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Zugehörige Anmeldungen
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Die vorliegende Anmeldung ist ein
Antrag auf Teil-Weiterbehandlung der US-Anmeldung, Nr. 09/342,583,
eingereicht am 29. Juni 1999 unter dem Titel "Rake Receiver With
Embedded Decision Feedback Equalizer", der hiermit durch Querverweis
in Gänze
eingeschlossen wird.
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Bereich der Erfindung
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Die vorliegende Erfindung betrifft
im allgemeinen drahtlose Kommunikationssysteme wie z.B., jedoch
nicht beschränkt
auf, drahtlose lokale Netze (WLANs – Wireless Local Area Networks)
und zielt insbesondere auf einen neuen und verbesserten RAKE-Empfänger ab,
der einen eingebetteten Rückmeldungs-Entzerrer
(DFE – Decision
Feedback Equalizer) umfaßt,
der die Toleranz des Empfängers
gegenüber
den Wirkungen der (Innenraum-WLAN-)Mehrwege-Verzerrung verstärkt, ohne
seine Robustheit gegen thermisches Rauschen zu verlieren.
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Der Erfindung zugrundeliegender allgemeiner
stand der Technik Die ständige
Nachfrage nach schnelleren (höhere
Datenrate) drahtlosen Kommunikationsprodukten ist laufend Gegenstand
einer Anzahl Vorschläge
vor dem IEEE 802.11 Ausschuß,
die die Anwendung eines neuen Standards für den 2,4 GHz-Spektrumteil betreffen,
dessen FCC-Teil 15.247 implementiert werden muß unter Verwendung von Streuspektrum-Techniken,
die ermöglichen,
daß Inpaket-Datenraten
10 Mbps Ethernet-Geschwindigkeiten überschreiten. Der Standard
802.11 deckt derzeit nur ein und zwei Mbps-Datenraten ab, die entweder
Frequenzspringen (FH – Frequency
Hopping) oder pseudozufällige
(DS – Direct
Sequence) Streuspektrum (SS – Spread
Spectrum)-Techniken
benutzt. Die FCC-Forderung nach Anwendung des Streuspektrumssignalisierens
benutzt den Vorteil der inhärenten
SS-Eigenschaften, die die Signale robuster gegen Zufallsinterferenz
machen durch Senken der durchschnittlichen Übertragungsleistungs-Spektrumsdichte
und durch Empfängertechniken,
die die Spektrumsredundanz auswerten und damit gegen die Eigeninterferenz
wirken, die durch Mehrwegeverzerrung erzeugt wird.
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Wie in 1 gezeigt
wird, weist das Leistungsverzögerungsprofil
(PFD – power
delay profile) 10 eines übertragenen Signals innerhalb
eines Innenraum-WLAN-Systems, wie z.B. die reduzierte Komplexität, gezeigt
in 2, eine weitgehend
exponential abnehmende Rayleigh-Abklingcharakteristik auf. Physikalische
Aspekte der Innenraum-Übertragungsumgebung,
die dieses Verhalten treibt, sind die relativ große Anzahl
Reflektoren (z.B. Wände)
im Gebäude,
wie an den Knoten 12 und 13 gezeigt, zwischen
einem Senderstandort 14 und einem Empfängerstandort 15, und
dem Ausbreitungsverlust im Zusammenhang mit den entsprechenden Spätankunfts-Ausbreitungswegen
t1, t2 und t3 die logarithmisch schwächere Energien enthalten.
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Das Leistungsverzögerungsprofil des Signals ist
die Variation in der mittleren Signalleistung im Vergleich zu seiner über die
Zeit verteilten Leistung. Die mittlere Leistungshöhe des Signals
bestimmt die Varianz seiner entsprechenden Rayleigh-Komponenten. Ein
Hauptaspekt des exponentiell abfallenden Mehrwegeffekts wird verursacht
durch die Tatsache, daß eine
Signalfortpflanzungsverzögerung
t1 proportional zu dem durchlaufenen Gesamtabstand
ist, so daß durchschnittlich
die stärksten
(mindestbehinderungsenthaltenden) Übertragungswege diejenigen sind,
deren Signale als erste am Empfänger
ankommen. In einem gegebenen stochastischen Ereignis kann ein als
erster anzukommender, direkter d.i. in Sichtverbindung vom Senderstandort 14 zum
Empfängerstandort 15 sich
erstreckender Weg ein verlangsamendes Medium antreffen (wie z.B.
eine oder mehrere Gebäudewände und
dergl.), während
ein später
ankommendes Signal, das von einer stark reflektierenden Oberfläche gespiegelt
wird und durch kein dämpfendes
Medium laufen muß,
eine größere Kanalimpulsantwort
(CIR – channel
impulse response) haben kann als das eigentlich als erstes anzukommende
Signal. Jedoch sind solche Ereignisse im Durchschnitt nur selten
im Vergleich zu der Anzahl Echosignale, die der CIR-Spitze folgen.
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Als praktische Anwendung kann der
Effektivwert (RMS – root
mean square) der Verzögerungsstreuung
eines Mehrwegekanals von 20 – 50
ns für Kleinbüro- und
Heimbüro-Umgebungen
(SOHO – small
office home office), 50 – 100
ns für
kommerzielle Umgebungen, und 100 – 200 ns für Fabriksumgebungen betragen.
Für exponentiell
abfallende Kanäle ist
die (exponentielle) Abklingkonstante gleich dem RMS der Verzögerungsstreuung.
Für verhältnismäßig kleine
Signalbandbreiten (weniger als 1 MHz), ist das Abklingen infolge
des Mehrwegs meistens "flach". Jedoch bei Bandbreiten über 1 MHz,
z.B. bei der 10 MHz-Bandbreite, wofür ein pseudozufälliges Streuspektrum-System
(DSSS – Direct
Sequence Spread Spectrum) erforderlich ist, um die oben angezogene
höhere
Datenrate von 10 Mbps zu erreichen, wird der Schwund mit der Frequenz
selektiv, stellt eine ernste Behinderung für zuverlässigen Verbindungen über einen
Mehrwegekanal dar. Somit kann die Mehrwege-Verzerrung in einer WLAN-Umgebung einen
schweren Fortpflanzungsverlust über
das IMS-Band verursachen.
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Ein bevorzugter Mechanismus, um diesem ernsten
frequenzselektiven Problem entgegenzuwirken, ist ein kanal-angepaßter Korrelationsempfänger, der
allgemein als "RAKE"-Empfänger
bezeichnet wird. Zu einem erfolgreichen RAKE-Empfängerbetrieb ist
es erforderlich, eine DSSS-Struktur mit einer übertragenen Bandbreite zu benutzen,
die breiter ist als die Informationsbandbreite. In einer DSSS-Signalstruktur
wird ein entsprechendes Codewort aus einer Sequenz von PN-Code-"Chips"
gebildet. Der Ausdruck "Codewort" wird hier anstatt "Symbol" benutzt,
um eine Verwechslung zwischen "Chips" und Codewörtern zu vermeiden. Die DSSS-Chips
können übertragen
werden durch Benutzung eines verhältnismäßig einfachen Modulationsschemas,
wie z.B. QPSK, und Codewort-Chips können festgelegt werden wie
z.B. in einer Signatursequenz, oder sie können pseudostatistisch sein.
