整数，比如64、256等等。码字相关器1420的N输出每个都提供至对应的N差动结合器1460-1至1460-N的正或不相关输入，其中该结合器的功能类似于差动结合器1360-1至1360-N。
显示为CW-1至CW-N的N个码字码片组每个都提供至N个FIR(有限脉冲响应)滤波器反馈抽头组1440-1至1440-N之一，这些抽头组的设定方式类似于FIR滤波器反馈抽头组1340-1至1340-N。每一FIR滤波器反馈抽头组1440可操作来合成其个别码字码片组的多路信道脉冲响应，如此可为该码字码片组产生后光标多径回波的表示。如前所述，因为不同的接收信号处理路径和反馈抽头的结合为后相关操作，所以在每个新接收的码字码片组计时进入相关器时并不需要更新反馈抽头。如所示般，合成抽头路径的功能性储存在可程序查找表(LUT)1403内，并如上述般储存在码字训练序列期间定义的加权系数。如此，LUT1403可在定期训练序列之后重新程序化，以维持精确度。
FIR滤波器抽头组1440-1至1440-N的输出每个都提供至每一N合成抽头路径码字相关器1430-1至1430-N。每个码字相关器1430将个别FIR滤波器反馈抽头组1440的输出与对应的码字相比较，并产生对应码字的评估错误信号。该每一码字CW-1至CW-N的评估码字错误信号会提供至对应的差动结合器1360的负或相关输入。将差动结合器1460-1至1460-N的输出耦合至峰值检测器1480，该检测器会以类似于峰值检测器1380的方式选择最大的真实输出作为实际传输码字。
虽然在此已经显示并说明了一些依照本发明的具体实施例，我们可了解到在此并未设限并且本领域技术人员仍可以进行许多改变与修改，故并不希望受限在此处所显示与说明的细节中，但是意欲涵盖本领域技术人员所明了的所有此类改变与修正。

Claims (10)

1.一种用于多路环境内直接序列扩频接收器的信号处理结构，其包含：
多个差动合成器，各自具有用于接收码字的输入信号的第一输入与第二输入，并且每一个都对应至多个对应的预定码字之一；
多个有限脉冲响应滤波器，各对应至多个预定码字之一，并具有一输出耦合至对应的所述多个差动合成器之一的第二输入，并且各自可合成对应码字的码片组的多路信道脉冲响应，以提供对应码字的后光标多径回波的表示；
多个码字相关器，各自耦合至相应的所述多个差动合成器之一的输出，来检测对应多个码字之一的对应码片组；以及
一峰值检测器，其耦合至每一多个码字相关器的输出。
2.根据权利要求2所述的信号处理结构，其中每一所述有限脉冲响应滤波器都包含一相应的滤波器反馈抽头组。
3.根据权利要求3所述的信号处理结构，其中每一所述多个滤波器反馈抽头组都包含在训练间隔期间所建立的加权系数。
4.根据权利要求4所述的信号处理结构，进一步包含耦合至每一所述滤波器反馈抽头组的查找表，该表储存该加权系数。
5.一种用于多路环境内直接序列扩频接收器的信号处理结构，包含：
第一码字相关器，其使接收的信号与每一多个预定码字相关，并且其输出对应的多个相关信号；
多个有限脉冲响应滤波器，各自对应至多个预定码字之一，并且每一个都可操作来合成对应码字的码片组的多路信道脉冲响应，以提供对应码字的后光标多径回波的表示；
多个第二码字相关器，各自耦合至相应的所述多个有限脉冲响应滤波器之一的输出，并且每一个都提供对应的多个评估错误信号之一给对应的多个码字之一；
多个差动合成器，各自具有用于接收对应的多个相关信号之一的第一输入与用于接收对应的多个评估错误信号之一的第二输入；以及
一峰值检测器，耦合至每一所述多个差动合成器的输出。
6.根据权利要求6所述的信号处理结构，其中各有限脉冲响应滤波器都包含一相应的滤波器反馈抽头组。
7.根据权利要求7所述的信号处理结构，其中各所述多个滤波器反馈抽头组都包含在训练间隔期间所建立的加权系数。
8.根据权利要求第8所述的信号处理结构，进一步包含耦合至所述多个滤波器反馈抽头组的查找表，该表储存该加权系数。
9.根据权利要求6所述的信号处理结构，进一步包含：
一展开单元，用于接收多个相关信号并为每一相关信号产生一组正交相位相关信号；
每一所述多个第二码字相关器都提供对应的正交评估错误信号组给对应的多个码字之一；以及
多个差动合成器，各自包含一组正交合成器，用于接收一对应的正交相位相关信号组以及一对应的正交评估错误信号组。
10.根据权利要求6所述的信号处理结构，其中该第一码字相关器是以一快速Walsh转换结构而实施。
CNA028073738A 2001-03-30 2002-03-26 具有嵌入式判决反馈均衡器的耙式接收器 Pending CN1500314A (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US09/823,845 US6690715B2 (en) 1999-06-29 2001-03-30 Rake receiver with embedded decision feedback equalizer
US09/823,845 2001-03-30