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Zusätzlich kann eine Phasenmodulation
des Codeworts zum Übermitteln
von Informationen benutzt werden. So kann, um zusätzliche
Informationsbits per Codewort zu übermitteln, das Codewort phasenverschoben
werden. Zum Beispiel können
zwei zusätzliche
Bits benutzt werden, um einen quadratischen (90°) Phasenverschiebungszuwachs
vorzusehen: 0°,
90°, 180° und 270°. Die Chips
des Codeworts können
aus einem Mehr-Codewörtersatz
gewählt
werden, wo M-Bits ein bestimmtes Codewort aus N Codewörtern auswählen, die
den Mehr-Codewörtersatz
darstellen. Ein Beispiel für
ein solches Schema ist die Verwendung von Walsh- oder Hadamard-Codes
für den
Codewort-Satz. Für
das oben angezogene 2,4 GHz-Spektrum hat der IEEE 802.11 Standard-Ausschuß vorgeschlagen,
ein Acht-Bit-Codierschema
zu verwenden, in dem sechs Bits eines von N = 64 Mehrchip-Codewörter auswählen und
die restlichen zwei Bits eine von vier möglichen (Quadratur-) Phasen
des ausgewählten
Codeworts definieren.
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Wie in 3 als
Blockschaltbild illustriert ist, wird in einem kanalangepaßten Korrelations-
d.i. RAKE-Empfänger
das empfangene (gestreute) Signal an einen Codewort-Korrelator 31 gekoppelt,
der Ausgang desselben (gezeigt als eine Sequenz von Ankunftszeit-Impulsen 32-1, 32-2, 32-3)
wird an einen kohärenten
Mehrwege-Kombinierer 33 gelegt. Der Codewort-Korrelator 31 enthält eine
Vielzahl von Korrelatoren, deren jeder konfiguriert ist, um ein
entsprechendes anderes der Codewörter
des Mehrwege-Codewortsatzes zu erfassen. Der kohärente Mehrwege-Kombinierer
kann leicht als ein kanalangepaßter
Filter implementiert werden (dessen Filterabgriffe mittels einer
einleitenden Übung
vor dem Beginn einer Datenübertragungssitzung
erstellt wurde). Der Ausgang des kohärenten Mehrwege-Kombinierers 33 ist
an einen Spitzen-, d.i. einen Höchstwertdetektor 35 gekoppelt,
der den größten Ausgang
anwählt,
der vom kohärenten
Mehrwege-Kombinierer als das übertragene
Codewort ausgesucht wird. Da der RAKE-Empfänger ein Linearsystem ist,
kann die Reihenfolge der Operationen, die vom Kanalanpassungsfilter
(kohärenter
Mehrwege-Kombinierer) 33 und Codewort-Korrelator 31 ausgeführt wird,
umgekehrt werden, wie in 4 gezeigt
wird, in der der kanalangepaßte
Filter 33 stromaufwärts
vom Codewort-Korrelator
installiert ist.
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Ein RAKE-Empfänger funktioniert ziemlich gut,
da er die empfangenen Mehrwege-Signale plus Echos zusammenhängend zu
einem einzigen zusammengesetzten Signal kombiniert. Durch richtige Auswahl
der Codewörter,
die den Codewort-Satz bilden, können
die Echos während
der Codewort-Korrelation effektiv eliminiert werden. Im Idealfall
hat jedes Codewort des Satzes die folgenden Eigenschaften: 1 – Eine Impuls-Autokorrelationsfunktion;
2 – es steht
gegenseitig rechtwinklig (hat eine Null-Kreuzkorrelationsfunktion)
auf allen anderen Codewörtern des
Satzes; 3 – es
ist lang im Vergleich zu der Mehrwege-Streuung; und 4 – es hat
die gleiche Energie wie jedes der anderen N Codewörter des
Satzes.
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Wenn die Eigenschaften 2 und 4 fehlen,
muß der
RAKE-Empfänger
eine rechtwinklige Basis aufbauen und das Ungleichgewicht berücksichtigen, ebenso
wie bei einer 90° Amplitudenmodulation – ein Empfänger-Komplexitätspunkt.
Die Codewörter brauchen
auch nicht lang zu sein, relativ zur Mehrwegestreuung, solange die
Codewörter
gepulst sind und Null-Kreuzkorrelationsfunktionen
aufweisen (insbesondere keine Intercodewort- oder Intersymbol-Interferenz
(ISI – Intersymbol-Interference)).
Interchip-Interferenz schlägt
nur auf Empfängerenergie durch
(wenn es keine Impuls-Autokorrelationseigenschaft gibt). Zwar gibt
ein optimaler RAKE-Empfänger dem
Codewort-Korrelatorausgang eine Rechtwinkligkeit und trifft eine
Entscheidung durch Beobachten aller Korrelatorausgänge, jedoch
ist kein RAKE-Empfänger
ideal, da es effektiv unmöglich
ist, Codewörter
zu generieren, die Impuls-Autokorrelationsfunktionen und Null-Kreuzkorrelationsfunktionen
aufweisen.
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Zusätzlich muß für einen strengen Mehrweg zwecks
Minimierung der Funktionsminderung infolge der Intercodewort-Interferenz
das Codewort sehr lang sein (z.B. in der Größenordnung von 64, 128, 256
oder mehr, wie für
militärische
Anwendungen vorgesehen). Jedoch muß in kommerziellen Umgebungen
die Anzahl der Chips per Codewort begrenzt sein, um die brauchbare
Daten-Bandbreite zu maximieren. Da die Größe des Codewort-Überlaufs
zunimmt, je stärker
die Anzahl der Chips je Codewort reduziert wird, kann da wo die
Mehrwegeverzerrung bedeutsam wird, eine sehr kleine Codewort-Chipdichte
eine Codewort-Energie-Überlauf/Ableitung über mehrere
Codewörter
bewirken. Das Problem ist daher, wie soll das Nutz-/Rauschsignalverhältnis des Ausgangs
des RAKE-Empfängers
durch Benutzen solcher weniger als idealen Codewörter optimiert werden.
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Zusammenfassung der Erfindung
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Gemäß der vorliegenden Erfindung
wird das Problem erfolgreich angesprochen durch eine verstärkte RAKE-Empfänger-Architektur,
die eine auf Chips beruhende Rückmeldungs-Entzerrer-Struktur (DFE – Decision
Feedback Equalizer) enthält,
die in den Signalbearbeitungsweg durch den kanalangepaßten Filter
und den Codewort-Korrelator eingebaut ist. Dieser Rückmeldungs-Entzerrer
dient zur Reduzierung oder Annullieren von zwei Arten der Verzerrung,
denen die Chip-Codewörter
begrenzter Chiplänge
ausgesetzt sind, wenn sie mit dem Mehrwegekanal während der Übertragung
zusammengefaltet werden.
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Die erste ist das "Kriechen" d.h.
das Auslecken von Energie in einem bestimmten Codewort CWi zu der eines anderen Codeworts CWi+j. Die zweite Form der Verzerrung ist das
"Schmieren" der Energie innerhalb der Chips eines entsprechenden
Codeworts.
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Ein Rückmeldungs-Entzerrer ist besonders geeignet
zum Bekämpfen
der Innenraum-Mehrwegeverzerrung in einem WLAN, weil diese Art der
Mehrwegeverzerrung vorwiegend bei Minimumphasen auftritt, da die
stärksten
Signalkomponenten fast immer zuerst ankommen, während die schwächeren Komponenten
zuletzt ankommen. Daher tritt der größte Teil der Mehrwegeverzerrung
als abklingender "Ende" an der Kanalimpulsreaktion auf. Ferner lassen
sich die Rückkopplungs-Abgriffe
eines DFE ideal zum Bekämpfen
der Minimumphasen-Mehrwegeverzerrung einsetzen, während die
Vorwärtskupplungs-Abgriffe
die Maximumphasenkomponenten bekämpfen.
Daraus ergibt sich, daß ein
DFE zum Bekämpfen
eines Innenraum-Mehrweges sehr wenig Vorwärtskupplungs-Abgriffe erfordert,
wobei die meiste Verarbeitung in den Rückkopplungsabgriffen ausgeführt wird.
Da die Implementierung von DFE Vorwärtskopplungsabgriffen am Basisband
voll-komplexe Multiplikatoren erfordert, während Rückkopplungsabgriffe nur komplexe
Additionen und Subtraktionen brauchen, wenn QPSK-Elemente eingesetzt werden,
ist die Implementierungskomplexität keine sehr bedeutsame Angelegenheit.
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Zwar bekämpft das Einbetten eines DFE
in einen RAKE-Empfänger
leicht Innenraum-Mehrwege, jedoch trifft er die Entscheidungen auf
einem Chip und benötigt
daher relativ hohe SNRs. Die Rückkopplungsabgriffe
schließen
das lang abfallende Mehrwege-Echo-Ende
aus und können
mehrfache Codewörter überspannen,
so daß Innenraum-Chip-Verschmierungen
und Zwischen-Codewort-Überlauf
annulliert werden. Der Codewort-Korrelator verbessert den Signal-Rauschabstand
durch kohärentes
Kombinieren der Weichentscheidungs-Chips des Codeworts. Sollte ein
DFE-Chipentscheidungsfehler
gemacht werden, ist der Codewort- Korrelator
noch immer in der Lage, eine korrekte Entscheidung zu treffen durch
kohärentes
Kombinieren aller Codewort-Chips.
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Für
geringere Rauschabstände
bewirkt die Fehlerfortpflanzung im Rückmeldungs-Entzerrer, daß Chip-Fehler
in Bündeln
auftreten. Wenn weiche Chip-Entscheidungen zum Aufbau der Abgriff-Koeffizienten
des Entzerrers unrichtig sind, wird die DFE-Abgriffgewichtungs-Chrakteristik
sich schnell verschlechtern und die Vielweg-Verzerrungskompensation
verhindern. Um geringe SNR zu behandeln, werden alle eingegangenen
Codewort-Chips vor dem
Treffen einer harten Entscheidung geprüft. Das geschieht durch Generieren
einer DFE-basierenden Korrelationserfassungsstatistik für jedes
Codewort, das hätte
geschickt werden können.
Die Erfassungsstatistik für
ein potentiell übertragenes
Codewort wird generiert durch Durchführen der Rückmeldungs-Entzerrung der Chips
des Codeworts unter der Annahme, daß das Codewort tatsächlich übertragen
wurde.
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Eine DFE-eingebettete Signalbearbeitungs-Architektur
zum Annullieren von Zwischencodewort-Interferenzen kann um den Codewort-Korrelator
"herumgewickelt" werden. In einer solchen Architektur wird der kanalangepaßte Filter
differentiell kombiniert mit einem für einen Nach-Läufer repräsentativen
Echo, das durch Abschätzen
der Kanalimpulsreaktion erzeugt wurde. Das Ergebnis ist eine "gesäuberte"
Kopie des empfangenen Codeworts, die gekoppelt ist mit dem Codewort-Korrelator des RAKE-Empfängers. Der
Korrelatorausgang ist gekoppelt mit der Codewort-Entscheidungsbetreiber, der
alle Chips in einem eingegangenen Codewort prüft, um zu einer Entscheidung
zu kommen, welches Codewort in Wirklichkeit übertragen wurde. Die Codewort-Entscheidung
wird benutzt zum Synthetisieren einer Nachahmung des Chip-Inhalts
und Phaseninformation des übertragenen
Codeworts. Dieses synthetisierte Codewort wird dann gefaltet mit
einer Abschätzung
der Kanalimpulsbeantwortung, implementiert in einem FIR-Filter zum
Erzeugen der Darstellung des Nach- Cursor-Mehrwege-Echos im Signal, das
von dem kanalangepaßten
Filter empfangen wurde.
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Um das Energie-Chip-Schmieren innerhalb der
Chips eines entsprechenden Codeworts zu annullieren, wird der Signalbearbeitungszweig
durch jeden entsprechenden Codewort-Korrelator so konfiguriert, daß er die
Inhalte aller Chips, aus denen jeweils das empfangen Codewort zusammengesetzt ist,
mit einem entsprechenden einer Reihe von unterschiedlichen Codewort-zugeordneten
DFE-Rückkopplungsabgriffe
unterschiedlich kombiniert, die die Nachcursor-Mehrwegeverzerrungsechos
repräsentieren,
die dieses bestimmte Codewort auf dem Weg seiner Übertragungen über den
Mehrwegekanal vom Sender erfahren hat. Die Nachcursor-Mehrwegeverzerrung
kann entweder in Strömungsrichtung
vor oder hinter dem Codewort-Korrelator entfernt werden.
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In der stromaufwärts liegenden Implementierung
wird jedes der aufeinanderfolgenden empfangenen Codewort-Chipsätze mit
einer Vielzahl von statistischen Zweigen des Codewort-Korrelators
gekoppelt, deren jedes einem anderen Codewort zugeordnet ist. Für das nicht-einschränkende Beispiel
der Verwendung eines Achtbitfelds gibt es K = 256 Codewort-Kombinationen
(bestehend aus 26 = 64 Codewörtern, jedes
an eine der 22=4 möglichen Quadratur-Phasen (0°, 90°, 180°, 270°)) QPSK-codiert. In einem
entsprechenden Codewort-Korrelatorzweig ist der empfangene Signalweg
unterschiedlich mit dem Ausgang eines FIR-Filter-Rückkopplungs-Abgriffssatzes
kombiniert, der die Mehrwegekanalimpuls-Antwort für seinen
entsprechenden Codewort-Chipsatz synthetisiert (z.B. bestehend aus
acht Chips je Codewort im vorliegenden Beispiel), um so eine Darstellung
des Nachcursor-Mehrfachwege-Echos für diesen Codewort-Chipsatz
zu erhalten. Durch Subtrahieren des synthetisierten Nachcursor-Mehrfachwege-Echos
vom erhaltenen Codewort ist der Eingang zu einem assoziierten Zweig-Codewort-Korrelator
effektiv eine "gereinigte" Version des empfangenen Codewort-Chipsatzes,
von dem das Mehrwegebasierte Chip-Schmieren entfernt wurde. Der
Ausgang jedes Codewort-Korrelators ist an einen Spitzendetektor
gekoppelt, der den größten Ausgang
als das übertragene
Codewort auswählt.
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Ein rechnungsmäßig stärker wirksames Schema zum Synthetisieren
der Mehrwegekanal-Impulsereaktion kann realisiert werden durch Subtrahieren
der entsprechenden FIR-Rückkopplungsfilter-Abgriffsstufen
vom empfangenen Signal her stromabwärts von jedem Codewort-Korrelator.