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN1500314A true CN1500314A (zh) 2004-05-26

Family

ID=25239888

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CNA028073738A Pending CN1500314A (zh) 2001-03-30 2002-03-26 具有嵌入式判决反馈均衡器的耙式接收器

Country Status (5)

Country Link
US (1) US6690715B2 (zh)
JP (1) JP2004531127A (zh)
CN (1) CN1500314A (zh)
DE (1) DE10296404T5 (zh)
WO (1) WO2002080395A1 (zh)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101741411B (zh) * 2008-11-04 2014-04-02 上海摩波彼克半导体有限公司 环境适应性均衡接收器
WO2023193587A1 (zh) * 2022-04-04 2023-10-12 澜起电子科技(昆山)有限公司 用于存储系统接口电路的信号处理方法和装置
CN118523820A (zh) * 2024-07-23 2024-08-20 徐州华东机械有限公司 一种极薄煤层液压支架通信时的多径效应处理方法及系统

Families Citing this family (37)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6226318B1 (en) * 1998-03-31 2001-05-01 Zenith Electronics Corporation Detection of code vectors in single frequency, multiple transmitter networks
US6836507B1 (en) * 2000-08-14 2004-12-28 General Dynamics Decision Systems, Inc. Symbol synchronizer for software defined communications system signal combiner
US7187730B1 (en) * 2001-03-21 2007-03-06 Marvell International Ltd. Method and apparatus for predicting CCK subsymbols
US7327809B2 (en) * 2001-06-08 2008-02-05 Broadcom Corporation Channel equalization with SCDMA modulation
US7017104B1 (en) * 2001-08-24 2006-03-21 Mediatek Inc. Method and system for decoding block codes by calculating a path metric according to a decision feedback sequence estimation algorithm
EP1313276B1 (de) * 2001-11-19 2003-07-09 Alcatel Auswahl der autokorrelationsfunktion der Störanteile in dem empfangenen Nachrichtensignal
US7263119B1 (en) * 2001-11-29 2007-08-28 Marvell International Ltd. Decoding method and apparatus
TW538603B (en) * 2001-12-28 2003-06-21 Realtek Semi Conductor Corp Receiver for block code in near-minimum phase channel
US7161996B1 (en) * 2002-02-05 2007-01-09 Airgo Networks, Inc. Multi-antenna wireless receiver chains with vector decoding
US6810093B1 (en) * 2002-05-03 2004-10-26 Atheros Communications, Inc. Sequence detection
US7469003B2 (en) * 2002-06-11 2008-12-23 Texas Instruments Incorporated Method and apparatus for adaptive channel equalization using decision feedback
KR100484446B1 (ko) * 2002-09-07 2005-04-22 텔레시스 인코포레이티드 통신시스템의 등화 장치
CN100527642C (zh) * 2002-10-25 2009-08-12 Gct半导体公司 接收机中减少信号失真的方法和系统、isi消除器及接收机
DE10250890B4 (de) * 2002-10-31 2006-10-12 Advanced Micro Devices, Inc., Sunnyvale Entscheidungsrückkoppelentzerrer mit reduzierter Gatezahl
US7113553B2 (en) * 2002-11-07 2006-09-26 Jeng-Hong Chen Low-complexity joint symbol CCK decoder
US7230976B2 (en) * 2002-11-20 2007-06-12 Intel Corporation Pre-corrupting reference signals with inter-symbol interference
US7016651B1 (en) * 2002-12-17 2006-03-21 Marvell International Ltd. Apparatus and method for measuring signal quality of a wireless communications link