Zur Verringerung der Komlpexität
kann der Codewort-Korrelator als eine schnelle Walsh-(Hadamard)-Struktur
implementiert werden. Da die unterschiedlichen Kombinationen des
Verarbeitungswegs für
das empfangene Signal und die Rückkopplungsabgriffe
eine Nach-Korrelationsoperation ist, gibt es keine Notwendigkeit,
die Rückkopplungsabgriffe
jeweils neu zu regenerieren, wenn ein neu empfangenes Codewort in
den Korrelator eingetaktet wird. Das reduziert die Implementierungs-Komplexität durch Zulassen
der Funktionalität
des synthetisierten Abgriffswegs zum Speichern in eine Nachschlagetabelle.
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KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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1 zeigt
das Leistungsverzögerungsprofil,
das der Mehrwege-Verzerrung eines Innenraum-WLAN-Systems zugeordnet
ist;
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2 illustriert
als Diagramm ein Beispiel für eine
reduzierte Komplexität
eines Innenraum-WLAN-Systems mit einer Vielzahl von Reflektoren
zwischen einem Sendeort und einem Empfangsort;
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3 zeigt
als Diagramm einen herkömmlichen
RAKE-Empfänger;
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4 zeigt
den RAKE-Empfänger
aus 3, in dem die Reihenfolge
der vom kanalangepaßten
Filter (kohärenter
Mehrwege-Kombinierer) und Codewort-Korrelator durchgeführten Operationen
umgekehrt ist;
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5 zeigt
einen Teil einer Sequenz von Codeworten beschränkter Chip-Länge, die über einen Mehrwege-WLAN-Kanal übertragen
werden;
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6 zeigt
ein Diagramm eines RAKE-Empfängers,
der einen Rückmeldungs-Entzerrer
im Signalbearbeitungsweg durch den kohärenten Mehrwegekombiniererfilter
und den Codewort-Korrelator
eingebettet hat;
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7 zeigt
ein Diagramm eines Rückmeldungs-Entzerrers;
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8 zeigt
den RAKE-Empfänger
in 6, enthaltend die
Rückmeldungs-Entzerrer
der 7;
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9 zeigt
eine Mehrwege-Impuls-Antwort-Kennlinie;
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10 zeigt
ein Diagramm einer DFE-eingebetteten Signalbearbeitungs-Architektur
zum Annullieren von Mehrwege-basierten
Intercodewort-Interferenzen (ISI);
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11 zeigt
ein Diagramm eines herkömmlichen
Codewort-Korrelators
für einen
RAKE-Empfänger;
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12 zeigt
ein Diagramm einer Signalbearbeitungs-Architektur zum Entfernen von Nachcursor-Vielweg-Verzerrungen
in Stromrichtung vor einem Codewortkorrelator; und
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13 zeigt
ein Diagramm einer Signalbearbeitungs-Architektur zum Entfernen einer Nach-Cursor-Mehrwege-Verzerrung, in Stromrichtung
hinter dem Codewort-Korrelator.
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14 zeigt
ein Diagramm einer allgemeineren Ausführungsform der Signalbearbeitungs-Architektur
der 13.
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Detaillierte Beschreibung
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Vor der detaillierten Beschreibung
der neuen und verbesserten eingebetteten DFE RAKE-Empfänger-Architektur
der Erfindung muß beachtet
werden, daß die
Empfänger-Architektur
der Erfindung in erster Linie in den modularen Anordnungen herkömmlicher
digitaler Kommunikationsschaltkreise und zugeordneter digitaler
Signalbearbeitungskomponenten und deren begleitenden überwachenden
Steuerschaltung beruht, die den Betrieb dieser Schaltungen und Komponenten
steuert. Ebenfalls muß verstanden
werden, daß die
Erfindung auf jedes codewort-modulierte Pseudozufalls-Streuspektrum-Signal
(DSSS – Direct
Sequence Spread Spectrum), einschließlich komplementärer Codes
angewandt werden kann. In einer praktischen Implementierung, die ihren
Einbau auf existierende Leiterplatten mit gedruckten Schaltungen
drahtloser Telekommunikationsgeräte
ermöglicht,
kann die Erfindung leicht als frei programmierbare logische Anordnung
FPLA (FPGA – Field
Programmable Gate Array) oder als Chipsätze applikationsspezifischer
integrierter Schaltung (ASIC – Application
Specific Integrated Circuit) implementiert werden.
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Daher wurde die Konfiguration solcher
Anordnungen aus Schaltungen und Komponenten sowie die Art und Weise,
wie sie mit anderen Telekommunikationsgeräten schnittstellenverbunden
sind, meistens in den Zeichnungen durch leichtverständliche
Blockschaltbilder illustriert, die nur solche Einzelheiten zeigen,
die zur vorliegenden Erfindung gehören, damit die Offenbarung
nicht durch Details überdeckt
wird, die dem Fachmann ohne weiteres klar werden, der die hier vorliegende
Beschreibung liest. Somit sind die Blockschaltbild-Illustrationen
in erster Linie dazu vorgesehen, die Hauptkomponenten der Erfindung
als eine geeignete Funktionsgruppierung zu zeigen, wonach die vorliegende
Erfindung leichter verständlich
wird.
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Um die vom DFE-verstärkten RAKE-Empfänger der
Erfindung vorgesehene Verbesserung leichter zu verstehen, sollte
man zunächst
die Verzerrungseffekte der Pseudozufall-Streuspektrum-Codewörter begrenzter
Chiplängen
untersuchen, denen die vorliegende Erfindung entgegenwirkt.
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5 zeigt
einen Teil einer Folge von Pseudozufall-Streuspektrum-Codewörtern (CWs) ..., 50-1, 50-2, 50-3,
..., die über
einen Mehrwege-WLAN-Kanal übertragen
werden. Bei der Übertragung
verfalten sich die Chips mit dem Kanal und erzeugen zwei Arten von
Verzerrung: Überlauf
zwischen den Codewörtern
und Intra-Codewort-Chipverschmierung. Der erste Effekt, der bei 51 gezeigt
wird, ist die "Überlauf"-Energie
in einem entsprechenden Codewort CWi mit
der eines anderen Codeworts CWi+j. Die zweite
Form der Verzerrung ist ein "Verschmieren" der Energie innerhalb
der Chips eines entsprechenden Codeworts.
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Eine Lösung für dieses Problem, das in 6 gezeigt wird, ist das
Umändern
des RAKE-Empfängers
durch Einbau eines Rückmeldungs-Entzerrers
auf Chip-Basis (DEF) 36 im Signalbearbeitungsweg zwischen
dem kohärenten
Mehrwege-Kombinierer
(kanal-angepaßter
Filter) 33 und dem Codewort-Korrelator 31. Die Grundkonfiguration eines
Rückmeldungs-Entzerrers wird in 7 gezeigt, der eine als
Mehrwege-Abgriffs-Verzögerungsleitung
konfigurierte, Nicht-Rekursivsystem-Struktur (FIR – finite
impulse response) enthält,
die eine Vielzahl von vorwärts
gekoppelten Abgriffen 71 umfaßt, wobei der Signalübermittlungsweg,
durch den sie an einen ersten Eingang 72 eines Differential-Kombinierers 73 gekoppelt
ist, einen zweiten Eingang 74 aufweist, der so gekoppelt
ist, daß er
den Ausgang einer Reihe von Rückkopplungsabgriffen 75 aufnimmt.
Der Ausgang des Differential-Kombinierers 73 ist
gekoppelt an eine Entscheidungseinheit 76, deren Ausgang
mit den Rückkopplungsabgriffen 75 gekoppelt ist. 8 illustriert den RAKE-Empfänger in 6 mit der eingebauten Rückmeldungs-Entzerrerstruktur
der 7. Diese Signalbearbeitungs-Architektur wirkt
durch DFE-Entzerren der Chips, bevor weiche entzerrte Chip-Pegel
an den Codewort-Korrelator 31 geschickt
werden. Zur wirksamen Signalbearbeitung können der kanalangepaßte Filter 33 und
der vorwärtsgekoppelte
Abgriffsabschnitt 71 des vorderen Endes des DFE in eine
zusammengesetzte Struktur als "aufgehellter" angepaßter Filter
implementiert werden, wie unter 77 gestrichelt dargestellt
ist.
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Es gibt zwei Hauptgründe, warum
ein Rückmeldungs-Entzerrer
besonders geeignet zum Bekämpfen
des Innenraum-Mehrwegs ist. Erstens, ist die Mehrwegeverzerrung
hauptsächlich
minimal phasenverschoben, da die stärksten Signalkomponenten zuerst
ankommen, während
die schwächeren
Komponenten zuletzt ankommen. Wie bereits unter Bezugnahme auf die
exponentielle Leistungsabnahme-Charakteristik in 1 beschrieben, tendieren die später ankommenden
(Mehrwege)-Komponenten dazu, relativ schwach zu sein, so daß das meiste
der Mehrwege-Verzerrung
als abfallendes "Ende" auf der Kanalimpulsantwort erscheint.
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Zweitens dienen die Rückkopplungsabgriffe eines
DFE auf ideale Weise zum Bekämpfen
der Minimumphasen-Mehrwege-Komponenten,
während die
vorwärtsgekoppelten
Abgriffe Maximumphasen-Komponenten bekämpfen. Daher benötigt ein DFE
zum Bekämpfen
der Innenraum-Mehrwege nur ein paar vorwärtsgekoppelte Abgriffe, wobei
das meiste der Bearbeitung in den Rückkopplungs-Abgriffen ausgeführt wird.
Da die Implementierung der vorwärtsgekoppelten
Abgriffe des DFE am Basisband die Anwendung voll-komplexer Multiplikatoren erfordert,
während
die Rückkopplungsabgriffe
nur komplexe Additionen und Subtraktionen durchführen müssen, wenn QPSK-Elemente verwendet
werden, benutzt die praktische Anwendung vorzugsweise eine Implementierung,
die hauptsächlich
Rückkopplungs-Abgriffe verwendet.
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9 zeigt
eine Mehrwege-Impuls-Antwortcharakteristik 90 für die breiteste
Impulsantwortkomponente. Üblicherweise
ist die Entscheidungseinheit eines DFE auf die Spitze 91 der
Impulsantwort konzentriert, die eine Einzelkomponente mit dem größten Signal/Rausch-Verhältnis ist.
Die Rückkopplungs-Abgriffe subtrahieren
das "Ende" 92 hinter der Spitze 91, während die
Vorwärtskopplungs-Abgriffe
die Vorderende-Impulskomponenten 93 annullieren,
die der Spitze vorausgehen.
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Mit anderen Worten, in einem herkömmlichen
DFE umfaßt
das Löschen
der (Zwischensymbol-) Interferenzen das zwangsweise Abdämpfen der Leistung
außerhalb
der Spitze des Impulses auf Null. Soweit nur Rückkopplungs-Abgriffe benutzt
werden, gibt es keine Rauschverstärkung während der Entzerrung, und keine
komplexe Multiplikatoren werden benötigt, wie oben gesagt ist.
Wie man am besten in 1 ersieht,
ist das nahezu der Fall bei einem Innenraum-Drahtloskanal.
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Zwar ist jetzt der Einbau eines Rückmeldungs-Entzerrers
in einen RAKE-Empfänger
ein besonders nützlicher
Mechanismus zum Bekämpfen des
Innenraum-Mehrweges, jedoch entstehen dadurch Entscheidungen auf
einem Chip, so daß verhältnismäßig hohe
SNRs (z.B. bei oder über
10 dB) für
eine erfolgreiche Operation gefordert sind. Die DFE Rückkopplungsabgriffe 75 annullieren
das lang abfallende Mehrwege-Ende 92 und können Mehrfach-Codewörter überspannen,
und löschen
damit Zwischen-Chip-Schmieren
und Zwischen-Codewort-Überlauf
wie oben erwähnt.
Der Codewort-Korrelator 31 sieht eine SNR-Verstärkung durch
kohärentes
Kombinieren der weichen Entscheidungs-Chips des Codeworts vor. Sogar
wenn ein DFE-Chipentscheidungsfehler
gemacht wird, ist der Codewort-Korrelator
immer noch in der Lage, durch kohärentes Kombinieren aller Codewort-Chips
eine richtige Entscheidung zu treffen.
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Für
niedere Signal/Rausch-Verhältnisse
bewirkt jedoch die Fehlerfortpflanzung in dem Rückmeldungs-Entzerrer, daß Chipfehler
in Bündeln
auftreten. Wenn Weich-Chip-Entscheidungen zum Setzen der Abgriff-Koeffizienten
des Entzerrers unkorrekt sind, wird die gesamte DFE-Abgriffbewertende
Charakteristik bald falsch und verhindert damit eine Mehrwege-Verzerrungskompensation.
Wenn nämlich
die Rauschpegel ansteigen, bricht die Codewort-Entscheidung im allgemeinen
kurz nach dem Zusammenbruch der Chip-Entscheidung zusammen.
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Um dieses Gering-SNR-Problem zu lösen, werden
alle empfangenen Codewort-Chips untersucht, bevor eine harte Entscheidung
getroffen wird. Das geschieht durch Generieren einer auf DFE beruhenden
Erfassungs-Statistik für
jedes Codewort (anstatt für
jeden Chip), das gesendet werden konnte. Die Erfassungs-Statistik für ein gegebenes
potentiell übertragenes
("Versuchs")-Codewort wird generiert durch Durchführen der
Rückmeldungsentzerrung
der Codewort-Chips, unter der vorläufigen Annahme, daß das Codewort
von Interesse wirklich übermittelt wurde.
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Wie oben gezeigt, verfalten sich
die Chips mit dem Kanal und erzeugen zwei Arten von Verzerrung:
Interferenz zwischen den Codewörtern,
d.i. "Überlauf"
(und zwar Intersymbolstörung
(ISI – Intersymbol
Interference) zwischen den Codewörtern, und
Intra-Codewort-Chip-Interferenz (ICI) oder Verschmierung der Energie
im Inneren der Chips eines entsprechenden Codeworts CWi. Der Grad
der ISI hängt
ab von der Anzahl der Chips per Codewort und dem Ausmaß der Mehrwege-Verzerrung.
Für DSSS-Mechanismen, wie
sie in militärischen
Anwendungen verwendet werden, wobei die Anzahl der Chips je Codewort
typisch lang ist (z.B. in der Größenordnung
64, 128, 256 oder mehr), ist der Codewort-Überlauf verhältnismäßig unbedeutend.