US7873128B2 (en) * 2003-02-07 2011-01-18 Broadcom Corporation Method and system for equalization in a communications system
US7349461B2 (en) 2003-02-13 2008-03-25 Qualcomm Incorporated Efficient back-end channel matched filter (CMF)
US7916803B2 (en) 2003-04-10 2011-03-29 Qualcomm Incorporated Modified preamble structure for IEEE 802.11a extensions to allow for coexistence and interoperability between 802.11a devices and higher data rate, MIMO or otherwise extended devices
US8743837B2 (en) * 2003-04-10 2014-06-03 Qualcomm Incorporated Modified preamble structure for IEEE 802.11A extensions to allow for coexistence and interoperability between 802.11A devices and higher data rate, MIMO or otherwise extended devices
US7342952B2 (en) * 2003-06-24 2008-03-11 Qualcomm Incorporated Slicer input and feedback filter contents for block coded digital communications
US7127013B2 (en) * 2003-08-18 2006-10-24 Airgo Networks, Inc. Spacetime equalization in a wireless receiver
US7289559B2 (en) * 2003-09-22 2007-10-30 Via Technologies, Inc. Method for updating coefficients in decision feedback equalizer
GB0322685D0 (en) * 2003-09-27 2003-10-29 Koninkl Philips Electronics Nv Method of position determination
DE10355584B4 (de) * 2003-11-28 2007-11-08 Advanced Micro Devices, Inc., Sunnyvale Datenverarbeitungssystem, computerlesbares Speichermedium und Verfahren zum Steuern einer Datenübertragung zu und/oder von einem WLAN-Gerät
CN1303769C (zh) * 2004-01-29 2007-03-07 威盛电子股份有限公司 更新决定反馈均衡器参数的方法
CN100433563C (zh) * 2004-03-02 2008-11-12 北京邮电大学 用于超宽带无线通信系统的相关接收机及信号接收方法
CN100435535C (zh) * 2004-03-10 2008-11-19 威盛电子股份有限公司 具有判决反馈均衡器的接收机及其判决序列产生方法
US7463681B2 (en) * 2004-05-13 2008-12-09 Ittiam Systems (P) Ltd. Architecture for feedback loops in decision feedback equalizers
US7457357B2 (en) * 2004-05-13 2008-11-25 Ittiam Systems (P) Ltd. Decision feedback equalizer design with interference removal and reduced error propagation
HUE031812T2 (en) * 2004-05-27 2017-08-28 Qualcomm Inc Modified prefix structure for IEEE 802.11A extensions to enable coexistence and interoperability between 802.11A devices and higher data rate, MIMO or otherwise extended devices
US7412000B1 (en) * 2004-09-03 2008-08-12 Redpine Signals, Inc. Maximum likelihood block decision feedback estimation for CCK demodulation apparatus and method
US7116705B2 (en) 2004-11-08 2006-10-03 Interdigital Technology Corporation Method and apparatus for reducing the processing rate of a chip-level equalization receiver
US7948332B2 (en) * 2008-09-30 2011-05-24 Raytheon Company N-channel multiplexer
GB2503072B (en) * 2013-03-27 2014-06-18 Imagination Tech Ltd Efficient calculation of initial equaliser coefficients
US20200205204A1 (en) * 2018-12-20 2020-06-25 Arris Enterprises Llc Wireless network topology using specular and diffused reflections