Jedoch ist, wie oben gezeigt, in kommerziellen Umgebungen die Anzahl
der Chips per Codewort stark eingeschränkt (z.B. nur acht per Codewort),
um die Datenbandbreitenverfügbarkeit
zu maximieren. Da das Ausmaß des
Codewort-Überlaufs
mit der Verringerung der Chip-Anzahl per Codewort zunimmt, wenn Mehrwege
signifikant sind, kann eine sehr kleine Codewort-Chip-Dichte zu einem Überlauf
von nicht nur unmittelbar aufeinanderfolgenden Codewörtergrenzen,
sondern sogar über
mehrere Codewörter
führen.
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Eine DFE-eingebettete Signalbearbeitungs-Architektur
zum Beheben einer solchen Intercodeword-Interferenz (ISI) ist als
Diagramm in 10 als um
den Codewort-Korrelator "herumgewickelt" illustriert. Zu diesem
Zweck ist der Ausgang des kanalangepaßten Filters 33 an
einen ersten Eingang 101 eines Differential-Kombinierers 102 gekoppelt,
der einen zweiten Eingang 103 zum Empfangen eines nach-cursor-repräsentativen
Echos angekoppelt hat, das durch Abschätzen der Kanalimpulsantwort
erzeugt wird. Der Ausgang 104 des Differential-Kombinierers 102,
der eine "gereinigte" Kopie des empfangenen Codeworts repräsentiert,
ist an den Codewort-Korrelator 31 gekoppelt, dessen Ausgang
an einem Codewort-Entscheidungsoperator 105 liegt. Der
Codewort-Entscheidungsoperator 105 untersucht alle M Chips
in einem empfangenen Codewort, anstatt einen individuellen Chip,
um die Entscheidung darüber
zu treffen, welches Codewort tatsächlich übertragen wurde.
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Unter Vorgabe dieser durch den Betreiber abgeleiteten
Codewort-Entscheidung 105 wird eine Wiederholung des Chip-Inhalts
und der Phaseninformation des entschiedenen ursprünglich übertragenen
Codeworts dann in einem Synthesizer 106 des zu übertragenden
Codeworts synthetisiert. Dieses synthetisierte Codewort wird dann
zusammengefaltet mit einem Schätzwert
der Kanalimpulsantwort in einem FIR-Filter 107 zum Erzeugen
einer Repräsentation
des Nach-Cursor-Mehrwertechos implementiert, im Signal, das vom
kanalangepaßten
Filter 33 empfangen wird. Durch Anlegen dieses Nach-Cursor-Echos
an den Differentialkombinierer 102 wird der gesamte ISI-Beitrag
im Ausgang des kanalangepaßten
Filters 33 aus dem Eingang zum Codeword-Prozessor 31 effektiv annulliert.
Hier muß bemerkt
werden, daß der
Schätzwert
der Kanalimpuls-Antwort, implementiert im FIR-Filter 107,
nicht (Codewort-) längenbegrenzt
ist; sein Ausgang deckt das gesamte Nach-Cursor-Mehrwege-Echo im
Signal, das vom kanal-angepaßten
Filter 33 empfangen wird, ob es eine Codewort-Grenze oder
eine Vielzahl von Codewort-Grenzen überschreitet.
Auch kann zum wirksamen Signalbearbeiten der kanal-angepaßte Filter
und der vorwärtsgekoppelte
Abgriffsabschnitt des DFE als ein "geweißter" angepaßter Filter implementiert
sein, wie vorstehend beschrieben.
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Eine DFE-eingebettete Signalbearbeitungs-Architektur
zum Annullieren der Intra-Codewort-Chip-Verschmierung von Energie innerhalb
der Chips eines entsprechenden Codeworts CWi wird nachstehend unter
Bezugnahme auf die 11-13 beschrieben. Wie in 11 gezeigt wird, hat ein
herkömmlicher
Codewort-Korrelator 31 für einen
RAKE-Empfänger
eine Vielzahl individueller Codewort-Korrelatoren 31-1 – 31-N,
von denen jeder einen entsprechend unterschiedlichen Codewort-Chip-Satz
erfaßt.
Das vorliegende Beispiel eines Acht-Bit-Felds definiert 256 Codewort-Kombinationen
(bestehend aus 26=64 Codewörtern, davon jede
auf einer der 22=4 möglichen Quadratur-Phasen (0°, 90°, 180°, 270°)). Da jedes
Codewort des vorliegenden Beispiels aus acht Chips besteht, gibt
es insgesamt 48=64K mögliche Chip-Kombinationen,
aus denen die 64 Codewort-Chip-Kombinationen ausgewählt werden
können.
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Durch Anwenden eines Satzes früherer Voraussetzungen,
die auf Attributen der Kommunikationsanwendung (Innenraum-WLAN)
und zum Ermöglichen
einer reduzierten Komplexitäts-Implementierung
des Korrelators kann die anfänglichen
große Zahl
möglicher
Chip-Kombinationen nur auf denjenigen Codewörter empirisch reduziert werden,
die eine vorgeschriebene Chipsatz-Struktur haben, wie z.B. eine
Walsh- oder Hadamard-Struktur,
wie vorstehend beschrieben. Auch wenn solche Auswahlkriterien erfüllt sind,
haben von einem praktischen Standpunkt aus nicht alle Codewörter des
ausgewählten
Satzes ideale Eigenschaften (insbesondere die bevorzugten Selbstkorrelations-
und Kreuzkorrelations-Eigenschaften, die oben beschrieben werden),
so daß sogar
ohne Mehrwege-basierte Chipverschmierung die Korrelatorausgänge keine
idealen Impuls/Null-Charakteristiken aufweisen. Infolge einer Mehrwege-Verzerrung
dieser weniger als idealen Chip-Sätze und das daraus folgende
sehr kleine Signal/Rauschverhältnis
für jeden
Chip, kann somit erwartet werden, daß ohne irgendeine Form von
Chip-Verzerrungskompensation die Ausgänge von mehr als einem Codewort-Korrelator
im wesentlichen ununterscheidbar sein werden.
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Um diesem Chip-Verschmierungsproblem entgegenzuwirken
und die Erfassungs-Statistik der Codewort-Korrelation zu verbessern, wird
der Signalbearbeitungszweig durch jeden entsprechenden Codewortkorrelator
der Erfindung konfiguriert, um die Inhalte aller Chips unterschiedlich
zu kombinieren, die jedes empfangene Codewort mit einem entsprechenden
unterschiedlicher Sätze
Codewort-zugeordneter DFE Rückkopplungsabgriffe
zusammensetzen, die die Nach-Cursor Mehrwege-Verzerrungsechos repräsentieren,
auf die dieses besondere Codewort im Lauf seiner Übertragung über den
Mehrwege-Kanal vom Sender her stößt. Zusammen
Bearbeiten der Chips jedes empfangenen Codeworts dient zum Vergrößern des
SNR des empfangenen Signals um 6 dB, und ermöglicht die Verbesserung der
statistischen Erfassungsgenauigkeit jedes Codewort-Korrelatorzweigs.
Entsprechende Ausführungsformen
zum Durchführen
der Subtraktion oder Entfernen der Nach-Cursor-Mehrwegeverzerrung vom Korrelatorausgang
stromaufwärts
und stromabwärts
des Codewort-Korrelators werden als Diagramm in 12 und 13 gezeigt.
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In der stromaufwärts gelegenen Implementierung
der 12 wird ein ankommender
Signalpfad 1201 für
die hintereinander empfangenen Codewort-Chipsätze (plus Wärmerauschen) als an eine Vielzahl
K statistischer Codewort-Korrelator-Zweige 1203-1,..., 1203-K gekoppelt
gezeigt, deren jeder einem entsprechend anderen von K Codewort-Kombinationen
zugeordnet ist. Wie oben beschrieben, gibt es im vorliegenden Beispiel
der Anwendung eines Acht-Bit-Felds K=256 Codewort-Kombinationen
(bestehend aus 26=64 Codewörtern, jedes
an einer der 22=4 möglichen Quadratur-Phasen (0°, 90°, 180°, 270°)).
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Jeder Codewort-Korrelatorzweig beinhaltet einen
Differentialkombinierer 1210 an einem ersten (+) Eingang 1211,
an den der eingehende Signalpfad gekoppelt ist, und einen zweiten
(–) Eingang 1212, der
an den Ausgang eines entsprechenden FIR-Filter-Rückkoplungsabgriffsatzes 1220 gekoppelt
ist. Da jeder eingehende Codewort-Chipsatz in den Codewort-Korrelator
geschoben wird, dient jeder entsprechende FIR-Filter-Rückkopplungsabgriffsatz 1220 zum
Synthetisieren der Mehrwegekanalimpulsantwort für seinen entsprechenden Codewort- Chipsatz (z.B. bestehend
aus acht Chips je Codewort im vorliegenden Beispiel) zum Erzeugen
einer Darstellung des Nach-Cursor-Mehrwege-Echos für diesen
Codewort-Chipsatz.
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Die Gewichtungskoeffizienten jedes
Codewort-Rückkopplungs-Abgriffssatzes 1220 können während eines Übungsintervalls
erstellt werden, wie vorsehend beschrieben. Durch Subtrahieren dieses synthetisierten
Nach-Cursor-Mehrwege-Echo vom empfangenen Codewort ist der Eingang
zu einem zugeordneten Zweig-Codewort-Korrelator 1230, der
an den Ausgang 1223 des Differential-Kombinierers 1220 gekoppelt
ist, effektiv eine "Reinigungs"-Version des empfangenen Codewort-Chipsatzes,
von dem das Mehrwege-basierte Chip-Verschmieren entfernt wurde.
Wie oben beschrieben, ist der Ausgang jedes Codewort-Korrelators 1230 der
Korrelator-Statistikzweige 1203-1, ..., 1203-K an
einen Spitzendetektor 1235 gekoppelt, der den größten Ausgang
als das übertragene
Codewort auswählt.
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Anstatt den Codewort-Korrelator von
K Zweigen, deren jeder einem entsprechenden Chipsatz sowie seiner
Quadratur-Phasen-Komponente
zugeordnet ist, kann die Codewort-Korrelator-Architektur der 12 aus N (64 im vorliegenden Beispiel)
Zweigen zusammengesetzt sein, wobei der Spitzendetektor 1235 so
konfiguriert ist, daß er
einen Zweistufen-Auswahlprozeß führt – wobei
der erste die in größter Größenordnung
quadrierte Realkomponente zum Identifizieren des Codeworts, und
der zweite der Komplexwert zum Identifizieren der Vierphasenrotation
des Codeworts ist.
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In der Codewort-Korrelator-Implementierung gemäß 12, in der ein Differentialkombinierer
am stromaufwärtsliegenden
Ende jedes Korrelationszweigs gesetzt ist, ist es nicht erforderlich,
wiederholt einen entsprechenden FIR-Filter-Rückkopplungs-Abgriffssatz
zu generieren, da jeder eingegangene Codewort-Chipsatz bearbeitet
wird. Ein stärker Computer-wirksames
Schema zum Synthetisieren der Mehrwegekanal-Impulsantwort kann realisiert werden
durch differentielles Kombinieren der Inhalte des empfangenen Signalwegs mit
den entsprechenden FIR-Rückkopplungsfilter-Abgriffsstufen
stromabwärts
von jedem Codewort-Korrelator, wie in 13 gezeigt
wird.
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In der stromabwärtsliegenden Implementierung,
gezeigt in 13, wird
der Differentialkombinierer 1310 eines entsprechenden statistischen Zweigs 1300 am
stromabwärts
liegenden Ende jedes Codewort-Korrelators 1320 am Empfangsweg
angeordnet, an welchen der Empfangssignalweg 1301 gekoppelt
ist, sowie eine synthetisierte Abgriffsweg-Codewort-Korrelation 1330,
mit dem der Ausgang eines entsprechenden FIR-Filter-Rückkopplungsabgriffsatzes 1340 gekoppelt
ist.
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Wie in der Ausführungsform der 12, enthält die Korrelator-Architektur
eine Vielzahl K von Codewort-Korrelator statistischen Zweigen 1300-1,
..., 1300-K, die entsprechend unterschiedlichen der K Codewort-Kombinationen
zugeordnet sind. Innerhalb jedes Codewort-Korrelator-Zweigs ist
der Codewort-Korrelator 1320 für den eingehenden Signalweg 1301 vorzugsweise
als schnelle Walsh-(Hadamard)-Struktur implementiert, die einen
Satz von N Ausgängen 1321-1,
..., 1321-N aufweist, die entsprechend der Vielzahl von
N Codewörtern
zugeordnet sind. Der synthetisierte Zugriffsweg-Codewort-Korrelator 1330 ist
mit dem Ausgang eines entsprechenden FIR-Filter-Rückkopplungs-Abgriffssatzes 1340 gekoppelt,
der, wie in der Ausführungsform
der 12, zum Synthetisieren
der Mehrwege-Kanal-Impulsantwort für den Chipsatz seines entsprechenden
Codeworts wirksam ist, um eine Repräsentation des Nach-Cursor-Mehrwege-Echos
für diesen Codewort-Chipsatz
zu erzeugen.
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In der vorliegenden Ausführungsform
jedoch, weil das Differentialkombinieren des Bearbeitungswegs für das empfangene
Signal und die Rückkopplungsabgriffe
eine Nach-Korrelationsoperation ist,
gibt es keine Notwendigkeit zum Regenerieren der Rückkopplungsabgriffe,
da jeder neu empfangene Codewort-Chipsatz in den Korrelator getaktet wird.
Das ermöglicht,
daß die
Funktionalität
des synthetisierten Abgriffswegs in einer Nachschlag-Tabelle gespeichert
wird, deren Gewichtungskoeffizienten während der Codewort-Übungssequenz definiert werden,
wie oben beschrieben ist.
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Zum Subtrahieren des synthetisierten Nach-Cursor-Vielweg-Echos von dem empfangenen Codewort,
werden die N Ausgänge 1321-1,
..., 1321-N des empfangenen Signalweg-Codewort-Korrelators 1320 durch
eine Erweiterungseinheit 1350 auf eine Vielzahl von K Korrelator-Ausgangszeilen 1351-1,
..., 1351-K erweitert, die den 256 Codewort-Kombinationen
(64 Codewörter,
jedes von ihnen in 4 möglichen
Quadratur-Phasen (0°,
90°, 180°, 270°)) entsprechend
zugeordnet sind. Die Erweiterungseinheit 1350 prüft den komplexen
Wert jedes der N Ausgänge 1321-1,...
1321-N des empfangenen Signalweg-Codewort-Korrelators 1320 zum Identifizieren
der Vierphasen-Rotation (+1, +j, –1, -j) der entsprechenden
Codewörter.