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH05183456A (ja) 1991-12-27 1993-07-23 Nec Corp 制御信号発生装置
US5414733A (en) 1993-12-20 1995-05-09 Adtran Decision feedback equalizer employing fixed ratio postcursor taps for minimizing noise and intersymbol interference in signals conveyed over high speed data service loop
JP2871519B2 (ja) 1994-03-28 1999-03-17 日本電気株式会社 自動等化器
FI96651C (fi) 1994-08-25 1996-07-25 Nokia Telecommunications Oy Vastaanottomenetelmä ja vastaanotin
US5694424A (en) 1996-03-15 1997-12-02 Ariyavisitakul; Sirikiat Pre-cancelling postcursors in decision feedback equalization
US6192068B1 (en) * 1996-10-03 2001-02-20 Wi-Lan Inc. Multicode spread spectrum communications system
US5742642A (en) 1996-10-29 1998-04-21 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Signal processing method and apparatus for reducing equalizer error
US6012161A (en) 1997-11-26 2000-01-04 At&T Corp. System and method for joint coding and decision feedback equalization
US6678310B1 (en) 1998-01-16 2004-01-13 Intersil Americas Inc Wireless local area network spread spectrum transceiver with multipath mitigation
US6456646B1 (en) * 1998-11-30 2002-09-24 Ericsson Inc. Methods and systems for detecting codewords with intersymbol interference and imperfect timing
US6233273B1 (en) * 1999-06-29 2001-05-15 Intersil Americas Inc. Rake receiver with embedded decision feedback equalizer

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101741411B (zh) * 2008-11-04 2014-04-02 上海摩波彼克半导体有限公司 环境适应性均衡接收器
WO2023193587A1 (zh) * 2022-04-04 2023-10-12 澜起电子科技(昆山)有限公司 用于存储系统接口电路的信号处理方法和装置
CN118523820A (zh) * 2024-07-23 2024-08-20 徐州华东机械有限公司 一种极薄煤层液压支架通信时的多径效应处理方法及系统

Also Published As

Publication number Publication date
US20010036223A1 (en) 2001-11-01
DE10296404T5 (de) 2004-03-04
WO2002080395A1 (en) 2002-10-10
US6690715B2 (en) 2004-02-10
JP2004531127A (ja) 2004-10-07

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN1500314A (zh) 具有嵌入式判决反馈均衡器的耙式接收器
CN1287413A (zh) 具有嵌入式判决反馈均衡器的瑞克接收器
CN1097358C (zh) 通信系统中利用相干解调和判决引导信道估计的方法和设备
CN1312624A (zh) 直接序列扩频波形的纠偏瑞克接收机
CN1083648C (zh) 高数据率无线局域网络
CN101341663B (zh) 使用解扩值的线性Turbo均衡
CN1085447C (zh) 扩展频谱接收机
WO2006086437A1 (en) Multipath interference reduction on pilot estimation with legacy system interoperability
CN1926776A (zh) 用于扩频系统的混合rake/均衡器接收机
CN1476695A (zh) 用于减轻ofdm系统中isi的循环延迟分集
CN1373579A (zh) 联合解调码分多址访问信号的系统和方法
CN100340069C (zh) 在无线接收机中的信道估计的设备和方法
CN1146156C (zh) 信道估计中训练序列的生成方法
CN1300477A (zh) 用于对偏移信号去扩频的方法和设备
WO2002005442A2 (en) Estimation of wireless channel impulse response using a preamble
CN111294082A (zh) 一种基于扩频的并行传输ofdm通信方法与系统
CN101208867A (zh) 采用多码字的超宽带通信系统和方法
Tantikovit et al. Joint multipath diversity combining and MLSE equalization (RAKE-MLSE receiver) for WCDMA systems
CN108761438B (zh) 基于mpsk-dsss的雷达通信一体化信号设计方法
KR20020089496A (ko) 이동 송수화기에서의 다수 채널 결합 디코딩
Di Wu et al. Ternary zero correlation zone sequences for multiple code UWB
CN101369823A (zh) 耙式接收器、路径搜寻器及结合装置与行动通讯装置
JP2006333485A (ja) 部分並列干渉キャンセル受信機及び部分並列干渉キャンセル方法
US20040156421A1 (en) Coding and receiver structure for ultra wide band communications
Di Wu et al. Multipath beamforming UWB signal design based on ternary sequences

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C02 Deemed withdrawal of patent application after publication (patent law 2001)
WD01 Invention patent application deemed withdrawn after publication