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Wie durch einen entsprechenden Satz
von vier Erweiterungsleitungen 1351-1 – 1351-4 gezeigt wird,
werden die Vierphasen-Rotationsausgänge (+1, +j, –1, -j)
eines entsprechenden Codeworts an erste (+) Eingänge 1361 eines Satzes
von Differentialkombinierern 1360-1 – 1360-4 gekoppelt.
Diese Differentialkombinierer haben zweite Eingänge 1362, die so gekoppelt
sind, daß sie
komplexe Korrelationswerte für
den synthetisierten Abgriffsweg empfangen, die in einem Nachschlagtabellenspeicher
gespeichert werden. Wie oben beschrieben, macht das das Regenerieren
der Rückkopplungsabgriffe überflüssig, wenn
die einzelnen neu empfangenen Codewort-Chipsätze in den Korrelator eingetaktet
werden. Die Ausgänge 1363 der
Differentialkombinierer 1360-1 – 1360-K sind an einen
Spitzendetektor 1380 gekoppelt, der den größten realen
Ausgang als das wahre übertragene
Codewort auswählt.
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Wie man aus der obigen Beschreibung
erkennt, kann die Leistung eines herkömmlichen RAKE-Empfängers, der
für Innenräume WLAN-Mehrwege-Anwendungen
für Pseudozufalls-Streuspektrumsignale
mit relativ kurzen Codewort-Längen wesentlich
verstärkt
werden durch Einbetten einer Rückmeldungs-Entzerrerstruktur
in den Signalbearbeitungsweg durch den kanalangepaßten Filter-
und Codewort-Korrelator des Empfängers.
Der Rückmeldungsentzerrer
dient zum Annullieren sowohl der Innenraum-Codewortstörungen d.i.
"Überlauf",
zwischen den Codewörtern,
als auch Intra-Codewort-Chipstörungen (ICI)
d.i. Verschmieren der Energie innerhalb der Chips eines entsprechenden
Codeworts.
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14 ist
eine stärker
verallgemeinerte Ausführungsform
der stromabwärts
liegenden Implementierung der 13.
Ein ankommender Signalweg 1401, ähnlich dem Empfangssignalweg 1301,
wird an einen Empfangsweg-Codewortkorrelator 1420 gekoppelt.
Der Codewortkorrelator 1420 korreliert das empfangene Signal
mit jedem von N möglichen
Codewörtern,
auf ähnliche
Weise wie der Codewort-Korrelator 1320, und sieht N Ausgänge vor,
gezeigt unter 1421-1 bis 1421-N. Hier wird jedoch
bemerkt, daß der
Codewort-Korrelator 1420 nicht als eine Schnell-Walsh-(Hadamard)-Struktur
implementiert werden muß,
sondern statt dessen auch als jede beliebige, gewünschte Struktur
in Abhängigkeit
von der/den bestimmten Wellenform/en implementiert sein kann, die
für Kommunikationen
eingesetzt wird. Auch kann N jede positive Ganzzahl sein, wie z.B. 64,
256, usw. Die N Ausgänge
des Codewort-Korrelators 1420 sind jeweils versehen mit
einem positiven d.i. nichtinvertierenden Eingang einem entsprechenden
von N Differentialkombinierern 1460-1 bis 1460-N,
die eine ähnliche
Funktion für
die Differential-Kombinierer 1360-1 bis 1360-N haben.
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N Codewort-Chipsätze, gezeigt als CW-1 bis CW-N,
sind jeweils für
einen entsprechenden der N FIR-(finite impulse response)-Filter-Rückkopplungs-Abgriffsätze 1440-1 bis 1440-N vorgesehen, die
auf ähnliche
Weise konfiguriert sind, wie die – Filter-Rückkopplungs-Abgriffsätze 1340-1 bis 1340-N. Jeder
der FIR-Filter-Rückkopplungsabgriffssätze 1440 arbeitet
zum Synthetisieren der Mehrwege-Kanalimpulsantwort für seinen
entsprechenden Codewort-Chipsatz zum Erzeugen einer Repräsentation des
Nach-Cursor-Mehrwege-Echos für
diesen Codewort-Chipsatz. Wie oben gesagt, weil die differentielle
Kombinierung des Bearbeitungswegs für die empfangenen Signal- und Rückkopplungsabgriffe
eine Nach-Korrelationsoperation ist, ist es nicht erforderlich,
die Rückkopplungsabgriffe
erneut zu regenerieren, wenn jeweils ein neu empfangener Codewort-Chipsatz
in den Korrelator eingetaktet wird. Wie gezeigt, ist die Funktionalität des synthetisierten
Abgriffswegs in einer programmierbaren Nachschlagtabelle (LUT – Lock-up Table) 1403 gespeichert,
die Gewichtungskoeffizienten speichert, die während einer Codeword-Ausbildungssequenz,
wie oben beschrieben, definiert wurden. Somit kann der LUT 1403 neu
programmiert werden, daß er
nach periodischen Ausbildungssequenzen die zeitliche Genauigkeit
beibehält.
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Die Ausgänge der FIR-Filterrückkopplungs-Abgriffsätze 1440-1 bis 1440-N sind
jeweils mit einem entsprechenden von N synthetisierten Abgriffsweg-Codewort-Korrelatoren 1430-1 bis 14340-N versehen.
Jeder Codewort-Korrelator 1430 vergleicht den Ausgang eines
entsprechenden FIR-Filter-Abgriffssatzes 1440 mit einem
entsprechenden Codewort und erzeugt ein Abschätzungsfehlersignal für das entsprechende
Codewort. Die abgeschätzten
Codewortfehlersignale für
jedes Codewort CW-1 bis CW-N sind versehen mit einem negativen,
d.i. invertierenden Eingang eines entsprechenden der Differentialkombinie-rer 1360.
Die Ausgänge
der Differential-Kombinierer 1460-1 bis 1460-N sind
mit einem Spitzendetektor 1480 gekoppelt, der den größten realen
Ausgang als das wahre übermittelte
Codewort auf ähnliche
Weise auswählt, wie
der Spitzendetektor 1380.
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Wir haben vorstehend verschiedene
erfindungsgemäße Ausführungsformen
gezeigt und beschrieben, es muß jedoch
darauf hingewiesen werden, daß sich
die Erfindung nicht darauf beschränkt, sondern zahlreiche dem
Fachmann bekannte Änderungen
und Modifikationen möglich
sind, und wir wollen uns daher nicht auf die hier gezeigten und
beschriebenen Einzelheiten beschränken, sondern betrachten alle
diese dem Fachmann ohne weiteres bekannten Änderungen und Modifika tionen
als in die folgenden Patentansprüche
mit eingeschlossen.
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Zusammenfassung
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Die Leistung eines RAKE-Empfängers für Mehrkanal-WLAN-Anwendungen
im Innenbereich mit Signalen eines pseudozufälligen Streuspektrum-Systems
unter Verwendung von relativ kurzen Codewortlängen wird dadurch verbessert,
dass eine Rückmeldungs-Entzerrer-Struktur
in den Signalbearbeitungsweg durch den kanalangepassten Filter und den
Codewort-Korrelator eingebaut ist. Dieser Rückmeldungs-Entzerrer dient der Reduzierung oder
Annullierung von zwei Arten der Verzerrung, denen die Chip-Codewörter begrenzter
Chiplänge
ausgesetzt sind, und zwar der Intersymbolstörung ISI und der Intra-Codewort-Chip-Interferenz
ICI.
14